JP5446053B2 - 電力調整器 - Google Patents

Description

本発明は、コストを上げずに実効値を高分解能且つ高速に実効値測定を可能にする電力調整器に関する。

従来から、Ａ／Ｄ変換器とマイクロコンピュータユニットを使用してサイリスタを導通させるトリガ角（以後ここでは単に「トリガ角」と言う）を制御（以後ここでは単に「位相制御」と言う）する電力調整器においては、定電圧制御、定電流制御、電流リミッタ等の機能を精度よく実行するには、サイリスタにより位相制御して負荷に印可した電流や電圧（以後ここでは単に「出力電流」、「出力電圧」と言う）を精度よく測定する必要がある。この出力電流や出力電圧は、電源の半サイクル毎の実効電圧、実効電流（実効値）として求めている。この実効値の求め方としては、電源の半サイクルにおいて、例えば「同半サイクルを１００分割した周期」（以後ここでは「サンプリング周期」と言う）で瞬時電圧または瞬時電流の値をＡ／Ｄ変換して、そのＡ／Ｄ変換値をサンプリング周期毎に自乗して積算し、電源電圧が０（ゼロ）Ｖになる時点（以後ここでは「ゼロ点」と言う）毎にその積算値から計算して求めるという手法がある（特許文献１参照）。

しかしながら、時間的に変化する電源波形を１００分割した周期で計測したのでは、測定分解能が不足し、必要とする精度の実効電圧、実効電流を計測することはできないといった問題が生じる場合がある。この問題点を説明するために電源の半サイクルを１０分割した例を図示したものが図７であり、実効値の理論値とサンプリング値による実効値の計算値の比較が図示されており、縦軸は電流（実効電流Ｉ_ｍで正規化した値）、横軸はトリガ角（度）である。図７を参照すると、この従来手法により実効電流を測定した場合には、サンプリング値から計算した実効値と実効値の理論値を対比すると大きな誤差が生じており、図示するとおりＡ／Ｄ変換値が次のＡ／Ｄ変換点まで、即ちサンプリング周期時間変化しない。このため、Ａ／Ｄ変換と次のＡ／Ｄ変換の間においてトリガ角が変化し実際の実効値が変化しても、前記方法で算出した実効値は変化しないという問題が生じる。この問題点を解決するために、サンプリング周期を短くし、サンプル数を増やすという方法が最も単純で効果もあるが、この方法ではＡ／Ｄ変換処理及び、実効値を計算する処理をより高速化する必要がある。このためこの方法を実施するには、高性能なＡＤ変換器やマイクロコンピュータユニットが必要となりコストが高くなる。

このような従来の実効値測定手法における問題点を解決するものとして特許文献２に記載の電圧測定装置がある。従来の実効値測定手法では、サンプリング周期の整数倍が電源周期にならない値にした一定のサンプリング周期でサンプリングしているので、電源周波数変動などによりサンプリング周波数が電源周波数の整数倍になる可能性があり、サンプリング周波数が電源周波数の整数倍になると、電源波形の毎サイクルのゼロ点に対するサンプリングポイントが同じになり、測定精度の向上を図ることが出来なくなるという問題が生じていた。この特許文献２に記載の電圧測定装置は、この問題点を解決するためになされたものであり、電源波形の毎サイクル内で乱数により決定したランダムなサンプリングポイントでＡ／Ｄ変換することにより、電源波形の毎サイクルのゼロ点に対するサンプリングポイントが同じになることを避け、電源の複数サイクル間のＡ／Ｄ変換値から実効値を計算する事により必要とする分解能を得ることができるように構成したものである。

特開平０３−９５４６９号公報

特開２００７−７１５７６号公報

本発明は前記問題点を解決するためになされたもので、その目的とするところは、コストを上げずに電源周波数変動などの影響を受けにくい安定して高分解能が得られる実効値測定を可能にし、安定した電力制御ができる電力調整器を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明は、所定の周波数の位相制御された繰り返し波形である電圧及び／または電流の実効値を測定する機能を有する電力調整器であって、一定のサンプリング周期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換を実行させるＡ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部と、上記繰り返し波形の瞬時電圧値及び／または瞬時電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、上記Ａ／Ｄ変換部が求めた瞬時電圧値及び／または瞬時電流値を都度自乗し、その求められた各値を積算して出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値を求める自乗値積算部と、上記繰り返し波形の半サイクル毎に上記Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングを、ゼロ点に対し半サイクル毎に実効値を算出する処理の時間Ｔｄと半サイクル毎にゼロ点に対するＡ／Ｄ変換タイミングをずらすための時間ΔＴを加算した時間だけ遅延させた点にするＡ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、上記繰り返し波形の半サイクル分の出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値をＭ個分記憶し、この記憶されたＭ個の積算値から上記繰り返し波形である電圧あるいは電流の実効値を算出する実効値算出部と、を備えることを特徴とする。

ここで、ΔＴは（Ｔ／Ｍ）×ｍ（Ｍは自然数で、本発明で実効値を計算するために必要な半サイクルの個数、ｍは連続したＭ個の整数とし、ｍは半サイクル毎に、１ずつ加算または減算し、最大値または最小値に到達後に最小値または最大値に戻って循環する）とし、半サイクル毎にＴ／Ｍ単位で増加または減少させＭ回で循環して変化する遅延時間である。

また、Ｔｄは、Ｔｄ＋ΔＴを半サイクル毎のゼロ点到来時に実行する割込処理に必要な時間以上にするための遅延時間である。

また、本発明は、所定の周波数の繰り返し波形である電圧及び／または電流の実効値を測定する機能を有する電力調整器であって、一定のサンプリング周期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換の実行を指示するＡ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部と、上記繰り返し波形の瞬時電圧値及び／または瞬時電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、上記Ａ／Ｄ変換部が求めた瞬時電圧値及び／または瞬時電流値を都度自乗し、その求められた各値を積算して半サイクル分の出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値から半サイクル毎の実効値を算出する半サイクル毎実効値算出部と、上記繰り返し波形の半サイクル毎に上記Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングを、ゼロ点に対し半サイクル毎に実効値を算出する処理の時間Ｔｄと半サイクル毎にゼロ点に対するＡ／Ｄ変換タイミングをずらすための時間ΔＴを加算した時間だけ遅延させた点にするＡ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、上記繰り返し波形の半サイクル毎の自乗積算値から実効値を算出してＭ個分記憶し、この記憶されたＭ個の実効値の平均値を算出して上記繰り返し波形である電圧あるいは電流の実効値とする実効値平均部と、を備えることを特徴とする。

本発明によると、前記構成の採用により、サイリスタで位相制御した電力調整器の出力電圧と出力電流の実効値測定において、電源周波数変動などの影響を受けにくく、安定して高分解能を得ることを可能にし、安定した位相制御ができる電力調整器を、コストを上げずに提供することができる。

本発明に係る電力調整器の実施形態を示すブロック図。 本発明に係る電力調整器の他の実施形態を示すブロック図。 （ａ）はＡ／Ｄ変換サイクル割込処理を説明するためのフローチャート、（ｂ）はゼロ点割込処理を説明するためのフローチャート。 ゼロ点割込処理の他の実施形態を説明するためのフローチャート。 各半サイクルにおけるＡ／Ｄ変換のタイミングとＡ／Ｄ変換値とその自乗値を示す図。 ４倍の速さでＡ／Ｄ変換後の自乗値を半サイクル分集計した図。 図４（ａ）のＡ／Ｄ変換後の自乗値を半サイクルとして集計した図。 本発明が分解能を従来比４倍にできることを説明するための説明図。 実効電流測定値の分解能改善効果を示すグラフ。 従来の実効値算出方法の問題点を説明するための説明図。

以下、本発明を実施するための一実施形態について、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。

図１（ａ）には、本発明に係る電力調整器の一実施形態を示すブロック図が示されている。

図１（ａ）に示すように、電力調整器１は、サイリスタ５、カレントトランス６、制御目標入力処理部７、サイリスタ位相制御部８、ゼロ点検知部９、Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延部１０、Ａ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部１１，Ａ／Ｄ変換部１２、自乗積算部１３、自乗積算値記憶部１４、実効値算出部１５からなり、樹脂加熱、金属加熱、半導体・ＬＣＤ等の電子デバイス製造プロセス等における加熱工程において使用されるヒータ３の温度制御を行うものである。

サイリスタ５は、サイリスタ位相制御部８によりトリガされ、ヒータ３に位相制御したＡＣ電力を供給する。

図１（ａ）中の入力２は、ヒータ３の近傍に配置されたセンサ（図示せず）からの検出温度であり、予め設定された目標値に基づき、その測定温度が目標値に近づくような操作量を、例えばＰＩＤ演算して出力する温度調節機器（図示せず）のもので、電力調整器１に接続されている。

サイリスタ位相制御部８は、サイリスタ５の駆動部として機能し、実効値算出部１５により算出された実効電圧及び実効電流と、制御目標入力処理部７から出力された目標出力値に基づいてトリガ信号を生成し、サイリスタ５をオンする（トリガする）。

ゼロ点検知部９は、電源電圧波形のゼロ点（瞬時電圧が０Ｖの点）を検知して自乗積算値記憶部１４及びＡ／Ｄ変換サイクル遅延処理部１０にゼロ点検知信号を送るように機能する。

Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部１０は、ゼロ点検知部９からの信号を受けて、電源電圧波形の半サイクル毎に下記Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングを、ゼロ点に対しＴｄ＋ΔＴだけ遅延させた点にすると共に、そのΔＴを半サイクル毎にＴ／Ｍ単位で増加または減少させＭ回で循環して変化させる。

Ａ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部１１は、電源電圧波形の半サイクル毎にＡ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部１０によって、ゼロ点に対しＴｄ＋ΔＴ遅延した点で起動され、その半サイクル間はサンプリング周期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換サイクル割込処理を実行するように機能する。

Ａ／Ｄ変換部１２はヒータ３に流れる電流をカレントトランス６を介して測定した出力電流と、ＡＣ電源４からサイリスタ５を経由してヒータ３に印加された出力電圧を、Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部１０及びＡ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部１１で決めたタイミングでＡ／Ｄ変換するように機能する。

自乗値積算部１３は出力電流Ａ／Ｄ変換部１２１及び出力電圧Ａ／Ｄ変換部１２２でＡ／Ｄ変換された電流値と電圧値をＡ／Ｄ変換サイクル毎に自乗し、その自乗値を半サイクル間積算する処理を実行するように機能する。

自乗積算値記憶部１４は、自乗値積算部１３で半サイクル間積算された自乗積算値をゼロ点毎にＭ個の記憶部に順次記憶する機能と、自乗値積算部１３で積算された自乗積算値をゼロ点毎にクリアする機能を有し、毎回のゼロ点より前のＭ半サイクル分の自乗積算値を記憶するよう機能する。

実効値算出部１５は、半サイクル毎に自乗積算値記憶部１４で記憶されたＭ個の自乗積算値を合計し、その値の平方根から実効値算出する処理（具体的には図２（ｂ）のＳ２０５〜Ｓ２０８あるいは図３のＳ３００〜Ｓ３０３）を実行するように機能する部分である。

次いで、図２、図４〜図６を参照して上記のように構成された本発明の電力調整器の実効値測定の動作説明を行う。

図２（ａ）はＡ／Ｄ変換サイクル割込処理を説明するためのフローチャート、同図（ｂ）はゼロ点割込処理を説明するためのフローチャート、図４（ａ）は各半サイクルにおけるＡ／Ｄ変換のタイミングを示す図、図４（ｂ）、図４（ｃ）、図５は本発明が分解能を従来比４倍にできることを説明するための説明図、図６は実効電流測定値の分解能改善効果を示すグラフである。

図２（ａ）に示すＡ／Ｄ変換サイクル割込処理は、タイマＡにより起動される。具体的にはＡ／Ｄ変換のサンプリング周期Ｔをセットし、タイマＡの値が減算され０（ゼロ）になると起動する処理である。サンプリング周期Ｔ毎に行われる割込処理であり、サンプリング周期Ｔ毎に次のＳ１００〜Ｓ１０３の処理を行う。

Ａ／Ｄ変換サイクル割込処理が起動すると、先ずタイマＡにサンプリング周期Ｔをセットする（Ｓ１００）。次に出力電圧と出力電流の瞬時値のＡ／Ｄ変換処理を行う（Ｓ１０１）。次に、取り込まれた出力電圧と出力電流のＡ／Ｄ変換値の自乗値を算出し（Ｓ１０２）、この算出された自乗値を積算器（自乗値積算部１３）に加算する（Ｓ１０３）。Ａ／Ｄ変換サイクル割込処理は上述したとおり、サンプリング周期Ｔ毎に繰り返し実行される。

次に、本発明においては、半サイクル毎に図２（ｂ）に示すゼロ点割込処理が起動する。ゼロ点割込処理について図２（ｂ）を参照して詳細に説明すると、電源電圧がゼロ点近辺の時に当該ゼロ点割込処理が起動し、ΔＴ値を半サイクル毎に循環させる処理を実行するための値ｍに１を加算する（Ｓ２００）。加算後のｍが最大値よりも大きいか否か判断し（Ｓ２０１）、ｍがｍの最大値よりも大きい場合にはｍにｍの最小値を代入する（Ｓ２０２）。

ここでｍはＭ個の連続した整数とし、例えば、Ｍが４でｍの最小値を０とすれば、ｍの最大値は３となり、半サイクル毎に０→１→２→３→０と循環する。次に、半サイクル毎に、Ａ／Ｄ変換サイクル開始タイミングを変更するための時間を（Ｔ／Ｍ）×ｍで計算しその値を△Ｔとする（Ｓ２０３）。次にゼロ点からゼロ点検知直後の半サイクルに於ける最初のＡ／Ｄ割り込み処理を起動するまでの時間Ｔｄ＋ΔＴをタイマＡにセットする（Ｓ２０４）。

次にＡ／Ｄ変換サイクル割込処理で算出した出力電圧と出力電流のＡ／Ｄ変換値の半サイクル間の自乗積算値を読み込み、Ｍ回の半サイクルの自乗積算値を記憶するためのＭ個のメモリの中の一つＲ［ｍ］に記憶させ（Ｓ２０５）、次いで、出力電圧と出力電流のＡ／Ｄ変換値の自乗積算値を０（ゼロ）にする（Ｓ２０７）。次にＭ個のメモリの自乗積算値を合計し、その合計した値から実効値を算出する（Ｓ２０８）。

以上のように、本発明においては、半サイクル×Ｍ回の積算値から実効値を算出しているが、図４〜図６に於いてはＭ＝４として、実施形態を説明している。まず、図４（ａ）を参照して詳細に説明すると、図４（ａ）には、ＡＣ電源の電源波形（正弦波）が曲線で図示されており、縦軸は電源電圧（または電流）を実効値で正規化した値、横軸は時間を電源波形の半サイクルの時間で正規化した値であり、実効値は１（ピーク値は±√２）、サンプリング周期はＴであり、ＴｄはＴ／２として、Ａ／Ｄ変換を行っている状態が図示されている（以後ここでは実効値で正規化した値で示す）。▲で示される打点は、曲線上の●で示される打点、即ち電源波形の瞬時値をＡ／Ｄ変換した値を自乗した値である。

図４（ａ）では、１回目のゼロ点と直後のＡ／Ｄ変換点との間隔Ｔｄ＋ΔＴはＴｄ＋（Ｔ／４）×０となり、１回目のゼロ点後の半サイクル内のそれ以降のＡ／Ｄ変換の間隔はＴとなっている。つぎに２回目のゼロ点と直後のＡ／Ｄ変換点との間隔Ｔｄ＋ΔＴはＴｄ＋（Ｔ／４）×１となり、２回目のゼロ点後の半サイクル内のそれ以降のＡ／Ｄ変換の間隔はＴとなっている。３回目のゼロ点と直後のＡ／Ｄ変換点との間隔Ｔｄ＋ΔＴはＴｄ＋（Ｔ／４）×２となり、３回目のゼロ点後の半サイクル内のそれ以降のＡ／Ｄ変換の間隔はＴとなっている。４回目のゼロ点と直後のＡ／Ｄ変換点との間隔Ｔｄ＋ΔＴはＴｄ＋（Ｔ／４）×３となり、４回目のゼロ点後の半サイクル内のそれ以降のＡ／Ｄ変換の間隔はＴとなっている。

次の５回目のゼロ点と直後のＡ／Ｄ変換点との間隔Ｔｄ＋ΔＴは上記１回目と同じＴｄ＋（Ｔ／４）×０に戻り、５回目のゼロ点後の半サイクルのそれ以降のＡ／Ｄ変換の間隔はＴとなっている。以下同様に４半サイクル毎に同じＡ／Ｄ変換開始タイミングの繰り返しとなる。以上のように４半サイクルを１周期として、各半サイクルのゼロ点とその半サイクルの最初のＡ／Ｄ変換点との間隔は、Ｔｄ＋（Ｔ／４）×０、Ｔｄ＋（Ｔ／４）×１、Ｔｄ＋（Ｔ／２）×２、Ｔｄ＋（Ｔ／４）×３という変化を繰り返す。

図４（ｃ）は、図４（ａ）の電圧または電流のＡ／Ｄ変換後の自乗値（▲打点部）の４半サイクル分を半サイクルとして集計した図である。図４（ｂ）は、Ｔ／４の周期（４倍の早さ）でＡ／Ｄ変換後の自乗値を半サイクル分集計した値の図である。両図を比較すると、ほぼ同じ結果になることが分かる。この実施例では、Ｔｄの区間のＡ／Ｄ変換値が欠落するが、ＡＣ電源の電源波形（正弦波）の電圧または電流の実効値を計測する上ではゼロ点近傍の入力値はゼロ（０Ｖ）に近いため、このことによる実効値の測定誤差はごく僅かとなる。以上より、この方式で算出した実効値は、Ｔ／４の周期（４倍の早さ）でＡ／Ｄ変換した値から実効値を算出した時の値と同等の分解能を、コストを上げずに実現できる。また、半サイクル毎のゼロ点を起点に遅延させてＡ／Ｄ変換サイクル処理を開始することにより、電源周波数の変動の影響を受けなくなり、Ａ／Ｄ変換点を偏らずに分散化できるので、安定して高分解能な実効値測定が可能になる。

このことを電力調整器から実際に出力される波形を模式的に図示したのが、図５である。図５には、ゼロ点（ゼロクロス）付近の電力調整器の出力波形が三角形で図示されており、Ａ／Ｄ変換の測定間隔（サンプリング周期）をＴとしている。また、上から１回目の半サイクル〜４回目の半サイクルにおけるそれぞれのトリガ点のＡ／Ｄ変換値が図示されており、一番下の図は１〜４回目の４半サイクル分の値を積算した模式図である。

１回目の半サイクルの状態を参照すると、トリガ点がＡ／Ｄ変換測定間隔Ｔの間で変化してもＡ／Ｄ変換値Ｘ_ｎ−１〜Ｘ_ｎは変化していない。従って、このＴの間隔のまま実効値を算出したのでは、上述した図７に示すようにトリガ角が次のＡ／Ｄ変換点まで変化しないと実効値は変化しないこととなり、その結果、精度よく実効電圧、実効電流を測定することはできない。そこで、本実施形態においては、ゼロ点検知毎にＴ／４ずつＡ／Ｄ変換のタイミングを遅延させ、１回目〜４回目までを１回の計測単位とみなし、この４半サイクル分の測定点により最終的に実効電圧、実効電流を測定するように構成している。

図６には、本発明により実効電流を測定した場合の効果が図示されており、縦軸は電流実効値［Ａ］、横軸はトリガ角（度）であり、＊は従来の手法により測定した場合の実効電流値Ｉ_ｅ、▲は本発明の手法により測定した場合の実効電流値Ｉ_ｅである。図６を参照すれば分解能が大幅に改善していることが分かる。

上述のように４半サイクル分を１回の測定とすることで、４倍のＡ／Ｄ変換回数（４分の１の時間間隔）でＡ／Ｄ変換した場合と同じ実効値が得られた。

実効値の測定処理が終了し実効値が測定されると、次いで、制御目標入力処理（Ｓ２０９）、サイリスタ位相制御処理（Ｓ２１０）が実行されゼロ点割込処理は終了する。なお、これら制御目標入力処理及びサイリスタ位相制御処理については従来の電力調整器においてもゼロ点毎に行われている処理であり本発明の特徴部分ではなく、上記において説明しているので詳細な説明は省略する。

上記実施形態においては、４半サイクル分の自乗値積算値から実効値を算出するように構成したが、実効値を算出する手法としてはこれに限定されず、次に示す他の実施形態も適用可能である。例えば、本発明の電力調整器を図１（ｂ）のように構成し、ゼロ点割込み処理を図３に示す方法により処理してもよい。この他の実施形態においては、上記実施形態に示す電力調整器１と、実効値算出部１５及び自乗積算値記憶部１６の代わりに、半サイクル毎実効値算出部１６、半サイクル毎実効値記憶部１７及び実効値平均部１８とした点において差異を有するものであるが、その他の構成は上記実施形態の構成と同様である。また、この他の実施形態においても、Ａ／Ｄ変換サイクル割込処理は図２（ａ）に示すものと同様の処理であり、ゼロ点割込処理においてＳ２００〜Ｓ２０４及びＳ２０９、Ｓ２１０は図２（ｂ）に示すものと同様の処理であるので、ここでは上記実施形態と相違する部分のみ説明し、上記と同様の処理については説明を省略する。

ゼロ点割込処理のＳ２００〜Ｓ２０４の処理が終了すると、次いで、出力電圧と出力電流の自乗積算値から半サイクル毎実効値算出部１６により実効値が算出され（Ｓ３００）、算出された実効値を半サイクル毎実効値記憶部１７（メモリＲ［ｍ］）に記憶し（Ｓ３０１）、出力電圧と出力電流の自乗積算器をクリアし（Ｓ３０２）、次いで記憶されたＭ個分の実効値の移動平均を実効値平均部１８により算出する（Ｓ３０３）。すなわち、この他の実施形態においては、半サイクル毎に実効値を算出し、その実効値の平均から実効電圧、実効電流を計算するという手法を採用しており、このような手法でも、上記実施形態と略同じ結果が得られる。

１ 電力調整器
２ 入力
３ ヒータ
４ ＡＣ電源
５ サイリスタ
６ カレントトランス
７ 制御目標入力処理部
８ サイリスタ位相制御部
９ ゼロクロス検知部
１０ Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部
１１ Ａ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１２１ 出力電流Ａ／Ｄ変換部
１２２ 出力電圧Ａ／Ｄ変換部
１３ 自乗値積算部
１４ 自乗積算値記憶部
１５ 実効値算出部
１６ 半サイクル毎実効値算出部
１７ 半サイクル毎実効値記憶部
１８ 実効値平均部

Claims (2)

1. 所定の周波数の位相制御された繰り返し波形である電圧及び／または電流の実効値を測定する機能を有する電力調整器であって、
   一定のサンプリング周期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換を実行させるＡ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部と、
   上記繰り返し波形の瞬時電圧値及び／または瞬時電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
   上記Ａ／Ｄ変換部が求めた瞬時電圧値及び／または瞬時電流値を都度自乗し、その求められた各値を積算して出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値を求める自乗値積算部と、
   上記繰り返し波形の半サイクル毎に上記Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングを、ゼロ点に対し半サイクル毎に実効値を算出する処理の時間Ｔｄと半サイクル毎にゼロ点に対するＡ／Ｄ変換タイミングをずらすための時間ΔＴを加算した時間だけ遅延させた点にするＡ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、
   上記繰り返し波形の半サイクル分の出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値をＭ個分記憶し、この記憶されたＭ個の積算値から上記繰り返し波形である電圧あるいは電流の実効値を算出する実効値算出部と、
   を備えることを特徴とする電力調整器。
2. 所定の周波数の繰り返し波形である電圧及び／または電流の実効値を測定する機能を有する電力調整器であって、
   一定のサンプリング周期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換の実行を指示するＡ／Ｄ変換サイクル処理コントロール部と、
   上記繰り返し波形の瞬時電圧値及び／または瞬時電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
   上記Ａ／Ｄ変換部が求めた瞬時電圧値及び／または瞬時電流値を都度自乗し、その求められた各値を積算して半サイクル分の出力電圧自乗積算値及び／または出力電流自乗積算値から半サイクル毎の実効値を算出する半サイクル毎実効値算出部と、
   上記繰り返し波形の半サイクル毎に上記Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングを、ゼロ点に対し半サイクル毎に実効値を算出する処理の時間Ｔｄと半サイクル毎にゼロ点に対するＡ／Ｄ変換タイミングをずらすための時間ΔＴを加算した時間だけ遅延させた点にするＡ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、
   Ａ／Ｄ変換サイクル開始遅延処理部と、上記繰り返し波形の半サイクル毎の自乗積算値から実効値を算出してＭ個分記憶し、この記憶されたＭ個の実効値の平均値を算出して上記繰り返し波形である電圧あるいは電流の実効値とする実効値平均部と、
   を備えることを特徴とする電力調整器。

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