JP5423428B2 - 蓄電装置 - Google Patents

Description

本発明は、直列接続された複数の蓄電素子に電力を蓄える蓄電装置に関するものである。

近年、ハイブリッド自動車や電気自動車等の省燃費車両（以下、車両という）が開発されている。これらの車両は駆動の一部、または全部をモータにより行うため、排気ガスを低減でき地球環境保護にも貢献する。

このような車両は、前記モータにより車両駆動を行うために、キャパシタ等の蓄電素子を複数個直列に接続した蓄電装置を有している。この蓄電装置は、複数の蓄電素子の製造時における容量バラツキ等に起因して、使用過程において各蓄電素子の両端電圧バラツキが発生する。その結果、特定の蓄電素子に対して過充電や過放電がなされ、前記蓄電装置の寿命が短くなる可能性がある。

そこで、前記両端電圧バラツキを低減し、前記蓄電装置の長寿命化を得るために、各蓄電素子の両端にバイパス回路を備えた充電装置が、例えば特許文献１に提案されている。図８はこの充電装置のブロック回路図である。

組電池１０１は蓄電素子である複数の各電池１０１ａ〜１０１ｎが直列に接続された構成を有する。各電池１０１ａ〜１０１ｎには、それぞれ抵抗１０２ａ〜１０２ｎとトランジスタ１０３ａ〜１０３ｎの直列回路で構成されるバイパス回路が並列に接続されている。さらに、各電池１０１ａ〜１０１ｎには、それぞれ各電池１０１ａ〜１０１ｎの端子電圧を検出する電圧センサ１０４ａ〜１０４ｎが並列に接続されている。トランジスタ１０３ａ〜１０３ｎと電圧センサ１０４ａ〜１０４ｎはそれぞれ制御装置１０５に接続されている。また、組電池１０１は充電回路１０７によって充電が行われる。

次に、このような充電装置の動作を説明する。まず、充電回路１０７によって組電池１０１が充電されている時に制御装置１０５は電圧センサ１０４ａ〜１０４ｎから各電池１０１ａ〜１０１ｎの電圧を検出する。次に、前記電圧の最小電圧を求め、各電池１０１ａ〜１０１ｎの電圧との差を求める。この差が所定値以上であれば、その電池のトランジスタをオンにすることで前記バイパス回路をオンにする。その結果、電圧の高い電池への充電が前記バイパス回路により抑制される。また、前記差が所定値以下であれば、その電池の前記バイパス回路をオフにする。その結果、電圧の低い電池への充電が重点的に行われる。これらより、全体の電圧バラツキを低減することができる。

特許第３２７９０７１号公報

上記の充電装置によると、バイパス回路のオンオフにより確かに電圧バラツキが低減されるのであるが、各電池１０１ａ〜１０１ｎの電圧の内、最小電圧との差から前記バイパス回路のオンオフを制御している。従って、このようなバイパス回路を利用して電圧バラツキを低減する場合、前記最小電圧との差が大きいほど電圧バラツキが低減されるまでに時間がかかる。ゆえに、前記最小電圧との差が大きくてもできるだけ早く電圧バラツキを低減するために、抵抗１０２ａ〜１０２ｎの抵抗値を小さくする方が望ましい。しかし、前記抵抗値を小さくすると抵抗１０２ａ〜１０２ｎに流れる電流が大きくなる。その結果、抵抗１０２ａ〜１０２ｎで熱として消費される電力は電流の２乗に比例するため、抵抗１０２ａ〜１０２ｎが過剰に発熱してしまう可能性があるという課題があった。

また、上記の充電装置では前記最小電圧と各電池１０１ａ〜１０１ｎの電圧との差が前記所定値以上であれば、その電池の前記バイパス回路をオンに、所定値以下であれば、その電池の前記バイパス回路をオフにする制御を行なっているが、例えば蓄電素子としてキャパシタを用いる場合で前記キャパシタの放電時に電圧バラツキを低減するように制御すると、前記バイパス回路がオンになることにより前記抵抗値の小さい抵抗１０２ａ〜１０２ｎに大電流が流れて前記キャパシタの電圧が急峻に低下する。従って、単に前記所定値以上か否かで前記バイパス回路のオンオフを制御するだけであれば、前記キャパシタの電圧の調整精度が低下する可能性があるという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、小さい抵抗値を有する抵抗器を用いても、その過剰な発熱可能性を低減しつつ高精度に電圧バラツキを低減することにより、長寿命の蓄電装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の蓄電装置は、直列接続された複数の蓄電素子からなる蓄電部と、前記蓄電素子と電気的に接続され、前記蓄電素子のそれぞれの両端電圧（Ｖｉ、ｉ＝１〜ｎ、ｎは前記蓄電素子の直列個数）を検出する電圧検出回路と、前記蓄電素子とそれぞれ電気的に並列接続された、抵抗器とスイッチの直列回路からなるバランス回路と、前記抵抗器にそれぞれ配され、前記抵抗器の温度（Ｔｉ、ｉ＝１〜ｎ、ｎは前記蓄電素子の直列個数）を検出する温度センサと、前記電圧検出回路、スイッチおよび温度センサと電気的に接続された制御回路と、を備え、前記制御回路は、既定の測定期間（ｔｍ）の最初と最後にそれぞれ前記各電圧検出回路で測定した測定期間前両端電圧（Ｖｉ１）および測定期間後両端電圧（Ｖｉ２）と、前記各蓄電素子の容量値（Ｃｉ）と、から前記測定期間（ｔｍ）における前記各蓄電素子の増減したエネルギ幅（Ｅｉ）を求め、前記蓄電部が充電時の場合は、前記各エネルギ幅（Ｅｉ）と、それらの最小エネルギ幅（Ｅｍｉｎ）との充電エネルギ差（ΔＥｃｉ）、および、前記蓄電部が放電時の場合は前記各エネルギ幅（Ｅｉ）と、それらの最大エネルギ幅（Ｅｍａｘ）との放電エネルギ差（ΔＥｄｉ）、の少なくとも一方から調整目標抵抗値（Ｒａｉ）を求め、前記抵抗器の実抵抗値（Ｒｉ）と前記調整目標抵抗値（Ｒａｉ）からエネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）を求めるとともに、前記測定期間（ｔｍ）の後に前記温度（Ｔｉ）を検出し、測定期間後両端電圧（Ｖｉ２）と前記温度（Ｔｉ）による温度準拠時比率（Ｄｔｉ）との相関関係から前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）を求め、前記エネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）と前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）のうち小さい方を時比率（Ｄｉ）と決定し、既定の調整期間（ｔｂ）の間、前記時比率（Ｄｉ）で前記各スイッチをオンオフ制御するという、これらの動作を繰り返すようにしたものである。

本発明によれば、両端電圧（Ｖｉ）の変化や各蓄電素子の容量値（Ｃｉ）を基にエネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）を求めているので、スイッチを単純にオンまたはオフにするだけの従来の構成に比べ、抵抗器の見かけ上の抵抗値を可変することができ、高精度な前記エネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）が求められる。また、測定期間後両端電圧（Ｖｉ２）と温度（Ｔｉ）による温度準拠時比率（Ｄｔｉ）との相関関係から、抵抗器の発熱と放熱の熱的バランスを取った前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）が求められる。そして、これら前記エネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）と前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）の小さい方を時比率（Ｄｉ）として前記スイッチをオンオフ制御するので、前記抵抗器の過剰な発熱可能性を低減しつつ高精度に電圧バラツキを低減でき、その結果、蓄電装置の長寿命化が図れるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１における蓄電装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における蓄電装置の両端電圧Ｖｉにおける温度Ｔｉと温度準拠時比率Ｄｔｉの相関関係図 本発明の実施の形態１における蓄電装置のエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉの経時特性図 本発明の実施の形態１における蓄電装置の両端電圧Ｖｉの経時特性図 本発明の実施の形態１における蓄電装置のスイッチのオンオフ動作を行うフローチャート 本発明の実施の形態２における蓄電装置のブロック回路図 本発明の実施の形態２における蓄電装置のスイッチのオンオフ動作を行うフローチャート 従来の充電装置のブロック回路図

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。なお、ここでは蓄電装置を車両に用いた場合について述べる。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における蓄電装置のブロック回路図である。図２は本発明の実施の形態１における蓄電装置の両端電圧Ｖｉにおける温度Ｔｉと温度準拠時比率Ｄｔｉの相関関係図である。図３は本発明の実施の形態１における蓄電装置のエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉの経時特性図である。図４は本発明の実施の形態１における蓄電装置の両端電圧Ｖｉの経時特性図である。図５は本発明の実施の形態１における蓄電装置のスイッチのオンオフ動作を行うフローチャートである。なお、図１において太線は電力系配線を、細線は信号系配線を、それぞれ示す。また、図２において横軸は温度を、縦軸は温度準拠時比率を、それぞれ示す。また、図３において横軸は時刻を、縦軸は時比率を、それぞれ示す。また、図４において横軸は時刻を、縦軸は両端電圧を、それぞれ示す。

図１において、複数個の蓄電素子１１が直列に接続されて蓄電部１３が構成されている。ここで、蓄電素子１１には電気二重層キャパシタを用いている。前記電気二重層キャパシタとして本実施の形態１では定格電圧が３Ｖのものを用いた。従って、蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉ（ｉ＝１〜ｎ、ｎは蓄電素子１１の直列個数）は過放電の影響と過充電へのマージンを考慮して０Ｖから２．８Ｖまでの範囲となるように充放電を行うようにした。なお、図１の構成では蓄電素子１１がｎ個直列に接続されているが、これは直並列接続構成としてもよい。この場合は回路構成上、並列接続された蓄電素子１１が１個の蓄電素子１１と等価であるので、前記直並列接続構成であっても後述する動作は同じである。

蓄電部１３の両端には、正極端子１５と負極端子１７が接続されている。これらの端子は図示しない充放電回路を介して前記車両の発電機、モータ、電装品等（いずれも図示せず）に電気的に接続される。これにより、例えば前記発電機が回生電力を発生した時には、前記充放電回路により前記回生電力を蓄電素子１１に充電し、蓄えた前記回生電力を前記モータや電装品に放電する動作を繰り返すことで、前記車両の省燃費化が図れる。

蓄電素子１１の両端には、それぞれ電圧検出回路１９が電気的に並列接続されている。これにより、各蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉが検出される。なお、電圧検出回路１９は、蓄電素子１１の両端にそれぞれ設ける構成に限定されるものではなく、各蓄電素子１１の両端に切替スイッチ（図示せず）を設け、前記切替スイッチを制御することにより１つの電圧検出回路１９で両端電圧Ｖｉを順次検出するようにしてもよい。さらに、蓄電素子１１に高電圧が印加される場合は前記切替スイッチと電圧検出回路１９の間にフライングキャパシタ（図示せず）を設ける構成としてもよい。

また、各蓄電素子１１には、それぞれバランス回路２１が電気的に並列接続されている。バランス回路２１は図８で説明したバイパス回路と同等の機能を有する。すなわち、バランス回路２１は抵抗器２３とスイッチ２５の直列回路からなる。従って、スイッチ２５をオンにすると、そのスイッチ２５を有するバランス回路２１と並列接続された蓄電素子１１から抵抗器２３に電流が流れ、両端電圧Ｖｉを下げる方向に調整することができる。これにより、各蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉにおけるバラツキを低減することが可能となる。なお、スイッチ２５には外部からオンオフ制御が可能な電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いている。また、抵抗器２３としては、できるだけ早く電圧バラツキを低減するとともに、前記ＦＥＴへの突入電流を低減するために、実抵抗値Ｒｉが３Ω（２５℃にて）の低抵抗品を用いた。さらに、多くの前記電流を流しても温度上昇に耐えるために最高使用温度Ｔｍａｘが高い抵抗器２３を用いた。本実施の形態１では抵抗器２３として最高定格温度が１５５℃のものを用いたので、安全をみて、その約２／３倍である１００℃を使用最高温度Ｔｍａｘとした。また、抵抗器２３の抵抗温度係数ＴＣＲは３００ｐｐｍ／℃である。なお、実抵抗値Ｒｉ（＝３Ω）や前記最高定格温度、抵抗温度係数ＴＣＲは一例であり、電圧バラツキ幅やバランスを取るまでの期間、前記電流の大きさ、前記ＦＥＴの耐電流特性等に応じて適宜決定すればよい。

各抵抗器２３の近傍には、その温度Ｔｉ（ｉ＝１〜ｎ、ｎは蓄電素子１１の直列個数）を検出する複数の温度センサ２６が設けられている。ここで、温度センサ２６としては温度Ｔｉに対する感度が高いサーミスタを用いた。これらの温度センサ２６はそれぞれ抵抗器２３にできるだけ近い位置に配している。具体的には、抵抗器２３と温度センサ２６の間の絶縁を保った状態で隣接するように配置した。これにより、抵抗器２３の温度Ｔｉをできるだけ速く正確に測定することができる。さらに、バランス回路２１の動作時に流れる前記電流に起因した抵抗器２３の温度変化を的確に検出するために、抵抗器２３と温度センサ２６は熱伝導性基材（図示せず）上に配されている。前記熱伝導性基材としては、例えば熱伝導率λが１Ｗ／ｍＫオーダーの高熱伝導性ガラスエポキシ回路基板を用いている。このガラスエポキシ回路基板において、抵抗器２３と温度センサ２６が隣接するように基板配線パターンを形成している。また、温度センサ２６としてチップ型サーミスタを用いている。これにより、温度センサ２６自身の熱容量が小さくなるので、バルク型サーミスタ等と比較して温度変化追従性がさらに良好となる。さらに、サーミスタの抵抗温度係数が他原理の温度検出素子に比べて大きいので、温度Ｔｉの精度を向上することができる。従って、これらの構成を有することにより、抵抗器２３の温度Ｔｉを高精度に測定することが可能となる。

なお、抵抗器２３と温度センサ２６との間に電気絶縁性を有する高熱伝導性グリスを介在させる構成としてもよい。この場合はよりいっそうの温度変化追従性向上が可能となる。

また、抵抗器２３と温度センサ２６を前記熱伝導性基材上に配置しているが、蓄電装置を例えば非常用バックアップ電源に用いる場合のように、蓄電素子１１の急峻な充放電が繰り返し行われない環境においては、前記電圧バラツキはあまり大きくならないので、バランス動作による抵抗器２３の発熱が少ない。従って、このような場合はそれほど熱伝導率λが高くない通常の回路基板を用いてもよい。しかし、少ないながらも前記バランス動作による発熱は起こるので、後述するスイッチ２５の制御は有用である。

また、温度センサ２６としては前記チップ型サーミスタに限定されるものではなく、抵抗器２３の温度変化が緩やかな前記非常用バックアップ電源用に蓄電装置を適用する場合はチップ型より若干熱容量が大きいバルク型やビーズ型のサーミスタであってもよい。さらに、前記サーミスタに限らず、熱電対や白金測温体、焦電センサなど温度Ｔｉを電気信号に変換できるものであればよい。

電圧検出回路１９、スイッチ２５および温度センサ２６は、それぞれ信号系配線で制御回路２７と電気的に接続されている。これにより、制御回路２７は温度センサ２６から温度Ｔｉ（Ｔ１〜Ｔｎ）を、電圧検出回路１９から両端電圧Ｖｉ（Ｖ１〜Ｖｎ）を、それぞれ読み込む。また、スイッチ２５に対してオンオフ信号ＳＷｉ（ｉ＝１〜ｎ、ｎは蓄電素子１１の直列個数）を出力することによりオンオフ制御を行う。これにより、バランス回路２１の制御を行っている。さらに、制御回路２７は前記車両の外部制御回路（図示せず）とも信号系配線で接続されており、データ信号ｄａｔａを送受信することで様々な情報のやり取りを行う。なお、制御回路２７はマイクロコンピュータとメモリ等の周辺回路で構成されている。

次に、このような蓄電装置の動作について、高精度に、かつ抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減するスイッチ２５の時比率Ｄｉを求める原理的動作について説明する。

時比率Ｄｉは、抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減する温度準拠時比率Ｄｔｉと、高精度化を達成するエネルギ準拠時比率Ｄｅｉから決定される。従って、ここでは温度準拠時比率Ｄｔｉとエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求める原理的動作を順に説明する。

まず、温度準拠時比率Ｄｔｉは次のようにして求められる。

上記したように、できるだけ早く前記電圧バラツキを低減するには、バランス回路２１が動作している時に抵抗器２３にできるだけ多くの電流を流せばよく、そのためには抵抗器２３を最高使用温度Ｔｍａｘまで使うことが望ましい。この場合、抵抗器２３が現在の温度Ｔｉから最高使用温度Ｔｍａｘに至った時に、抵抗器２３から前記熱伝導性基材に伝達される放熱量Ｑｄは、
Ｑｄ＝λ・Ｌ・（Ｔｍａｘ−Ｔｉ） （１）
で表される。ここで、距離Ｌは抵抗器２３の熱が前記熱伝導性基材に伝達される距離であり、本実施の形態１では抵抗器２３が現在の温度Ｔｉから最高使用温度Ｔｍａｘに至った時の熱が抵抗器２３から半径３ｃｍの範囲まで伝達するものとする。従って、抵抗器２３から距離Ｌ＝３ｃｍまで離れた部分の前記熱伝導性基材の温度は現在の温度Ｔｉとなる。また、上記したように前記熱伝導性基材の熱伝導率λが１Ｗ／ｍＫ、最高使用温度Ｔｍａｘが１００℃であるので、（１）式は
Ｑｄ＝１・０．０３・（１００−Ｔｉ） （２）
となる。

従って、この放熱量Ｑｄをバランス回路２１の動作により抵抗器２３で発熱させればよい。この時の発熱量Ｑｒは、抵抗器２３の調整目標抵抗値をＲａとすると、
Ｑｒ＝Ｖｉ²／Ｒａ （３）
となる。

以上より、発熱量Ｑｒと放熱量Ｑｄが等しくなるように調整目標抵抗値Ｒａを求めると、（２）式＝（３）式より、
Ｒａ＝Ｖｉ²／（３−０．０３・Ｔｉ） （４）
となる。従って、（４）式より求めた調整目標抵抗値Ｒａになるようにスイッチ２５をオンオフ制御することで、抵抗器２３が最高使用温度Ｔｍａｘになるように制御されるので、抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減しつつ前記電圧バラツキを低減することが可能となる。

ここで、調整目標抵抗値Ｒａとは、抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減するための、スイッチ２５のオンオフ制御による抵抗器２３の見かけ上の抵抗値であり、後述する高精度化のためのエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求める際の調整目標抵抗値Ｒａｉとは異なる点に注意が必要である。調整目標抵抗値Ｒａは抵抗器２３の実抵抗値Ｒｉとオンオフ制御の温度準拠時比率Ｄｔｉから、Ｒａ＝Ｒｉ／Ｄｔｉの関係を有する。温度準拠時比率Ｄｔｉは０以上１以下の値を持ち、時比率Ｄｉが温度準拠時比率Ｄｔｉであると決定された場合（この決定方法は後述する）、Ｄｔｉ＝０の時はスイッチ２５がオフ、Ｄｔｉ＝１の時はスイッチ２５がオン、Ｄｔｉが０から１の間の時は、例えばＤｔｉ＝０．８ならオンオフ周期の８０％がオン、２０％がオフになるようにスイッチ２５がオンオフ制御される。従って、上記した関係から温度準拠時比率Ｄｔｉを可変することにより抵抗器２３の抵抗値を実抵抗値Ｒｉよりも大きな調整目標抵抗値Ｒａに調整することができる。

従って、上記した関係からスイッチ２５をオンオフ制御するための温度準拠時比率Ｄｔｉは、
Ｄｔｉ＝Ｒｉ／Ｒａ （５）
で表される。但し、実抵抗値Ｒｉは温度Ｔｉに応じて変化するので、抵抗器２３の抵抗温度係数ＴＣＲ（＝３００ｐｐｍ／℃）により実抵抗値Ｒｉを（６）式により温度補正する。

Ｒｉ＝Ｒｓ・（１＋ＴＣＲ・（Ｔｉ−Ｔｓ）） （６）
ここで、基準温度（室温）Ｔｓを２５℃とし、基準温度Ｔｓにおける実抵抗値Ｒｓは３Ωであるので、（６）式は、
Ｒｉ＝３・（１＋０．０００３・（Ｔｉ−２５）） （７）
となる。但し、抵抗温度係数ＴＣＲが小さく、前記蓄電装置の使用温度範囲の中で実抵抗値Ｒｉの温度変化が無視できる程度の抵抗器２３を用いた場合は（７）式による実抵抗値Ｒｉの温度補正を行なわず、基準温度Ｔｓ（＝２５℃）における実抵抗値Ｒｓ（＝３Ω）を実抵抗値Ｒｉとして用いてもよい。

以上より、温度準拠時比率Ｄｔｉは（５）式に（４）式と（７）式を代入して整理すると、
Ｄｔｉ＝（８．９３−０．０８７・Ｔｉ−２．７・１０^-5・Ｔｉ²）
／Ｖｉ² （８）
となる。従って、温度準拠時比率Ｄｔｉは温度Ｔｉと両端電圧Ｖｉの関数であることがわかる。ここで、両端電圧Ｖｉを０．５Ｖから２．５Ｖまで０．５Ｖ刻みで変えた時と２．８Ｖの時の温度Ｔｉと（８）式で求めた温度準拠時比率Ｄｔｉの相関関係を図２に示す。なお、（８）式の計算の結果、温度準拠時比率Ｄｔｉが１より大きくなった場合は、温度準拠時比率Ｄｔｉを１とする。図２より、温度Ｔｉが低い間は抵抗器２３の発熱量Ｑｒが十分に放熱され最高使用温度Ｔｍａｘに至らないため、温度準拠時比率Ｄｔｉは１となる。しかし、バランス回路２１の動作により前記電流が流れると抵抗器２３の温度Ｔｉが上昇し、温度Ｔｉが最高使用温度Ｔｍａｘに至れば抵抗器２３の過剰な発熱が発生してしまう。そこで、図２に示す相関関係に従って、例えば両端電圧Ｖｉが２．５Ｖの時は温度Ｔｉが３０．６℃に至ると、温度準拠時比率Ｄｔｉが温度Ｔｉに応じて高温になるほど下がるように決定される。すなわち、温度Ｔｉが高く温度準拠時比率Ｄｔｉが小さくなることにより、最終的に時比率Ｄｉが温度準拠時比率Ｄｔｉであると決定されると、スイッチ２５のオン期間が短くなる。これにより、抵抗器２３の発熱量Ｑｒが放熱量Ｑｄと等しくなるように、すなわち抵抗器２３の発熱と放熱の熱的バランスが取れるようにしながら温度Ｔｉが最高使用温度Ｔｍａｘに至るように制御されるので、過剰な発熱可能性を低減できる。さらにその間もスイッチ２５はオンになる期間があるため時間がかかるものの前記電圧バラツキを低減することができる。そして、温度準拠時比率Ｄｔｉによるスイッチ２５の制御を行なっても抵抗器２３の温度Ｔｉが最高使用温度Ｔｍａｘに至った場合は、これ以上抵抗器２３の温度Ｔｉを上げないようにするため、温度準拠時比率Ｄｔｉは０になる。ゆえに、時比率Ｄｉも抵抗器２３の過剰な発熱を回避するために０と決定される。その結果、スイッチ２５はオフ状態を維持することになるため、これ以上の発熱は起こらず高信頼性が得られる。この場合、電圧バラツキが低減されていなければ本来なら制御回路２７はスイッチ２５をオンにする制御を行なおうとするのであるが、時比率Ｄｉが０であるため電圧バラツキ低減動作が中断されることになる。しかし、スイッチ２５がオフの間は前記電流が流れないので抵抗器２３の温度Ｔｉが下がる。これにより、再び図２の相関関係から温度準拠時比率Ｄｔｉを求めて、０より大きい時比率Ｄｉが決定されるとスイッチ２５を動作させることができる。ゆえに、電圧バラツキ低減動作が再開される。

なお、図２において、両端電圧Ｖｉに応じて前記相関関係が異なるので、現在の両端電圧Ｖｉが変化した場合は、変化後の値に応じた前記相関関係から温度準拠時比率Ｄｔｉを求めればよい。ここで、図２では両端電圧Ｖｉが０．５Ｖから２．５Ｖまでの０．５Ｖ刻みと２．８Ｖの場合において前記相関関係を記載しているが、実際にはその中間値も存在するので、制御回路２７は（８）式より正確な温度準拠時比率Ｄｔｉを求めている。但し、（８）式で温度準拠時比率Ｄｔｉを計算した結果、負の値になれば温度準拠時比率Ｄｔｉ＝０に、１を超えれば上記したように温度準拠時比率Ｄｔｉ＝１にしている。

次に、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求める原理的動作について説明する。

今、蓄電部１３を充電する場合について考える。蓄電素子１１は上記したように容量値Ｃｉにバラツキが存在するため、従来と同様に蓄電部１３の単位時間当たりの電圧上昇分が一定になるように、すなわち定電流Ｉで充電すると、各蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉの上昇にバラツキが発生する。具体的には、測定期間ｔｍの最初の両端電圧Ｖｉ（以下、測定期間前両端電圧Ｖｉ１という）と測定期間ｔｍの最後の両端電圧Ｖｉ（以下、測定期間後両端電圧Ｖｉ２という）からＣｉ・（Ｖｉ２−Ｖｉ１）＝Ｉ・ｔｍの関係式が得られ、単位時間当たりの両端電圧Ｖｉの上昇を求めると（Ｖｉ２−Ｖｉ１）／ｔｍ＝Ｉ／Ｃｉとなることから、容量値Ｃｉが大きいほど単位時間当たりの両端電圧Ｖｉの上昇が小さくなる。ゆえに、容量値Ｃｉのバラツキが充電による両端電圧Ｖｉのバラツキの要因となることがわかる。従って、上記したようにバランス回路２１は両端電圧Ｖｉを下げる方向に調整することができるので、本実施の形態１では両端電圧Ｖｉの変化や容量値Ｃｉに応じて最適なエネルギ準拠時比率Ｄｅｉ（０≦Ｄｅｉ≦１）でスイッチ２５をオンオフ制御することにより、高精度に両端電圧Ｖｉのバランスを取ることが可能となる。

ここで、温度準拠時比率Ｄｔｉで説明したように最終決定された時比率Ｄｉでスイッチ２５をオンオフ制御すると、直列に接続された抵抗器２３の実抵抗値Ｒｉを見かけ上、可変することができる。ゆえに、両端電圧Ｖｉの変化や容量値Ｃｉに応じたエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを基に時比率Ｄｉを決定することで、蓄電素子１１の急峻な電圧変化を低減しつつ高精度な電圧バラツキの低減が可能となる。

そこで、本実施の形態１では測定期間ｔｍに充電される各蓄電素子１１のエネルギ変化幅（以下、エネルギ幅Ｅｉと呼ぶ）に着目し、両端電圧Ｖｉの変化や容量値Ｃｉに応じたエネルギ準拠時比率Ｄｅｉをエネルギ幅Ｅｉから求める。すなわち、既定の測定期間ｔｍ（本実施の形態１では０．１秒とした）の最初と最後にそれぞれ測定した各両端電圧（測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２）と、各蓄電素子１１の容量値Ｃｉと、から測定期間ｔｍにおける各蓄電素子１１の増加したエネルギ幅Ｅｉを次式で求める。

Ｅｉ＝Ｃｉ／２・｜Ｖｉ２²−Ｖｉ１²｜ （９）
なお、ここでは蓄電部１３の充電時であるのでエネルギ幅Ｅｉは増加した値となるが、放電時であれば減少した値となる。ここでは、いずれの場合にも適用できるように、（９）式におけるＶｉ２²−Ｖｉ１²の項を絶対値で表した。

また、測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２は測定期間ｔｍの最初と最後にそれぞれ測定しているが、制御回路２７による両端電圧Ｖｉの測定時間は０．１ミリ秒程度であり、測定期間ｔｍ（＝０．１秒）に比べ極めて短い。従って、以後の説明では測定期間ｔｍの最初と最後における両端電圧Ｖｉの測定時間は無視できるものとして説明する。

次に、各蓄電素子１１のエネルギ幅Ｅｉの中から最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを求める。そして、各エネルギ幅Ｅｉと最小エネルギ幅Ｅｍｉｎとの充電エネルギ差ΔＥｃｉを求める。

ΔＥｃｉ＝Ｅｉ−Ｅｍｉｎ （１０）
なお、（１０）式の結果、最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを有する蓄電素子１１の充電エネルギ差ΔＥｃｉは０となる。ここで、電圧バランスを取るためのエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは充電エネルギ差ΔＥｃｉ分を抵抗器２３で消費するように決定されるので、充電エネルギ差ΔＥｃｉが０であればスイッチ２５をオンオフ制御する必要はない。そのため、この蓄電素子１１に対するエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは０となり時比率Ｄｉも０と決定されるので、スイッチ２５はオフとなる。なお、任意の複数の蓄電素子１１において電圧バランスが取れていると、充電エネルギ差ΔＥｃｉが実質的に０となるものが複数発生する。この場合は、それらの蓄電素子１１の全てにおいてエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを０とする。ここで、実質的に０であるとは、電圧検出回路１９と温度センサ２６の測定誤差や制御回路２７の演算誤差の範囲内で０であると定義する。

次に、充電エネルギ差ΔＥｃｉよりバランス回路２１における調整目標抵抗値Ｒａｉを求める。ここで、充電エネルギ差ΔＥｃｉは測定期間ｔｍの間に最小エネルギ幅Ｅｍｉｎに対して余計に蓄電素子１１に充電されたエネルギであるので、これをバランス回路２１の抵抗器２３にて消費すればよい。この際、調整目標抵抗値Ｒａｉが消費するエネルギはＶｉ２²・ｔｂ／Ｒａｉであるとする。ここで、既定の調整期間ｔｂは本実施の形態１において測定期間ｔｍと同じ０．１秒とした。なお、この消費するエネルギは正確には∫Ｖｉ（ｔ）²ｄｔ／Ｒａｉ（積分期間は調整期間ｔｂ）となるが、ここでは調整期間ｔｂが０．１秒と短いため、Ｖｉ（ｔ）＝Ｖｉ２（一定）と近似して計算している。従って、調整目標抵抗値Ｒａｉが消費するエネルギＶｉ２²・ｔｂ／Ｒａｉが充電エネルギ差ΔＥｃｉと等しくなるように調整目標抵抗値Ｒａｉを求めればよいので、調整目標抵抗値Ｒａｉは次式のようになる。

Ｒａｉ＝Ｖｉ２²・ｔｂ／ΔＥｃｉ （１１）
ここで、実抵抗値Ｒｉをエネルギ準拠時比率Ｄｅｉで除することにより調整目標抵抗値Ｒａｉとなるので、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉは次式で表される。

Ｄｅｉ＝Ｒｉ／Ｒａｉ （１２）
なお、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉは０≦Ｄｅｉ≦１の範囲であるので、（１２）式の計算の結果、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉが１以上であれば、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉは１とする。この場合、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉが時比率Ｄｉとして決定されればスイッチ２５がオンのままに制御される。なお、（１０）式より充電エネルギ差ΔＥｃｉは正であるので、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉが負になることはない。

また、（１２）式の実抵抗値Ｒｉは温度センサ２６で検出した温度Ｔｉを用いて（６）式により温度補正を行なった値としてもよい。これにより、現在の抵抗器２３の温度Ｔｉも考慮したエネルギ準拠時比率Ｄｅｉが求められるので、さらなる高精度化が可能となる。但し、上記したように抵抗温度係数ＴＣＲが小さく、前記蓄電装置の使用温度範囲の中で実抵抗値Ｒｉの温度変化が無視できる程度である抵抗器２３を用いた場合は、（１２）式で実抵抗値Ｒｉの温度補正を行なわず、基準温度Ｔｓ（＝２５℃）における実抵抗値Ｒｓ（＝３Ω）を実抵抗値Ｒｉとして用いてもよい。

ここで、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉの具体的な経時特性を図３の太線に示す。ここでは、任意の時刻（時刻ｔ＝０秒とする）で両端電圧Ｖｉが約３％ずれた状態にある２個の蓄電素子１１について述べる。（９）式よりエネルギ幅Ｅｉは両端電圧Ｖｉの２乗の差に比例するため、両端電圧Ｖｉが低い方の蓄電素子１１が最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを有する。ゆえに、両端電圧Ｖｉが高い方の蓄電素子１１に対してバランス回路２１の制御を行なうが、その際のエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを（１２）式で求めた結果が図３の太線である。なお、図３の太線は測定期間ｔｍ（＝０．１秒）と調整期間ｔｂ（＝０．１秒）を交互に繰り返すことにより求められたエネルギ準拠時比率Ｄｅｉである。

今、時刻ｔ＝０秒であるので、図３の太線よりエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは１となる。これは、２個の蓄電素子１１の充電エネルギ差ΔＥｃｉが大きくて、スイッチ２５をオンのままとしても抵抗器２３で充電エネルギ差ΔＥｃｉを消費できない状態である。従って、不十分ではあるものの抵抗器２３で蓄電素子１１の充電電流の一部が消費されつつ蓄電素子１１の充電がなされることになる。ゆえに、この蓄電素子１１への充電電力が抑制され充電エネルギ差ΔＥｃｉは小さくなる方向に制御される。

その後、時刻ｔ＝２．８秒以降でエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは１以下となり、経時的に低下していく。これは、上記動作で充電エネルギ差ΔＥｃｉが小さくなったため、抵抗器２３で充電エネルギ差ΔＥｃｉを十分消費できる状態になったことになる。そして、経時的に充電エネルギ差ΔＥｃｉは小さくなっていくので、それに伴いエネルギ準拠時比率Ｄｅｉも小さくなる。この動作により、最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを有する蓄電素子１１に両端電圧Ｖｉを合わせる方向に調整することができる。調整期間ｔｂの経過後はスイッチ２５をオフにして、再び測定期間ｔｍの間に測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２を求めてエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを計算するとともに、測定期間後両端電圧Ｖｉ２と温度Ｔｉに基き温度準拠時比率Ｄｔｉを求め、後述するようにエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉの内、小さい方を時比率Ｄｉと決定し、その後、調整期間ｔｂに亘ってスイッチ２５を時比率Ｄｉでオンオフ制御する動作を繰り返す。

その後、時刻ｔ＝２１．５秒で両者の両端電圧Ｖｉが等しくなり、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉは０となる。これらの動作により、蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉを合わせることができる。

ここで、図３の太線に示すエネルギ準拠時比率Ｄｅｉにおける経時特性は下に凸の非線形特性を示すことがわかる。これは、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉを両端電圧Ｖｉだけでなくその変化や容量値Ｃｉの関数として求めているためである。従って、高精度にエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求めることができるので、電圧バラツキも精度よく低減することが可能となる。

次に、上記した温度準拠時比率Ｄｔｉとエネルギ準拠時比率Ｄｅｉから時比率Ｄｉを最終決定する方法について述べる。実際にスイッチ２５をオンオフ制御する時比率Ｄｉは、抵抗器２３が過剰に発熱しない範囲において高精度に決定される。従って、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉのうち小さい方を時比率Ｄｉと決定する。これにより、抵抗器２３の温度Ｔｉが高い場合は温度準拠時比率Ｄｔｉが小さくなるので、電圧バラツキの高精度な低減よりも、抵抗器２３がこれ以上発熱しないようにする制御を優先するために、時比率Ｄｉとして温度準拠時比率Ｄｔｉを用いる。一方、抵抗器２３の発熱がそれほど高くない場合は温度準拠時比率Ｄｔｉが大きくなる。この際は、発熱を抑制する動作よりも高精度な電圧バラツキ低減動作を優先できる。ゆえに、時比率Ｄｉとしてエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを用いる。

このような時比率Ｄｉの決定方法に従って図３を参照すると、前記蓄電装置の周囲温度が２５℃の場合、抵抗器２３の初期温度も２５℃であるので、温度準拠時比率Ｄｔｉの経時特性は図３の上側の細線となる。すなわち、もともと抵抗器２３の温度Ｔｉが低いので、温度準拠時比率Ｄｔｉは時刻ｔ＝２４．４秒まで１のままとなる。その後は抵抗器２３の温度Ｔｉが最高使用温度Ｔｍａｘ（＝１００℃）に至るので、温度準拠時比率Ｄｔｉが低下していく。しかし、図３の太線に示すようにエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは時刻ｔ＝２１．５秒で０となり、電圧バランスが取れた状態となるので、抵抗器２３の初期温度が２５℃の場合はエネルギ準拠時比率Ｄｅｉによってのみ時比率Ｄｉが決定されることがわかる。

一方、前記蓄電装置の周囲温度が例えば使用上限温度である６５℃の場合、抵抗器２３の初期温度も６５℃となる。この際の温度準拠時比率Ｄｔｉの経時特性は図３の下側の細線となる。この特性によると、時刻ｔ＝０秒で蓄電素子１１の充電を始めた直後は抵抗器２３の最高使用温度Ｔｍａｘまで余裕があるので、温度準拠時比率Ｄｔｉは１となるが、その後時刻ｔ＝０．８秒で抵抗器２３の温度Ｔｉは最高使用温度Ｔｍａｘに達する。その後はこれ以上抵抗器２３の温度Ｔｉが過剰に上がらないようにするために、温度準拠時比率Ｄｔｉは１未満となり急激に低下する。この時点ではエネルギ準拠時比率Ｄｅｉは１のままであるので、本来なら早く高精度な電圧バラツキ低減動作を行なうために時比率Ｄｉを１とするところを、抵抗器２３の発熱抑制を優先して温度準拠時比率Ｄｔｉを時比率Ｄｉとして決定する。

その後、時刻ｔ＝８．０秒までは温度準拠時比率Ｄｔｉの方がエネルギ準拠時比率Ｄｅｉよりも小さいので、温度準拠時比率Ｄｔｉが時比率Ｄｉとなり、スイッチ２５のオンオフ制御が行なわれる。時刻ｔ＝８．０秒に至ると、温度準拠時比率Ｄｔｉよりもエネルギ準拠時比率Ｄｅｉの方が小さくなる。これは、時刻ｔ＝０．８秒以降で抵抗器２３の発熱抑制制御を優先した結果、抵抗器２３の発熱と放熱のバランスが取れてきて、温度準拠時比率Ｄｔｉの低下が緩やかになったためである。そこで、時刻ｔ＝８．０秒以降ではエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを時比率Ｄｉと決定し、高精度な電圧バラツキ低減動作を行なう。そして、時刻ｔ＝２１．５秒で電圧バランスが取れ、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉ（＝時比率Ｄｉ）は０となる。

このように時比率Ｄｉを決定することで、高精度に電圧バラツキを低減でき、かつ抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減することが可能となる。その結果、任意の蓄電素子１１に高電圧が印加され続ける可能性が低減されるので、蓄電素子１１の長寿命化が図れるとともに、任意の抵抗器２３が過熱状態となる可能性も低減されるので、蓄電装置全体の長寿命化が可能となる。

次に、図３の時比率Ｄｉにより、上記した２個の蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉが実際にどのように経時変化するのかを図４に示す。なお、図４において、下側の特性は最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを有する蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉの経時特性を、上側の特性はエネルギ幅Ｅｉ（＞Ｅｍｉｎ）を有する蓄電素子１１の両端電圧Ｖｉの経時特性を、それぞれ示す。従って、ここでは上側の特性を有する蓄電素子１１のスイッチ２５が図３に示した時比率Ｄｉの経時特性により制御される。なお、抵抗器２３の初期温度は２５℃とする。

図４より、時刻ｔ＝０秒で約３％あった両端電圧Ｖｉの差が蓄電部１３の充電とともに小さくなり、時刻ｔ＝２１．５秒でほぼ一致する。従って、本実施の形態１の動作によって電圧バランスが取れることがわかる。なお、前記初期温度が２５℃であるので、図４における時比率Ｄｉはエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと等しく決定されている。

次に、このような蓄電装置の電圧バランスを取るためのスイッチ２５のオンオフ動作について、図５のフローチャートを用いて説明する。なお、図５のフローチャートは制御回路２７に内蔵された前記マイクロコンピュータのメインルーチン（図示せず）から電圧バランスを取るために実行されるサブルーチンとして示す。また、エネルギ幅Ｅｉを求めるために、図５のフローチャートを実行する時、全てのスイッチ２５はオフになっている。

制御回路２７の前記マイクロコンピュータは蓄電部１３の充電中に電圧バランスを取るために図５のサブルーチンを実行する。これにより、制御回路２７は各蓄電素子１１の測定期間前両端電圧Ｖｉ１を各電圧検出回路１９から読み込む（ステップ番号Ｓ１０）。次に、測定期間ｔｍが経過したか否かを判断する（Ｓ２０）。ここで、測定期間ｔｍ（＝０．１秒）はＳ１０の動作が完了した時点から制御回路２７に内蔵されたカウンタ（図示せず）により計測される。もし、測定期間ｔｍが経過していなければ（Ｓ２０のＮｏ）、Ｓ２０に戻り測定期間ｔｍが経過するまで待機する。測定期間ｔｍが経過すれば（Ｓ２０のＹｅｓ）、制御回路２７は各蓄電素子１１の測定期間後両端電圧Ｖｉ２を各電圧検出回路１９から読み込む（Ｓ２１）。これにより、測定期間ｔｍの最初に測定期間前両端電圧Ｖｉ１が、測定期間ｔｍの最後に測定期間後両端電圧Ｖｉ２が、それぞれ求められたことになる。ここで、正確にはＳ２０のループで測定期間ｔｍから測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２の測定時間（Ｓ１０とＳ２１の動作時間）を差し引いた残り期間をカウンタで計測すべきであるが、上記したように前記測定時間は測定期間ｔｍに比べ極めて短く無視できるので、Ｓ２０のループは測定期間ｔｍそのものをカウンタで計測している。従って、前記測定時間が測定期間ｔｍに対して無視できない場合は、Ｓ２０のループで前記残り期間に対してカウンタで計測を行なえばよい。いずれの場合もＳ１０からＳ２１までの動作により、測定期間ｔｍの最初と最後にそれぞれ測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２が求められることになる。

このようにして、測定期間前両端電圧Ｖｉ１と測定期間後両端電圧Ｖｉ２が求められたので、制御回路２７は前記メモリにあらかじめ記憶された各蓄電素子１１の容量値Ｃｉとともに、（９）式を用いて各蓄電素子１１のエネルギ幅Ｅｉを求める（Ｓ２３）。次に、得られたエネルギ幅Ｅｉの中で最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを求める（Ｓ２５）。その後、前記メモリに設けられた変数ｉに１を代入する（Ｓ２７）。ここで、この動作をｉ＝１と記載する。なお、判断を除く動作において、例えばｉ＝１と記載した場合は、右辺の数値や演算結果を左辺の変数に代入するものとして定義する。

次に、制御回路２７はｉ番目の蓄電素子１１におけるエネルギ幅Ｅｉの最小エネルギ幅Ｅｍｉｎとの充電エネルギ差ΔＥｃｉを（１０）式より求める（Ｓ２９）。次に、充電エネルギ差ΔＥｃｉが実質的に０であるか否かを判断する（Ｓ３１）。もし、充電エネルギ差ΔＥｃｉが実質的に０であれば（Ｓ３１のＹｅｓ）、上記したように電圧バランスを取る必要がないので、スイッチ２５をオフのままとするために時比率Ｄｉに０を代入する（Ｓ３３）。なお、時比率Ｄｉはエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉのうち小さい方を選択するのであるが、Ｓ３１でＹｅｓの場合は電圧バランスを取る必要がないことが明確であるため、時比率Ｄｉは最小値である０と決定される。従って、Ｓ３３において、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉや温度準拠時比率Ｄｔｉを求めることなく時比率Ｄｉが０と決定される。その後、後述するＳ５３にジャンプする。

一方、充電エネルギ差ΔＥｃｉが実質的に０でなければ（Ｓ３１のＮｏ）、調整目標抵抗値Ｒａｉを（１１）式より求める（Ｓ３５）。次に、制御回路２７はｉ番目の温度センサ２６の出力から測定期間ｔｍの後の温度Ｔｉを読み込み（Ｓ３７）、実抵抗値Ｒｉを（６）式により温度補正して求める（Ｓ３８）。なお、（６）式の基準温度Ｔｓ（＝２５℃）における各抵抗器２３の実抵抗値Ｒｓはそれぞれ前記メモリに記憶されている。

次に、制御回路２７はエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを（１２）式より求める（Ｓ３９）。その後、制御回路２７はＳ２１で求めた測定期間後両端電圧Ｖｉ２を両端電圧Ｖｉとし、Ｓ３７で求めた温度Ｔｉとともに、温度準拠時比率Ｄｔｉとの相関関係（図２、（８）式）から温度準拠時比率Ｄｔｉを求める（Ｓ４１）。

以上に述べたＳ３９とＳ４１から、それぞれエネルギ準拠時比率Ｄｅｉと温度準拠時比率Ｄｔｉが求められたので、制御回路２７は温度準拠時比率Ｄｔｉがエネルギ準拠時比率Ｄｅｉより大きいか否かを判断する（Ｓ４３）。もし、温度準拠時比率Ｄｔｉがエネルギ準拠時比率Ｄｅｉより大きければ（Ｓ４３のＹｅｓ）、制御回路２７は両者のうち小さい方であるエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを時比率Ｄｉに代入する（Ｓ４５）。その後、後述するＳ４９へジャンプする。

一方、温度準拠時比率Ｄｔｉがエネルギ準拠時比率Ｄｅｉ以下であれば（Ｓ４３のＮｏ）、制御回路２７は両者のうち小さい方である温度準拠時比率Ｄｔｉを時比率Ｄｉに代入する（Ｓ４７）。

このようなＳ４５、またはＳ４７の動作により時比率Ｄｉが決定されたので、次に制御回路２７は求めた時比率Ｄｉが１より大きいか否かを判断する（Ｓ４９）。もし、時比率Ｄｉが１以下であれば（Ｓ４９のＮｏ）、時比率Ｄｉはその値で決定されるため、後述するＳ５３にジャンプする。一方、時比率Ｄｉが１より大きければ（Ｓ４９のＹｅｓ）、ｉ番目の蓄電素子１１に接続されたスイッチ２５（以下、ｉ番目のスイッチ２５という）を常にオンにするために時比率Ｄｉに１を代入する（Ｓ５１）。

次に、制御回路２７はＳ３３の後、Ｓ４９のＮｏ、およびＳ５１の後のいずれの場合も決定された時比率Ｄｉでｉ番目のスイッチ２５のオンオフ制御を行なう（Ｓ５３）。具体的には時比率Ｄｉのオンオフ信号ＳＷｉをｉ番目のスイッチ２５に出力する。これにより、ｉ番目のスイッチ２５は時比率Ｄｉでオンオフ動作を行ない、充電電流の一部を抵抗器２３に流すことで充電エネルギ差ΔＥｃｉを小さくするように制御する。なお、オンオフ信号ＳＷｉは次に出力すべきオンオフ信号ＳＷｉが決定されるまで、現在の時比率Ｄｉで出力し続ける構成としている。

次に、制御回路２７は変数ｉに１を加えて更新し（Ｓ５５）、変数ｉがｎ＋１（ｎは蓄電素子１１の直列個数）と等しいか否かを判断する（Ｓ５７）。もし、等しくなければ（Ｓ５７のＮｏ）、次の蓄電素子１１に対するスイッチ２５の時比率Ｄｉを求めるためにＳ２９に戻る。

一方、変数ｉがｎ＋１と等しければ（Ｓ５７のＹｅｓ）、全ての蓄電素子１１に対するスイッチ２５の時比率Ｄｉが決まり、オンオフ制御が行なわれている状態であるので、電圧バランスを取るための調整期間ｔｂ（＝０．１秒）が経過したか否かを判断する（Ｓ５９）。なお、調整期間ｔｂの計測は測定期間ｔｍの計測の場合と同様に、Ｓ５７でＹｅｓと判断された時点から前記カウンタにより行なわれる。もし、調整期間ｔｂが経過していなければ（Ｓ５９のＮｏ）、Ｓ５９に戻り調整期間ｔｂが経過するまで待機する。調整期間ｔｂが経過すれば（Ｓ５９のＹｅｓ）、制御回路２７は全スイッチ２５をオフにするようにオンオフ信号ＳＷｉを出力する（Ｓ６１）。これにより、電圧バランスの調整が一旦停止する。その後、図５のサブルーチンを終了し、前記メインルーチンに戻る。前記メインルーチンは再び図５のサブルーチンを実行する動作を繰り返す。このような動作により、抵抗器２３の過剰な発熱を抑制しつつ電圧バランスを取ることができる。

なお、蓄電部１３を放電する場合については、バランス回路２１による両端電圧Ｖｉの調整が下げる方向のみとなるため、充電時とは異なり放電により減少したエネルギ幅Ｅｉが最大の蓄電素子１１に合わせる必要がある。従って、（９）式で各エネルギ幅Ｅｉを求めた後に、制御回路２７は最大エネルギ幅Ｅｍａｘを求める。これにより、放電エネルギ差ΔＥｄｉは（１０）式に対して（１３）式により求める。

ΔＥｄｉ＝Ｅｍａｘ−Ｅｉ （１３）
上記以外の動作は充電時と同じであるが、（１１）式のΔＥｃｉはΔＥｄｉとなる。これらより、放電時の場合は各エネルギ幅Ｅｉと、それらの最大エネルギ幅Ｅｍａｘとの放電エネルギ差ΔＥｄｉから調整目標抵抗値Ｒａｉを求め、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉを決定することになる。

なお、本実施の形態１において蓄電部１３が充電されるか放電されるかは前記外部制御回路からのデータ信号ｄａｔａにより制御回路２７が判断する構成としている。また、温度準拠時比率Ｄｔｉは抵抗器２３の温度Ｔｉと両端電圧Ｖｉ（図５では測定期間後両端電圧Ｖｉ２）によって求められるので、充電時も放電時も同様に求められる。

以上の構成、動作により、抵抗器２３の過剰な発熱可能性を低減しつつ高精度に電圧バラツキが低減可能な長寿命の蓄電装置を実現できる。

なお、本実施の形態１では、測定期間ｔｍと調整期間ｔｂをいずれも０．１秒と等しく設定しているが、これは測定期間ｔｍを調整期間ｔｂよりも短く設定するようにしてもよい。この場合、調整期間ｔｂが長くなるので、より早く電圧バランスを取ることができる。但し、車両用の蓄電装置として使用する場合のように充放電頻度が多い場合は調整期間ｔｂを長くすると、最新の充放電特性に応じた調整目標抵抗値Ｒａｉが求められず、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉの精度がかえって悪くなることがある。さらに、調整期間ｔｂが長いと、充放電頻度が多いために抵抗器２３の温度Ｔｉが過昇温に至っても、それをタイムリーに検出できなくなる可能性もある。従って、例えば車両用では本実施の形態１のように測定期間ｔｍと調整期間ｔｂを等しくしてタイムリーに時比率Ｄｉを求める構成とし、非常用電源のように安定した温度環境下や充放電環境下の用途では測定期間ｔｍを調整期間ｔｂよりも短くする設定を適用すればよい。

また、本実施の形態１では、蓄電部１３の充電時には充電エネルギ差ΔＥｃｉを、放電時には放電エネルギ差ΔＥｄｉを、それぞれ求めて調整目標抵抗値Ｒａｉを計算し、エネルギ準拠時比率Ｄｅｉを決定しているが、これは充放電時の両方でエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを決定する構成に限定されるものではなく、充電時のみ、または放電時のみにエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求めて電圧バランスを取る構成でもよい。この場合はエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求めた時にのみ温度準拠時比率Ｄｔｉを求め、両者の内、小さい方を時比率Ｄｉとして決定する。このような動作により、充電時、または放電時のみに電圧バランスを取る機会が限定されるものの、例えば非常用の蓄電装置のように充放電頻度が少ない用途ではいずれかの機会でもよい。従って、充電エネルギ差ΔＥｃｉ、および、放電エネルギ差ΔＥｄｉの少なくとも一方から調整目標抵抗値Ｒａｉを計算してエネルギ準拠時比率Ｄｅｉを求めればよい。

（実施の形態２）
図６は本発明の実施の形態２における蓄電装置のブロック回路図である。図７は本発明の実施の形態２における蓄電装置のスイッチのオンオフ動作を行うフローチャートである。なお、図６において太線は電力系配線を、細線は信号系配線を、それぞれ示す。

図６における蓄電装置の構成において、図１と同じ構成要素には同じ符号を付して詳細な説明を省略する。すなわち、本実施の形態２における特徴となる構成は次の通りである。

１）蓄電部１３に流れる電流Ｉを検出する電流検出回路３１を備えた。なお、電流検出回路３１は蓄電部１３と電気的に直列接続されるとともに、制御回路２７とも信号系配線により電気的に接続される。従って、電流検出回路３１は電流Ｉを検出して制御回路２７に出力する機能を有する。

２）蓄電部１３の温度を検出する蓄電部温度センサ３３を備えた。なお、蓄電部温度センサ３３で検出された温度を蓄電部温度Ｔと呼ぶ。また、蓄電部温度センサ３３は蓄電部１３の内部に設けられ、蓄電素子１１の近傍に配されている。蓄電部温度センサ３３は制御回路２７と信号系配線により電気的に接続される。従って、蓄電部温度センサ３３は蓄電部温度Ｔを検出して制御回路２７に出力する機能を有する。

ここで、蓄電部温度センサ３３としては蓄電部温度Ｔに対する感度が高いサーミスタを用いた。なお、蓄電部温度センサ３３は前記サーミスタに限らず、熱電対や白金測温体、焦電センサなど蓄電部温度Ｔを電気信号に変換できるものであればよい。

次に、このような蓄電装置の動作について図７のフローチャートを用いて説明する。なお、図７も図５と同様に前記メインルーチンから実行されるサブルーチンとして記載した。さらに、図７において、図５の動作と同じ部分には同一のステップ番号を付して詳細な説明を省略する。

制御回路２７は前記メインルーチンから図７のサブルーチンを実行すると、まず電流検出回路３１より測定期間ｔｍの直前の電流（以下、測定期間前電流Ｉ１という）を読み込む（Ｓ７１）。次に、測定期間前電流Ｉ１が実質的に０であるか否かを判断する（Ｓ７３）。ここで、実質的に０であるとは、電流検出回路３１の測定誤差範囲内で電流Ｉが０であると以下定義する。

もし、測定期間前電流Ｉ１が実質的に０であれば（Ｓ７３のＹｅｓ）、蓄電部１３は充放電されていないことになる。従って、エネルギ幅Ｅｉを求めることができないので電圧バラツキの低減もできないことになる。そこで、この場合は時比率Ｄｉを求める動作を行なわず、かつオンオフ制御されているスイッチ２５を全てオフにするために、図５で説明したＳ６１へジャンプする。これにより、非充放電時は全スイッチ２５をオフにした後、図７のサブルーチンを終了し、前記メインルーチンに戻る。なお、前記メインルーチンは図７のサブルーチンを繰り返し実行するので、蓄電部１３の充放電が開始されれば、電圧バランス動作を行なうことができる。このように、蓄電装置内に電流検出回路３１を内蔵し直接電流Ｉを読み込む構成としたことにより、図７のサブルーチンを実行するだけで充放電状態がわかるので、前記メインルーチンが前記外部制御回路と充放電状態の交信を行なう必要がなくなり、動作負担が軽減される。

ここで、Ｓ７３に戻り、測定期間前電流Ｉ１が実質的に０でなければ（Ｓ７３のＮｏ）、蓄電部１３は充放電されているので、次に制御回路２７は各蓄電素子１１の測定期間前両端電圧Ｖｉ１を各電圧検出回路１９から読み込み（Ｓ７５）、測定期間ｔｍが経過したか否かを判断する（Ｓ７７）。ここで、測定期間ｔｍ（＝０．１秒）はＳ７５の動作が完了した時点から前記カウンタにより計測される。これは、実施の形態１で述べたように、両端電圧Ｖｉの前記測定時間が測定期間ｔｍに対して極めて短く、前記測定時間を無視しているためである。従って、Ｓ７７の動作のみで測定期間ｔｍを計測している。なお、同様に電流Ｉの測定時間も両端電圧Ｖｉの前記測定時間と同様に極めて短いので、測定期間ｔｍの最初に測定した測定期間前電流Ｉ１の測定時間（Ｓ７１の動作時間）と、測定期間ｔｍの最後に測定した測定期間後電流Ｉ２の測定時間（後述するＳ７９の動作時間）についても無視している。

もし、測定期間ｔｍが経過していなければ（Ｓ７７のＮｏ）、Ｓ７７に戻り測定期間ｔｍが経過するまで待機する。測定期間ｔｍが経過すれば（Ｓ７７のＹｅｓ）、制御回路２７は電流検出回路３１より測定期間ｔｍの直後の電流（以下、測定期間後電流Ｉ２という）を読み込む（Ｓ７９）。次に、測定期間後電流Ｉ２が実質的に０であるか否かを判断する（Ｓ８１）。もし、測定期間後電流Ｉ２が実質的に０であれば（Ｓ８１のＹｅｓ）、測定期間ｔｍの経過中に蓄電部１３の充放電が停止したことになる。この場合、エネルギ差Ｅｉを求めると測定期間ｔｍの間でいつ充放電が停止したかによって値が変動し、そのような誤差を含む値で時比率Ｄｉを求めるとかえって電圧バラツキが拡大する可能性がある。従って、本実施の形態２では測定期間ｔｍの間に充放電が停止した場合は時比率Ｄｉを求める動作を行なわず、かつオンオフ制御されているスイッチ２５を全てオフにするために、図５で説明したＳ６１へジャンプする。これにより、非充放電時は全スイッチ２５をオフにした後、図７のサブルーチンを終了し、前記メインルーチンに戻る。このような動作により、さらなる高精度な電圧バラツキの低減が可能となる。

ここで、Ｓ８１に戻り、測定期間後電流Ｉ２が実質的に０でなければ（Ｓ８１のＮｏ）、次に制御回路２７は測定期間前電流Ｉ１の正負の符号と測定期間後電流Ｉ２の正負の符号が等しいか否かを判断する（Ｓ８３）。ここで、電流Ｉにおける正の符号とは蓄電部１３が充電される方向に電流Ｉが流れている場合であると定義する。従って、放電時は電流Ｉの符号は負となる。もし、符号が等しくなければ（Ｓ８３のＮｏ）、電流Ｉは測定期間ｔｍの間に充電と放電が切り替わったことになる。この場合も、Ｓ８１の場合と同様に、測定期間ｔｍの間でいつ充放電が切り替わったかによってエネルギ差Ｅｉの値が変動し、時比率Ｄｉの誤差が大きくなる。従って、本実施の形態２では測定期間ｔｍの間に充放電が切り替わった場合は時比率Ｄｉを求める動作を行なわず、かつオンオフ制御されているスイッチ２５を全てオフにするために、図５で説明したＳ６１へジャンプする。これにより、制御回路２７は全スイッチ２５をオフにした後、図７のサブルーチンを終了し、前記メインルーチンに戻る。このような動作によっても、さらなる高精度な電圧バラツキの低減が可能となる。

以上の測定期間前電流Ｉ１と測定期間後電流Ｉ２の検出による動作をまとめると、これらの電流Ｉ１、Ｉ２の少なくともいずれか一方が実質的に０であるか、または相互に符号が異なる場合は、各スイッチ２５をオフにするようにしている。これにより、誤差が大きくなる可能性がある時比率Ｄｉを求めないので、さらに高精度に電圧バラツキの低減を行なうことが可能となる。

なお、実施の形態１では上記したように充電または放電の状態をデータ信号ｄａｔａにより前記外部制御回路から送信されているが、測定期間ｔｍの間で充放電が停止したり切り替わったりした場合にも、前記外部制御回路からデータ信号ｄａｔａが送信される。これを受けると、制御回路２７は割り込み処理により図５のＳ６１に相当する動作を行なうよう制御している。これに対し、本実施の形態２では上記したような複雑な制御を行なわなくても遅延なく高精度に電圧バラツキの低減ができるという特徴を有する。

ここで、Ｓ８３に戻り、測定期間前電流Ｉ１と測定期間後電流Ｉ２の符号が互いに等しければ（Ｓ８３のＹｅｓ）、次に制御回路２７は各蓄電素子１１の測定期間後両端電圧Ｖｉ２を各電圧検出回路１９から読み込む（Ｓ８５）。次に、測定期間前電流Ｉ１と測定期間後電流Ｉ２から平均電流Ｉｍを求める（Ｓ８７）。ここまでで求められた測定期間前両端電圧Ｖｉ１、測定期間後両端電圧Ｖｉ２および平均電流Ｉｍと、測定期間ｔｍとから、各蓄電素子１１の容量値Ｃｉをそれぞれ求める（Ｓ８９）。なお、容量値Ｃｉは
Ｃｉ＝Ｉｍ・ｔｍ／｜Ｖｉ２−Ｖｉ１｜ （１４）
より求めることができる。このようにして容量値Ｃｉを図７のサブルーチンが実行される都度、計算することにより、実施の形態１のように前記メモリに記憶した初期（新品時）の容量値Ｃｉを用いる場合に比べ、劣化等によりゆっくりと変化した後の現在の容量値Ｃｉを求めることができるので、時比率Ｄｉの高精度化が可能となる。従って、この目的のためにも電流検出回路３１により電流Ｉを求める構成としている。

次に、制御回路２７は蓄電部温度センサ３３から現在の蓄電部温度Ｔを読み込み各容量値Ｃｉを温度補正する（Ｓ９１）。これは、容量値Ｃｉが蓄電部温度Ｔによっても変化するためである。なお、容量値Ｃｉの温度特性は蓄電素子１１の新品時に各々測定され、基準温度（例えば２５℃）に対する温度変化率として前記メモリに記憶してある。従って、Ｓ８９で求めた容量値Ｃｉと、現在の蓄電部温度Ｔから得られる温度変化率とから、現在の蓄電部温度Ｔにおける容量値Ｃｉを求めることができる。

次に、制御回路２７は（９）式を用いて各蓄電素子１１のエネルギ幅Ｅｉを求める（Ｓ９３）。その後、平均電流Ｉｍが０より大きいか否かを判断する（Ｓ９５）。もし、平均電流Ｉｍが０より大きければ（Ｓ９５のＹｅｓ）、蓄電部１３は充電中であるので、図５と同様に各エネルギ幅Ｅｉの内の最小エネルギ幅Ｅｍｉｎを求め、変数である最大最小幅Ｅｂｓに代入する（Ｓ９７）。その後、後述するＳ１０１にジャンプする。一方、平均電流Ｉｍが０より大きくなければ（Ｓ９５のＮｏ）、蓄電部１３は放電中であるので、各エネルギ幅Ｅｉの内の最大エネルギ幅Ｅｍａｘを求め最大最小幅Ｅｂｓに代入する（Ｓ９９）。

Ｓ９７およびＳ９９の後、制御回路２７は変数ｉに１を代入し（Ｓ１０１）、ｉ番目の蓄電素子１１におけるエネルギ幅Ｅｉの最大最小幅Ｅｂｓとのエネルギ差ΔＥｉを求める（Ｓ１０３）。ここで、エネルギ差ΔＥｉを求める際に、充電時には（１０）式を、放電時には（１３）式を用いるのであるが、本実施の形態２では電流検出回路３１の出力から充電、または放電が判別できるので、本来は実施の形態１で述べたように充電エネルギ差ΔＥｃｉを求める際には（１０）式を、放電エネルギ差ΔＥｄｉを求める際には（１３）式を、それぞれ用いるのであるが、ここでは制御を簡略化するために、（１５）式によりエネルギ差ΔＥｉを求めている。

ΔＥｉ＝｜Ｅｉ−Ｅｂｓ｜ （１５）
ここで、最大最小幅Ｅｂｓは、充電時には最小エネルギ幅Ｅｍｉｎが、放電時には最大エネルギ幅Ｅｍａｘが、それぞれ代入されるので、この最大最小幅Ｅｂｓとエネルギ幅Ｅｉとの差の絶対値を求めれば、（１０）式や（１３）式と同じ計算をしていることになり、エネルギ差ΔＥｉが求められる。なお、実施の形態２では（１５）式によりエネルギ差ΔＥｉが求められるので、充電エネルギ差ΔＥｃｉと放電エネルギ差ΔＥｄｉを総称してエネルギ差ΔＥｉと呼ぶ。

こうしてエネルギ差ΔＥｉを求めた後の動作は図５のＳ３１以降と全く同じであるため、詳細な説明を省略する。但し、図７のＳ３１、Ｓ３５では図５のＳ３１、Ｓ３５におけるΔＥｃｉをΔＥｉに変更している。

以上の構成、動作により、両端電圧Ｖｉの変化と容量値Ｃｉを考慮し、さらに電流Ｉを求めて蓄電部１３の充放電状態を考慮するとともに、電流Ｉを基に容量値Ｃｉを求め蓄電部温度Ｔで補正して時比率Ｄｉを求めているので、さらなる高精度な電圧バラツキ低減が可能な蓄電装置を実現できる。

なお、本実施の形態２では電流検出回路３１と蓄電部温度センサ３３を同時に設けた構成について説明したが、これはいずれか一方のみを有するようにしてもよい。この場合、例えば比較的充放電頻度が多い車両用途であっても、蓄電装置が車室内など温度変化の少ない環境に設置されていれば、電流検出回路３１のみを設ける構成としてもよい。また、例えば比較的充放電頻度が少ない非常時のバックアップ用途（非常用電源）であっても、蓄電装置が屋外に近い環境に設置され、１日の間、あるいは季節による温度変化が大きい場合は、蓄電部温度センサ３３のみを設ける構成としてもよい。このように、用途や使用環境に応じて適宜、電流検出回路３１と蓄電部温度センサ３３の要、不要をそれぞれ選択すればよいが、本実施の形態２のように両方を同時に設ける構成が最も高精度に電圧バラツキを低減できる。

また、本実施の形態２においても、実施の形態１と同様に測定期間ｔｍと調整期間ｔｂをそれぞれ０．１秒と等しく設定しているが、これらは測定期間ｔｍが調整期間ｔｂよりも短く設定するようにしてもよい。これにより、実施の形態１で述べたように調整期間ｔｂが長くなるので、より早く電圧バランスを取ることができ、特に前記非常用電源等の安定した充放電環境下の用途に好適である。

また、本実施の形態１、２では測定期間ｔｍを０．１秒としているが、この値に限定されるものではなく、例えば充放電頻度が極めて速い場合には測定期間ｔｍをより短くして時比率Ｄｉをさらにタイムリーに求めるようにしてもよいし、充放電頻度がそれほど多くない場合は測定期間ｔｍを長くして時比率Ｄｉの精度をさらに高めるようにしてもよい。このように、前記蓄電装置の用途や仕様に応じて測定期間ｔｍを適宜決定すればよい。同様に、調整期間ｔｂも０．１秒に限定されるものではなく、測定期間ｔｍや前記蓄電装置の用途、仕様に応じて適宜決定すればよい。

また、本実施の形態１、２では蓄電装置を車両用として用いたが、これは上記したとおり非常用電源として用いてもよい。

また、本実施の形態１、２では、蓄電素子１１として電気二重層キャパシタを用いたが、これは電気化学キャパシタ等の他のキャパシタであってもよい。

本発明にかかる蓄電装置は抵抗器の過剰な発熱可能性を低減しつつ高精度な電圧バラツキ低減が可能となり、長寿命化が図れるので、特に車両用や非常用の蓄電装置等として有用である。

１１ 蓄電素子
１３ 蓄電部
１９ 電圧検出回路
２１ バランス回路
２３ 抵抗器
２５ スイッチ
２６ 温度センサ
２７ 制御回路
３１ 電流検出回路
３３ 蓄電部温度センサ

Claims (6)

1. 直列接続された複数の蓄電素子からなる蓄電部と、
   前記蓄電素子と電気的に接続され、前記蓄電素子のそれぞれの両端電圧（Ｖｉ、ｉ＝１〜ｎ、ｎは前記蓄電素子の直列個数）を検出する電圧検出回路と、
   前記蓄電素子とそれぞれ電気的に並列接続された、抵抗器とスイッチの直列回路からなるバランス回路と、
   前記抵抗器にそれぞれ配され、前記抵抗器の温度（Ｔｉ、ｉ＝１〜ｎ、ｎは前記蓄電素子の直列個数）を検出する温度センサと、
   前記電圧検出回路、スイッチおよび温度センサと電気的に接続された制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、既定の測定期間（ｔｍ）の最初と最後にそれぞれ前記各電圧検出回路で測定した測定期間前両端電圧（Ｖｉ１）および測定期間後両端電圧（Ｖｉ２）と、前記各蓄電素子の容量値（Ｃｉ）と、から前記測定期間（ｔｍ）における前記各蓄電素子の増減したエネルギ幅（Ｅｉ）を求め、
   前記蓄電部が充電時の場合は、前記各エネルギ幅（Ｅｉ）と、それらの最小エネルギ幅（Ｅｍｉｎ）との充電エネルギ差（ΔＥｃｉ）および、前記蓄電部が放電時の場合は前記各エネルギ幅（Ｅｉ）と、それらの最大エネルギ幅（Ｅｍａｘ）との放電エネルギ差（ΔＥｄｉ）、の少なくとも一方から調整目標抵抗値（Ｒａｉ）を求め、
   前記抵抗器の実抵抗値（Ｒｉ）と前記調整目標抵抗値（Ｒａｉ）からエネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）を求めるとともに、
   前記測定期間（ｔｍ）の後に前記温度（Ｔｉ）を検出し、
   測定期間後両端電圧（Ｖｉ２）と前記温度（Ｔｉ）による温度準拠時比率（Ｄｔｉ）との相関関係から前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）を求め、
   前記エネルギ準拠時比率（Ｄｅｉ）と前記温度準拠時比率（Ｄｔｉ）のうち小さい方を時比率（Ｄｉ）と決定し、
   既定の調整期間（ｔｂ）の間、前記時比率（Ｄｉ）で前記各スイッチをオンオフ制御するという、
   これらの動作を繰り返すようにした蓄電装置。
2. 前記蓄電部と電気的に直列接続されるとともに、前記制御回路と電気的に接続され、前記蓄電部に流れる電流（Ｉ）を検出する電流検出回路を備え、
   前記制御回路は前記測定期間（ｔｍ）の最初と最後にそれぞれ測定した電流（Ｉ１、Ｉ２）の少なくとも一方が実質的に０であるか、または相互に符号が異なる場合は、前記各スイッチをオフにするようにした請求項１に記載の蓄電装置。
3. 前記制御回路と電気的に接続され、前記蓄電部における蓄電部温度（Ｔ）を検出する蓄電部温度センサを備え、
   前記制御回路は前記各エネルギ幅（Ｅｉ）を求める際に、前記各容量値（Ｃｉ）を前記蓄電部温度（Ｔ）により補正するようにした請求項１または２に記載の蓄電装置。
4. 前記測定期間（ｔｍ）は前記調整期間（ｔｂ）よりも短くした請求項１に記載の蓄電装置。
5. 前記抵抗器と前記温度センサは熱伝導性基材上に配される請求項１に記載の蓄電装置。
6. 前記温度センサはチップ型サーミスタである請求項１に記載の蓄電装置。

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