JP5392994B2 - レーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法 - Google Patents

Description

この発明は、送信電波がスペクトラム拡散の符合変調波などである場合に、低電力な入射波信号に対して共分散行列を計算することにより入射波の電力を改善し、入射波の検知等を行うレーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法に関するものである。

主に移動体向け通信または放送システムにあっては、伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散技術を用いた符号分割多重方式が利用されている。これは、周波数効率をあげるためや、通信の秘匿性を確保することなどの理由から、利用されている。

アダプティブアレーを用いた符号分割多重波の受信機（例えば、非特許文献１参照）、また、アダプティブアレーアルゴリズムについて現在までに多くのアルゴリズムが提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

このようなアダプティブアレーを用いた符号分割多重波のマルチユーザ受信機の構成は、各ユーザ対応に設けられたアダプティブアレー信号処理を行う。このような従来のレーダ信号処理装置２０Ａについて、図２３に基づいて説明する。図２３は、従来のレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

受信アレーアンテナ２１の各素子アンテナからの受信信号ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_Ｍは、Ａ／Ｄ変換器２２を経て、それぞれチャネルｋ（ｃｈｋ）用ＣＤＭ復調回路（整合フィルタ）２９に入力され、ここでこのチャネルｋ（ｃｈｋ）用の拡散符号を用いて逆拡散される。このＣＤＭ復調回路２９は、同一チャネル（ｃｈ）を復調するためのものであるため、送信源側で変調する際の変調符号と同一の符号を用いる。ＣＤＭ復調回路２９からの各逆拡散出力信号ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｋに対し、アダプティブアレーウェイト計算部３０では、相関行列の計算と、応答ベクトルの計算を行い、これらに基づいてウェイトベクトルを計算する。さらに、このようにして計算されたウェイトベクトルの各要素を信号ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｋに乗じ、合成器３１で合成することによって合成出力信号を得ることができる。

このように従来方式では、各チャネル（ｃｈ）に対し、アダプティブアレーウェイト計算部３０においてアダプティブアルゴリズムを用いてウェイト計算を行い、アンテナ間の信号合成を行う。アダプティブアレーは、空間的に見ると各チャネル（ｃｈ）に対して指向性ビームを形成していることに相当する。すなわち、各チャネル（ｃｈ）は指向性ビームを用いて他チャネル（ｃｈ）からの干渉を除去しつつ通信を行うことが可能であり、チャネル（ｃｈ）の多重化に有効な技術とされている。

田中、樋口、佐和橋、安達共著"ＤＳ−ＣＤＭＡ適応アレイアンテナダイバーシチの屋内伝送実験特性"電子情報通信学会、無線通信システム研究会技術報告、ＲＣＳ９８−５３、ｐｐ．１９−２４、１９９８−０６ 大鐘、小川共著"アダプティブアレーと移動通信（ＩＩ）"電子情報通信学会誌、Ｖｏｌ．８２、Ｎｏ．１、ｐｐ．５５−６１、１９９９−０１

しかし、送信源と受信局であるレーダ信号処理装置の間の距離が大きく離れたりすると伝播ロスなどにより受信電力がノイズレベル程度やそれ以下となることがあり、所望の符号多重波が検出または探知できなくなり、その後の信号処理ができなくなる恐れがあるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、送信信号が符号多重波である場合に、低電力で入射してくる目標信号を受信信号の積分処理により検出または探知することができるレーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法を得るものである。

この発明に係るレーダ信号処理装置は、自らは制御できず拡散コードも不明な未知の送信源が送出するスペクトル拡散の符号変調波を受信するアレーアンテナと、スペクトル拡散された符号変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、共分散行列演算部からの共分散行列を用いて未知の送信源からアレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する遅延時間推定処理部とを設けたものである。

この発明に係るレーダ信号処理装置は、送信信号が符号多重波である場合に、低電力で入射してくる目標信号を受信信号の積分処理により検出または探知することができるという効果を奏する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置について図１及び図２を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、共分散行列演算部２３とが設けられている。

また、送信源１０は、送信データをＣＤＭ変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。

つぎに、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。図２は、この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するための図である。

送信源１０からの入射波をＭ素子の受信アレーアンテナ２１で受信し、逆拡散せずに共分散行列を共分散行列演算部２３で求め、入射波の電力を改善する処理を想定する。共分散行列を求めた後には入射波の検出、探知等の信号処理を行うものとする。

いま、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波であるとする。この電波の信号構成と積分処理の様子を図２に示す。ここでは、図２中の横軸方向の積分、すなわち時間方向の積分を行うことを考える。以下では、拡散符号長１周期をＰｂｉｔとし、これをＱ周期繰り返すとして考える。なお、２種類の拡散符号が使用されている場合、符号長の短いものをＰｂｉｔ、符号長の長いものをＰ＊Ｑｂｉｔとしても同様に成り立つ。情報ビットのビットレートと両符号のビットレートは等しく、情報ビット１ｂｉｔに両符号の１ｂｉｔが割り当てられるものとする。

受信信号の共分散行列Ｒは、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１でのｍ番目の素子アンテナにおける受信信号をｘ_ｍ（ｔ_ｐｑ）とすると、次の式（１）のように表すことができる。

ここで、ｔ_ｐｑはｑ周期目ｐｂｉｔにおけるディジタル信号の時間因子を、〈・〉は時間平均処理を、＊は複素共役を、Ｈは複素共役転置を表す。

第ｍ素子のアンテナにおける受信信号ｘ_ｍ（ｔ_ｐｑ）は、信号ｓ^（ｋ） _ｍ（ｔ_ｐｑ）にノイズｎ_ｍ（ｔ_ｐｑ）が加算されたものであり、次の式（２）のように表すことができる。

ここで、ｓ^（ｋ） _ｍ（ｔ_ｐｑ）の^（ｋ）は送信源側で符号変調後多重化された合計Ｋチャネルの信号の内、第ｋチャネル（ｋ＝１，…，Ｋ）の信号成分を表す。ノイズｎ_ｍ（ｔ_ｐｑ）（ｍ＝１，…，Ｍ）は異なるｍにおいて互いに無相関で、さらに信号ｓ^（ｋ） _ｍ（ｔ_ｐｑ）とも互いに無相関であるとする。

信号ｓ^（ｋ） _ｍ（ｔ_ｐｑ）は、ｍ，ｎ番目の素子アンテナの場合、次の式（３）、式（４）のように表すことができる。

ここで、Ａ^（ｋ）は複素信号ｓ^（ｋ）の振幅を、ｈは拡散符号と情報ビットに対応してきまる位相変調の初期値（例えば、情報ビットが１ならば１／４、０ならば３／４などの割付）を表す。また、ｔ_ｍｎは、ｍ，ｎ番目の素子アンテナ間の素子間隔をｄ_ｍｎ、入射角度をθとすると、ｔ_ｍｎ＝（ｄ_ｍｎｓｉｎθ）／ｃで与えられる素子位置の違いに起因する経路長差による遅延時間である。

ｘ_ｍ（ｔ_ｐｑ）ｘ_ｎ（ｔ_ｐｑ）の時間平均処理は、次の式（５）、式（６）のように表すことができる。

式（６）の中括弧内第１項は、異なるチャネルｋ，ｋ′間では拡散符号が異なるため、位相変調の値ｈ_ｋｔも異なり、その相関値は小さくなる。式（６）の中括弧内第２項、第３項では、今、ｓ^（ｋ） _ｍとｎ_ｎ，およびｎ_ｍとｓ^（ｋ） _ｎは互いに無相関としているため無視できる。式（６）の中括弧内第４項では、ｎ_ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は異なるｍにおいて互いに無相関としているためｍ≠ｎの場合について無視できる。

式（６）を式（３）、式（４）と上記の仮定を用いて整理すると、次の式（７）、式（８）のように表すことができる。

ここで、異なるｍにおけるノイズｎ_ｍは互いに無相関で分散がσ^２であるとする。また、Ａ^（ｋ）はｋが異なっても等しい（Ａ^（１）＝…＝Ａ^（ｋ）＝…＝Ａ^（Ｋ）＝Ａ）とすると、式（８）は、次の式（９）のように近似できる。

このため、受信信号の共分散行列Ｒの各項では多重化されたチャネル間の拡散符号の違いによる位相差がキャンセルでき、経路長差による位相差のみ残る。これにより、共分散行列Ｒで電力ＳＮＲは真値でＫＱＰ倍改善したものと等価になる。

図２内では，本発明における積分効果を評価するための基準として、Ｋ＝１，Ｑ＝１，Ｐ＝２０４８を選んでいる。これに対し、例えばＫ′＝６４、Ｑ′＝２５、Ｐ´＝２０４８とする場合の積分効果は、次の式（１０）のように表すことができる。

つまり、電力ＳＮＲ真値で１６００倍（＝約３２ｄＢ）の改善が見込まれる。

すなわち、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号を復調することなく共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３とが設けられており、低電力で入射してくる目標信号をＳＮＲ真値でＫＱＰ倍改善して受信する効果を得ることができる。

なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも、同様にＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置について図３を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図３において、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、共分散行列演算部２３と、測角処理部２４とが設けられている。

この実施の形態２では、上記の実施の形態１で得られた共分散行列Ｒを用いて、測角処理を行い、入射波の入射角度推定値を測角処理部２４で得るものである。

つぎに、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

式（１）で示したように、受信信号の共分散行列Ｒの各項には、素子位置が異なることに起因する経路長差分の位相差が残存している。この場合、得られた共分散行列ＲをＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法等の超分解能アルゴリズムに適用し、電波の入射方向（図３の例では送信源１０）を推定することが可能となる。以下、その処理ステップを示す。

共分散行列Ｒの固有構造を計算する（必要に応じて相関波の分離前処理として空間スムージング前処理を実施したのち、固有構造を計算する）。共分散行列Ｒの固有値はＭ個存在し、これをλ_ｍと表記する。これと対応する共分散行列ＲのＭ個の固有ベクトルをｅ_ｍとすると、次の式（１１）のように表すことができる。

得られた固有値の大きさを比較し、共分散行列Ｒの固有値λ_ｍのうち、λ_ｍ＞σ^２となる個数から推定入射波数が求まる。以下この推定入射波数をＵとする。

電波入射角度θ_ｕの推定を行うとき、λ_ｍ＝σ^２となる（Ｍ−Ｕ）個の固有ベクトルｅ_ｍを要素とするＭ×（Ｍ−Ｕ）行列Ｅ_Ｎを用いた次の式（１２）の評価関数を用いる。

ここで、Ｈは複素共役転置を表し、ａ（θ）はステアリングベクトルで、ｇ_ｍ（θ）をｍ番目の素子アンテナの角度θに対する複素指向性パターン、ｐ_ｍをｍ番目の素子アンテナの位相基準点からの位置ベクトル、ｑ（θ）を角度θからの入射波の入射方向単位ベクトル、Ｔを転置とすると、次の式（１３）で表されるものである。

角度θを変化させると、θが電波入射角度θ_ｕ（ｕ＝１，２，…，Ｕ）に一致した場合のみ式(１２)の分母が０になり、鋭いピークを示す。したがって、θの変化に対するＰ_ＭＵ（θ）のピークを探すことで入射角度の推定が可能になる。

このように処理することで、逆拡散処理を行うことなく、低電力で入射する符号多重波の電力を改善し、電波の入射角度を推定することができる。

すなわち、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号を復調することなく共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて測角処理を行う測角処理部２４とが設けられており、低電力で入射してくる目標信号をＳＮＲ真値でＫＱＰ倍改善して受信する効果を得ることができる。

なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置について図４を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図４において、この実施の形態３に係るレーダ信号処理装置２０は、１素子の受信アンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＦＦＴ処理部２５と、ＦＦＴ処理部２６と、除算部２７と、共分散行列演算部２３と、遅延時間推定処理部２８とが設けられている。

なお、送信源１０には、送信データを符号変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。

この実施の形態３では、１素子の受信アンテナ２１を用いて反射源からの電波を受信し遅延時間推定を行うものである。

送信源１０では、第ｋｃｈの送信データをそれぞれ第ｋｃｈ用のＣＤＭ変調回路１１において符号拡散し、各ｃｈの拡散後の送信データを加算器１２で加算し、送信素子アンテナ１３から送信する。

今、送信源１０から送出された信号がある反射源で反射し、その反射波をレーダ信号処理装置２０の受信アンテナ２１で受信する場合を考える。このとき、送信源１０から反射源、反射源からレーダ信号処理装置２０までの伝播距離に相当する伝播時間差τが発生する。また、反射源の反射係数、伝播距離での伝播損失などにより信号電力が著しく小さくなることが考えられる。

レーダ信号処理装置２０では、受信アンテナ２１において反射源からの電波を受信する。これをＡ／Ｄ変換器２２においてＡ／Ｄ変換を行い、次の式（１４）で示すような受信信号ｘを得る。

ここで、ｎ（ｔ_ｐｑ）はＡ／Ｄ変換後のノイズ成分で、信号ｓ^（ｋ）（ｔ_ｐｑ）とは互いに無相関であるとする。

次いで、この受信信号をＦＦＴ処理部２５でＦＦＴ(Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ)処理し周波数領域のデータ（周波数軸データ）に変換する。Ｍ’点のＦＦＴ処理を行う場合、ｔ_ｐｑ＝１，…，Ｍ’の時系列データを用いるものとする。

ＦＦＴにおけるＭ’個の周波数ポイントをｆ_ｆｐ＝ｆ_０＋（Ｍ’−１）Δｆ(Δｆは周波数分解能)とし、各周波数ポイントにおける受信信号をｘ’^（ｋ）（ｆ_ｆｐ）とすると、チャネルｋの信号成分ｓ’^（ｋ）（ｆ_ｆｐ）は、次の式（１５）のように表すことができる。

ここで、Ａ’^（ｋ）は複素信号ｓ’^（ｋ）の振幅を、ｈは拡散符号および情報ビットに対応してきまる位相変調の初期値（例えば、情報ビットが１ならば１／４、０ならば３／４などの割付）を表す。

一方、送信源１０でのＣＤＭ変調回路１１が符号変調する際に使用した拡散符号の周波数領域データ(周波数軸上データ)を、変調多重波とは別の手段で予めレーダ信号処理装置２０へ伝送しておく。除算部２７において、この周波数領域データ（周波数軸上データ）で受信信号の周波数領域データ（周波数軸上データ）を除算する。この処理により、式（１５）のｅｘｐの指数部分のｊπｈの項を消去することができ、伝播経路長差に起因する遅延時間τの項のみが残る。

その後、共分散行列演算部２３において、除算後の周波数軸データの共分散行列を求める。

ＦＦＴ後の受信信号ｘ’（ｆ_ｆｐ）ｘ’（ｔ_ｆｐ’）の平均処理は、次の式（１６）、式（１７）のように表すことができる。

式（１７）の中括弧内第２項、第３項では、今、ｓ^（ｋ）とｎは互いに無相関としているため無視できる。式（１７）の中括弧内第４項は、ｎ’（ｆ_ｆｐ）（ｆｐ＝１，…，Ｍ’）は異なるｆ_ｆｐで互いに無相関としているためｆ_ｆｐ≠ｆ_ｆｐ’の場合について無視できる。

式（１７）を式（１５）と上記の仮定を用いて整理すると、次の式（１８）、式（１９）のように表すことができる。

ここで、異なるｆ_ｆｐにおけるノイズｎ’（ｆ_ｆｐ）は互いに無相関であるが故に、分散が共通にσ’^２であるとする。また、Ａ’^（ｋ）はｋが異なっても等しい（Ａ’^（１）＝…＝Ａ’^（ｋ）＝…＝Ａ’^（Ｋ）＝Ａ’）とすると、式（１９）は、次の式（２０）のように近似できる。

すなわち、サンプル点数分Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、ＫＭ’の積分効果が得られる。

共分散行列演算部２３で得られた共分散行列を遅延時間推定処理部２８でＭＵＳＩＣアルゴリズム等の超分解能アルゴリズムに適用し、参照信号と入射電波の遅延時間τを推定する。共分散行列が得られた後の処理は実施の形態２と同様であるが，このとき、式（１３）で示したステアリングベクトルａ（θ）は、上記の実施の形態２で受信アレーアンテナ２１の素子数の代わりに、ＦＦＴの周波数ポイント(Ｍ’点)で作成し、角度方向θの代わりに、遅延時間τ方向にピークサーチを行う。

すなわち、この実施の形態３に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部２５と、前記周波数軸データを参照信号の周波数軸データで除算する除算部２７と、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、前記共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部２８とが設けられており、著しく低電力な反射波に対してＳＮＲ真値でＫＭ’倍改善する効果を得ることができる。

なお、上記の説明では、送信源１０から参照信号を得ているが、参照信号をレーダ信号処理装置２０で用意できる場合にはこれを用いることも可能である。

また、上記の説明では、到来時間差を求め遅延時間推定処理を行っているが、送信源１０、レーダ信号処理装置２０の位置が既知であれば、遅延時間推定処理部２８で得られる遅延時間推定値により、推定される反射源の位置の軌跡は楕円を描き、別の方法で得られる方角情報を元に反射源の位置を推定することが可能である。

なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＭ’倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置について図５を参照しながら説明する。図５は、この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図５において、この実施の形態４に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＦＦＴ処理部２５と、ＦＦＴ処理部２６と、除算部２７と、共分散行列演算部２３と、測角処理部２４と、遅延時間推定処理部２８とが設けられている。

なお、送信源１０には、送信データを拡散符号で変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。

この実施の形態４では、ＭＵＳＩＣアルゴリズムにおいて入射角度と遅延時間の両方を、それぞれ測角処理部２４と遅延時間推定処理部２８で同時に推定するものである。

上記の実施の形態２では、共分散行列演算部２３により得られる共分散行列の各要素に、時間方向の寄与による位相項(−ｊ(２π／λ)ｃｔ_mn)を考慮し、ピークサーチにより送信波が入射する角度に対応した時間差ｔ_mnを検出した。一方、上記の実施の形態３では、同じく共分散行列の各要素に周波数方向の寄与による位相項(−ｊ２πf_fpτ)を考慮し、ピークサーチにより反射源との距離に対応する遅延時間差τを検出した。本実施の形態４では、上記実施の形態２及び３における受信データを、時間軸及び周波数軸の二次元で取得し、その共分散行列の固有構造を計算し、入射波の推定入射角度と遅延時間を、評価関数による二次元のピークサーチにより求める。この場合も上記実施の形態２及び３と同様に時間方向、チャネル方向の両方に積分した効果が得られる。

このとき、上記実施の形態２及び３におけるステアリングベクトルを、角度方向、周波数方向に求めておき、θ、τの二次元方向にピークサーチに用いることにより、これらを同時に推定する。

このように処理することで、低電力で入射する電波の電力を改善し、入射角度、遅延時間の同時推定が可能となる。

図５に示したように測角処理と遅延時間推定処理を同時に行わず、遅延時間推定処理後に測角処理を行ったり、測角処理後に遅延時間推定処理を行ったりする構成でも、低電力な反射波の電力を改善し測位を行うことが可能であることは、上記実施の形態２及び３に示したとおりである。

すなわち、この実施の形態４に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部２５と、前記周波数軸データを参照信号の周波数軸データで除算する除算部２７と、前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部２４／遅延時間推定処理部２８とが設けられており、著しく低電力な入射波に対してＳＮＲ真値でＫＱＰＭ’倍改善する効果を得ることができる。

なお、上記の説明では、遅延時間推定処理に送信源１０から参照信号を得ているが、参照信号をレーダ信号処理装置２０で用意できる場合等には、これを用い、送信源１０からの参照信号を省略することも可能である。

また、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰＭ’倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置について図６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図６において、この実施の形態５に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＣＤＭ復調回路２９と、共分散行列演算部２３とが設けられている。

図６中、レーダ信号処理装置２０側の一点鎖線内は合計Ｋ波が多重化された送信信号のうちのある１波についての復調に用いるので、一点鎖線で囲まれたブロックが合計Ｋ個備わっている。このように復調を行っていれば、上記実施の形態１の式（６）の異なるチャネルｋ，ｋ′間では拡散符号の違いにより相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなる。なぜなら、合計Ｋ個の復調ブロックからは、対応するひとつのチャネル信号のみしか出力されないため、他のチャネルとの相関を考慮する必要が無いためである。

式（６）以降の処理は、上記実施の形態１と同様の積分効果、ＳＮＲ真値でＫＱＰ倍の改善効果が得られる。

また、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。

また、複数の信号が多重化されている場合に、任意のｋｃｈを逆拡散する処理も可能である。この場合、積分効果を表す式（９）ではＫ＝ｋとしてその積分効果が得られる。

すなわち、この実施の形態５に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散の符号変調波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、拡散符号を用いて受信信号を逆拡散するＣＤＭ復調回路２９と、逆拡散された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３とを設けたものである。

実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置について図７を参照しながら説明する。図７は、この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図７において、上記の実施の形態１の図１と比較して、ＣＤＭ変調回路１１が、周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態１では、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波を対象としていた。送信源１０の中にはＣＤＭ変調回路１１が多重化するチャネル数台具備されており、異なるチャネル間で干渉などを発生せず、受信側の復調回路により個々のチャネルの情報を正しく復元できるような拡散符号を用いて情報拡散を行っている。その後、加算器１２により各チャネルの合成を行い、単一信号として送信素子アンテナ１３により送信されている。

これに対してこの実施の形態６では、送信源１０の中に多重化するチャネル数台の周波数変調回路１１Ａを具備する。例えば、多重化するチャネル数を４チャネルとすると、周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄが必要となる。各周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄにはそれぞれ決められた変調周波数ｆ１〜ｆ４が割り当てられており、各チャネルに重畳される情報はこの変調周波数ｆ１〜ｆ４のキャリア周波数に変調される。隣り合うチャネル間では干渉が起きないように十分離れたΔｆの周波数間隔をおく。次に、これらの４つの変調信号を加算器１２で合成し、送信素子アンテナ１３により送出する。

これ以降の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の動作及び得られる効果は、上記の実施の形態１のものと同様である。つまり、Ｍ素子アレーアンテナ２１における受信信号をＡ／Ｄ変換器２２によりディジタル信号化し、共分散行列演算部２３により共分散行列を得る。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄに設定された変調周波数ｆ１〜ｆ４の周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この時、共分散行列における受信アレーアンテナ２１の第ｍ素子の受信信号ｘ_ｍ（ｔ_ｐｑ）と、第ｎ素子の受信信号ｘ_ｎ（ｔ_ｐｑ）間の相関値の時間平均処理＜ｘ_ｍ（ｔ_ｐｑ）ｘ_ｎ ^＊（ｔ_ｐｑ）＞は、次の式（２３）で示される。

式（２１）は第ｍ素子における変調周波数ｆ_ｋの信号成分、式（２２）は第ｎ素子における変調周波数ｆ_ｋの信号成分を示している。ｄ_ｋは変調周波数ｆ_ｋの信号に畳重される情報シンボルである。また、式（２２）のｔ_ｍｎは第ｍ素子と第ｎ素子間の行路差により決まる伝搬時間差である。

式（２３）の大括弧間の積についてよく見ると、異なる変調周波数ｆ_ｋとｆ_ｌ間では特に放送波や通信波などの場合それぞれ独立の情報シンボルｄ_ｋとｄ_ｌが畳重されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、結果的に式（２３）の大括弧間の積では同一周波数成分間の積のみが残り、次の式（２４）で表せる。

さらに、すべての変調周波数における電力が等しいと仮定すると、式（２５）の通り表すことができる。

したがって、式（２４）、式（２５）より次の式（２６）が得られる。

式（２６）の結果は、上記の実施の形態１の式（９）において、Ｋ＝４とおいた場合と同じ結果で求められる。最終的に、この実施の形態６においても電力ＳＮＲの改善効果は上記の実施の形態１の式（１０）で得ることができる。

すなわち、この実施の形態６に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。

実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置について図８を参照しながら説明する。図８は、この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図８において、上記の実施の形態６の構成に、測角処理部２４を加えたものであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態７に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態２では上記の実施の形態１で得られた共分散行列の固有値から、反射信号の入射角度推定値を得ている。同様に、この実施の形態７は、上記の実施の形態６で得られた共分散行列の固有値から反射波の入射角度推定値を得るもので、その動作内容は上記の実施の形態２で説明したものと同様である。

この実施の形態７が上記の実施の形態２と異なる部分は、送信源１０における送信信号の多重変調方式が、符号多重変調から周波数多重変調へと換わったのみである。送信信号が周波数多重変調方式の場合でも同様に、低電力で入射する反射信号の電力ＳＮＲを改善し、電波の入射角度を高精度に推定することができる。

すなわち、この実施の形態７に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。

実施の形態８．
この発明の実施の形態８に係るレーダ信号処理装置について図９を参照しながら説明する。図９は、この発明の実施の形態８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図９において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態８に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態３では、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波を対象として得た共分散行列を、遅延時間推定処理部２８でＭＵＳＩＣアルゴリズム等の超分解能アルゴリズムに適用し、参照信号と入射電波の遅延時間τを推定している。

この実施の形態８では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態３と同様である。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１ＡＫに設定された変調周波数ｆ_１〜ｆ_Ｋの周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この場合も同様に、異なる変調周波数のチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、サンプル点数Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、共分散行列では電力ＳＮＲでＫＭ’倍の積分効果が得られる。

すなわち、この実施の形態８に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＭ’倍改善して受信し、遅延時間を高精度に推定できるという効果を得る。

実施の形態９．
この発明の実施の形態９に係るレーダ信号処理装置について図１０を参照しながら説明する。図１０は、この発明の実施の形態９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１０において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態９に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態４では、符号変調された電波を対象として、入射角度によりＭ素子の受信アレーアンテナに発生する位相項（−ｊ（２π／λ）ｃｔ_ｍｎ）と、反射信号の遅延時間とＦＦＴの周波数ポイントにより発生する位相差（−ｊ２πｆ_ｆｐτ）を二次元で取得し、入射波の推定入射角度と遅延時間を、評価関数による二次元のピークサーチにより求めている。

この実施の形態９では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態４と同様である。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１ＡＫに設定された変調周波数ｆ_１〜ｆ_Ｋの周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この場合も同様に、異なる変調周波数のチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、サンプル点数Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、共分散行列では電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍の改善効果が得られる。

すなわち、この実施の形態９に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。

実施の形態１０．
この発明の実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置について図１１を参照しながら説明する。図１１は、この発明の実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１１において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａ、ＣＤＭ復調回路２９が周波数復調回路２９Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態５では、符号変調された電波を対象として、Ｋ個のＣＤＭ復調回路２９により多重化されたＫ個の独立な情報を復元する。このように復調を行っていれば、上記の実施の形態１における異なるチャネルｋ、ｋ’間では拡散符号の違いにより相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなる。

この実施の形態１０では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態５と同様である。つまり、周波数復調回路２９Ａが多重化された単一信号からＫ個の独立な情報を復元する。異なるチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、上記の実施の形態６における相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなるため、電力ＳＮＲではＫＱＰ倍の改善効果が得られる。

すなわち、この実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号の共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。

実施の形態１１．
この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置について図１２及び図１３を参照しながら説明する。図１２は、この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。また、図１３は、この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するための図である。

図１２において、上記の実施の形態１を示す図１のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに追加され、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態１では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態６では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とした。

この実施の形態１１では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものである。時分割多重変調とは、キャリア信号である単一信号を単位時間当たり複数の時間スロットに分割し、それぞれの時間スロットに独立な情報を重畳させることで、単一のキャリア信号で複数の情報を送信するようにした多重変調方式である。

例えば、図１３に示すように、単一キャリア信号を単位時間長当たり４つの時間スロットに分割すると考えると、時間スロット１に情報Ａ、時間スロット２に情報Ｂ、時間スロット３に情報Ｃ、時間スロット４に情報Ｄの各情報信号を乗せることになる。受信側では単位時間当たりの時間スロットの分割数と各スロットに対応する情報の順番が予め分かっており、目的の時間スロットのみを取得できるように受信信号をサンプリングすることで、他の時間スロットの影響無しに情報を受け取ることが可能になる。

ここで、Ｍ素子アレーアンテナ２１における受信信号をＡ／Ｄ変換器２２によりディジタル信号化し、共分散行列演算部２３により共分散行列を得る。ただし、ここでは送信源１０の時分割変調回路１１Ｂａ〜１１Ｂｄに設定されたタイムスロット＃１〜＃４に割り振られた信号をすべて観測できるようにサンプリング間隔を決めておく（ｔ_１＝スロット＃１、ｔ_２＝スロット＃２・・・）。全４つのスロットの情報を含んだ信号に対し、受信アレーアンテナ２１の第ｍ素子の受信信号ｘ_ｍ（ｔ_ｋ）と、第ｎ素子の受信信号ｘ_ｎ（ｔ_ｋ）間の共分散行列を求め、これを情報番号１〜ＱまでのＱ組による時間平均処理＜ｘ_ｍ（ｔ_ｋ）ｘ_ｎ ^＊（ｔ_ｋ）＞を求める。

式（２７）、式（２８）のｄ_ｑｋは情報番号ｑのスロットｋに対する時間ｔ_ｑｋに畳重される情報シンボルを表し、これが単一のキャリア周波数ｆで変調され、加算器１２で合成された後、送信素子アンテナ１３で送出される。

この信号を受信アレーアンテナ２１で受信したとき、式（２８）に示すように第ｍ素子と第ｎ素子間の行路長差により伝播時間差ｔ_ｍｎを生ずる。

式（２９）の大括弧間の積についてよく見ると、今異なるスロット間における畳重シンボルｄ_ｑｋ，ｄ_ｑｌは特に放送波や通信波の場合、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、結果的に式（２９）の大括弧間の積では同一スロット間の積のみが残り、次の式（３０）で表せる。

ここで、各スロットの信号電力が等しいと仮定すると、次の式（３１）の通り表すことができる。

式（３１）を用いて式（３０）を書き直すと、次の式（３２）の通りに表せる。

これ以降の動作はＱＰ→Ｑ、Ｋ→４とした場合の上記の実施の形態１または実施の形態６と同様である。したがって、一般的に時間スロット数をＫとすると共分散行列は電力ＳＮＲでＫＱ倍の改善効果が得られる。

すなわち、この実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信する効果を得ることができる。

実施の形態１２．
この発明の実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置について図１４を参照しながら説明する。図１４は、この発明の実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１４において、上記の実施の形態１１を示す図１２に、測角処理部２４を加えたものであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態２では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態７では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、電力ＳＮＲを改善した共分散行列の固有値から反射信号の入射角度を高精度に推定した。

この実施の形態１２では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態２または実施の形態７と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される時分割多重変調方式の各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。

実施の形態１３．
この発明の実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置について図１５を参照しながら説明する。図１５は、この発明の実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１５において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態３では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態８では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、電力ＳＮＲを改善した共分散行列の固有値から反射信号の遅延時間を高精度に推定した。

この実施の形態１３では、これらに換わって時分割多重方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態３または実施の形態８と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＭ’倍（Ｋは時間スロット数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、遅延時間を高精度に推定できるという効果を得る。

実施の形態１４．
この発明の実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置について図１６を参照しながら説明する。図１６は、この発明の実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１６において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態４では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態９では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、入射波の推定入射角度と遅延時間を評価関数による二次元のピークサーチにより同時に求めた。

この実施の形態１４では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態４または実施の形態９と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＭ’倍（Ｋは時間スロット数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。

実施の形態１５．
この発明の実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置について図１７を参照しながら説明する。図１７は、この発明の実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１７において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂ、ＣＤＭ復調回路２９が時分割復調回路２９Ｂに換わり、新たに時分割制御回路１４が加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態５では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１０では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、それぞれの方式で復調された情報を元に得られた共分散行列により、反射信号の電力ＳＮＲを改善した。

この実施の形態１５では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態５または実施の形態１０と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号により共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信する効果を得ることができる。

実施の形態１６．
この発明の実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置について図１８を参照しながら説明する。図１８は、この発明の実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１８において、上記の実施の形態１を示す図１のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態１では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態６では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１１では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数、実施の形態１１の時分割多重変調方式ではＱＰ→Ｑ）改善した共分散行列を得ていた。

この実施の形態１６では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これらのデータから多重化した次元方向に相関値を求めると、異なるチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせる。したがって、上記の各実施の形態と同様の電力ＳＮＲ改善を持つ共分散行列を得ることができる。

すなわち、この実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋはチャネル多重数）改善して受信する効果を得ることができる。

実施の形態１７．
この発明の実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置について図１９を参照しながら説明する。図１９は、この発明の実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図１９において、上記の実施の形態１６を示す図１８に、測角処理部２４を加えたのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態２では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態７では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１２では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射信号の入射角度を高精度に推定した。

この実施の形態１７では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋはチャネル多重数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。

実施の形態１８．
この発明の実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置について図２０を参照しながら説明する。図２０は、この発明の実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図２０において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態３では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態８では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１３では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射信号の遅延時間を高精度に推定した。

この実施の形態１８では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＭ’倍（Ｋはチャネル多重数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、電波の遅延時間を高精度に推定することができる効果が得られる。

実施の形態１９．
この発明の実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置について図２１を参照しながら説明する。図２１は、この発明の実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図２１において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態４では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態９では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１４では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、入射波の推定入射角度と遅延時間を評価関数による二次元のピークサーチにより同時に求めた。

この実施の形態１９では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍（Ｋはチャネル多重数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。

実施の形態２０．
この発明の実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置について図２２を参照しながら説明する。図２２は、この発明の実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

図２２において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃ、ＣＤＭ復調回路２９が復調回路２９Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。

つぎに、この実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態５では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１０では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１５では、時分割多重変調方式の送信信号を対象とし、それぞれの方式で復調された情報を元に得られた共分散行列により、反射信号の電力ＳＮＲを改善した。

この実施の形態２０では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行い、変調に用いたと同じ次元での復調を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。

すなわち、この実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号の共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するためのである。 この発明の実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。 従来のレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０ 送信源、１１ ＣＤＭ変調回路、１２ 加算器、１３ 送信素子アンテナ、２０ レーダ信号処理装置、２１ 受信アレーアンテナ、受信アンテナ、２２ Ａ／Ｄ変換器、２３ 共分散行列演算部、２４ 測角処理部、２５ ＦＦＴ処理部、２６ ＦＦＴ処理部、２７ 除算部、２８ 遅延時間推定処理部、２９ ＣＤＭ復調回路。

Claims (20)

1. 自らは制御できず拡散コードも不明な未知の送信源が送出するスペクトル拡散の符号変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記スペクトル拡散された符号変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
2. 自らは制御できず拡散コードも不明な未知の送信源が送出するスペクトル拡散の符号変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記スペクトル拡散された符号変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
3. 自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   前記周波数分割多重変調波の除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
4. 前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角する測角処理部をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項３記載のレーダ信号処理装置。
5. 自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
6. 自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
7. 自らは制御できず送信されるタイムスロットが不明な未知の送信源が送出する時分割多重変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記時分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
8. 自らは制御できず送信されるタイムスロットが不明な未知の送信源が送出する時分割多重変調波を受信するアレーアンテナと、
   前記時分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
9. 自らは制御できない複数の独立な情報が所定の次元での単一の信号として混合され、その混合具合も次元も次元数も不明の未知の送信源が送出する混合多重変調波から、ある特定の次元の情報がその他の次元の影響を受けずに復調可能である特定の変調方式を用いて送信される信号を受信する受信アレーアンテナと、
   前記混合多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
   前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
   除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
   前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記受信アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する遅延時間推定処理部と
   を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
10. 自らは制御できない複数の独立な情報が所定の次元での単一の信号として混合され、その混合具合も次元も次元数も不明の未知の送信源が送出する混合多重変調波から、ある特定の次元の情報がその他の次元の影響を受けずに復調可能である特定の変調方式を用いて送信される信号を受信する受信アレーアンテナと、
    前記混合多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
    前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
    除算後の周波数軸データの共分散行列を求める共分散行列演算部と、
    前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記受信アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理部と
    を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
11. アレーアンテナにより、自らは制御できず拡散コードも不明な未知の送信源が送出するスペクトル拡散の符号変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記スペクトル拡散された符号変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定するステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
12. アレーアンテナにより、自らは制御できず拡散コードも不明な未知の送信源が送出するスペクトル拡散の符号変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記スペクトル拡散された符号変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理ステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
13. アレーアンテナにより、自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、前記周波数分割多重変調波の除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
14. 測角処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角する測角処理を行うステップをさらに含む
    ことを特徴とする請求項１３記載のレーダ信号処理方法。
15. アレーアンテナにより、自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定するステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
16. アレーアンテナにより、自らは制御できず送信周波数も不明な未知の送信源が送出する周波数分割多重変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記周波数分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理ステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
17. アレーアンテナにより、自らは制御できず送信されるタイムスロットが不明な未知の送信源が送出する時分割多重変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記時分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定するステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
18. アレーアンテナにより、自らは制御できず送信されるタイムスロットが不明な未知の送信源が送出する時分割多重変調波を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記時分割多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理ステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
19. 受信アレーアンテナにより、自らは制御できない複数の独立な情報が所定の次元での単一の信号として混合され、その混合具合も次元も次元数も不明の未知の送信源が送出する混合多重変調波から、ある特定の次元の情報がその他の次元の影響を受けずに復調可能である特定の変調方式を用いて送信される信号を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記混合多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源から前記受信アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定するステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。
20. 受信アレーアンテナにより、自らは制御できない複数の独立な情報が所定の次元での単一の信号として混合され、その混合具合も次元も次元数も不明の未知の送信源が送出する混合多重変調波から、ある特定の次元の情報がその他の次元の影響を受けずに復調可能である特定の変調方式を用いて送信される信号を受信するステップと、
    ＦＦＴ処理部により、前記混合多重変調波の複数のチャネルを多重化した受信信号を復調することなくＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
    除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
    共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めるステップと、
    測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて前記未知の送信源の方位を測角するとともに、前記未知の送信源から前記受信アレーアンテナまでの電波伝搬に伴い発生する電波伝搬時間を推定する測角遅延時間推定処理ステップと
    を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。

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