JP5387001B2 - カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器 - Google Patents

Description

本発明は、カルテシアンフィードバック増幅器(cartesian feedback power amplifier)のための位相弁別器(phase discriminator)、及びこれらのカルテシアンフィードバック
増幅器及び位相弁別器を含む送信回路に関する。

移動通信の分野では、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying）,ＯＱＰＳＫ（offset QPSK），π／４ＱＰＳＫ，多値ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)，ＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調のような、線形変調方式を使用するディジタル無線送信機がある。このようなディジタル無線通信機は、例えば、図６に示すような、カルテシアンフィードバック増幅器を備える。

図６において、カルテシアンフィードバック増幅器５０は、直交移相ベースバンド信号Ｉ，Ｑが入力される入力端子１及び２を備える。入力端子１は、カルテシアン歪補償器Ａを介して低域フィルタ(ＬＰＦ)５、ディジタル-アナログ変換器(Digital to Analog Converter: DAC)７に接続されている。ＤＡＣ７は、直交変調器(ＲＦアップコンバータ)Ｂに
接続されている。一方、入力端子２は、歪補償器Ａを介して低域フィルタ(ＬＰＦ)６、ディジタル-アナログ変換器(ＤＡＣ)８に接続されている。ＤＡＣ８は、直交変調器Ｂに接
続されている。

直交変調器Ｂは、ＤＡＣ７に接続された変調器(ミキサ)９と、ＤＡＣ８に接続された変調器(ミキサ)１０と、変調器９及び変調器１０に接続された加算器１１とを備える。変調器９には、局部発振器(Local Oscillator: LO)１５からの無線周波数の搬送波（ＲＦキャリア）が入力される。変調器１０には、ＬＯ１５からの搬送波が９０°移相器１４によって９０°移相された後に入力される。加算器１１は、電力増幅器(power amplifier: PA)
１２に接続され、ＰＡ１２は結合器を介してアンテナ１３に接続される。

また、カルテシアンフィードバック増幅器５０は、ＰＡ１２の出力(ＲＦ出力)の一部をフィードバック信号(帰還信号)として取り出す方向性結合器１６と、方向性結合器１６に信号線を介して接続された直交復調器(ＲＦダウンコンバータ)Ｃとを備える。直交復調器Ｃは、フィードバック信号が入力される復調器１７、１８を備える。復調器１７には、ＬＯ１５からの搬送波が入力される。復調器１８には、ＬＯ１５からの搬送波が９０°移相器１４によって９０°移相された後に入力される。復調器１７、１８は、アナログ-ディ
ジタル変換器(Analog to Digital Converter: ADC)１９，２０に接続され、ＡＤＣ１９，２０は、歪補償器Ａに接続されている。

入力端子１には、二つの直交移相ベースバンド信号中の同相成分信号Ｉ(I=Re[S(t)])が入力される。入力端子２には、ベースバンド信号の直交成分信号Ｑ(Q=Im[S(t)])が入力される。同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑは、歪補償器ＡでＰＡ１２によって発生する非線形歪みが補償された後、ＬＰＦ５，６で不要部分が除去され、ＤＡＣ７，８でディジタル-アナログ変換され、直交変調器Ｂに入力される。

直交変調器Ｂでは、変調器９，１０によって搬送波で変調された同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑが加算器１１で加算され、変調信号Ｓ(ｔ)として出力される。変調信号Ｓ(t)は、ＰＡ１２にて所要電力まで増幅された後、無線周波数の送信信号（ＲＦ出力）とし
てアンテナ１３から放射される。このとき、方向性結合器１６は、ＲＦ出力の一部をフィードバック信号として取り出す。取り出されたＲＦ出力は、復調器１７、１８に入力され
る。復調器１７，１８は、フィードバック信号を搬送波で復調する。復調器１７の復調出力は、フィードバック同相成分信号Ｉ^*として、ＡＤＣ１９によりアナログ-ディジタル変換された後、歪補償器Ａに入力される。復調器１８の復調出力は、フィードバック直交成分信号Ｑ^*として、ＡＤＣ２０によりアナログ-ディジタル変換された後、歪補償器Ａに入力される。

歪補償器Ａは、同相成分信号Ｉからフィードバック同相成分信号Ｉ^*を減算した差分Δ
Ｉを出力する減算器３Ａと、直交成分信号Ｑからフィードバック直交成分信号Ｑ^*を減算
した差分ΔＱを出力する減算器４Ａと、差分ΔＩ，ΔＱをそれぞれ増幅する増幅器３Ｂ，４Ｂと、同相成分信号Ｉに増幅器３Ｂの出力を加算(減算)することで、ＰＡ１２の歪み成分を同相成分信号Ｉに加える加算器３Ｃと、直交成分信号Ｑに増幅器４Ｂの出力を加算(
減算)することで、ＰＡ１２の歪み成分を直交成分信号Ｑに加える加算器４Ｃとを備える
。信号Ｉ，Ｑにフィードバック信号Ｉ^*，Ｑ^*の歪み成分が加えられることで、ＰＡ１２で生じる歪みをキャンセルすることができる。すなわち、歪みが補償される。

カルテシアンフィードバック増幅器５０によれば、ＰＡ１２からのＲＦ出力の一部が、直交復調器Ｃにて復調され、フィードバック信号Ｉ^*及びＱ^*として歪補償器Ａに入力される。これによって、入力信号と帰還信号の誤差ε(ε＝Ｓ(ｔ−Δ)−ｙ(ｔ))、すなわち、入力信号の位相及び大きさと、帰還信号の位相及び大きさとの誤差を測定することができる。差分ΔＩ及びΔＱは、上述したように、以下の式１、式２で与えられる。

ΔＩ＝Ｉ−Ｉ^* ・・・（式１）
ΔＱ＝Ｑ−Ｑ^* ・・・（式２）
但し、Ｉ＝Ｒｅ｛Ｓ(ｔ)｝，Ｉ^*＝Ｒｅ^*｛ｙ(ｔ)｝，Ｑ＝Ｉｍ｛Ｓ(ｔ)｝，Ｑ^*＝Ｉｍ｛
ｙ(ｔ)｝である。ここで、各信号Ｉ^*及びＱ^*が歪みを含まない場合には、差分ΔＩ及びΔＱはゼロとなり、以下の式３、式４で示すことができる。

Ｉ＝Ｉ^* ・・・（式３）
Ｑ＝Ｑ^* ・・・（式４）
しかし、カルテシアンフィードバック増幅器５０では、方向性移相器１６から復調器１７及び１８への信号遅延(電気遅延)２１や、ＬＯ１５から変調器９及び１０までの距離とＬＯ１５から復調器１７及び１８までの距離との差による電気遅延などによって、直交変調器Ｂに供給される変調用搬送波（ＰＡ１２から出力される送信信号）と、直交復調器Ｃに供給される復調用搬送波（直交復調器Ｃから出力されるフィードバック信号）との間に、搬送波位相シフト(位相誤差)Δφが生じることがある。ここで、三角恒等式を用いて、Ｉ^*及びＱ^*は、以下の式５及び式６のように示すことができる。

Ｉ^*＝Ｉ・ｃｏｓ(Δφ)＋Ｑ・ｓｉｎ(−Δφ) ・・・（式５）
Ｑ^*＝Ｉ・ｓｉｎ(Δφ)＋Ｑ・ｃｏｓ(Δφ) ・・・（式６）
従って、位相誤差Δφを含むフィードバック信号Ｉ^*及びＱ^*は、Ｉ≠Ｉ^*，Ｑ≠Ｑ^*となる。このような、位相誤差Δφ(非ゼロＲＦ位相シフト：Δφ≠０)は、歪補償器Ａでの適正な歪補償を阻害する。

特開２００６−８６９２８号公報 特開平６−６２０６６号公報 特開平８−２３７３２３号公報

J.L. Dawson, T.H. Lee, "Automatic Phase Alignment for Fully Integrated CMOS Cartesian Feedback Power Amplifier System", Proc. ISSCC2003 (IEEE Intl. Solid-State Circuit Conference) Conference, 2003 J.L. Dawson, T.H. Lee, "Cartesian Feedback for RF Power Amplifier Linearization", Center for Integrated Systems, Stanford University

本発明の目的は、送信信号とフィードバック信号との位相差をなくして適正なカルテシアン歪補償を可能とする技術を提供することである。

本発明の一態様は、カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器である。カルテシアンフィードバック増幅器は、二つの直交変調入力ベースバンド信号に対する歪補償を行うカルテシアン歪補償器と、前記カルテシアン歪補償器から出力される前記二つの直交変調入力ベースバンド信号を変調用搬送波で変調した変調信号を出力する直交変調器と、前記直交変調器からの前記変調信号を増幅し送信信号として出力する電力増幅器と、フィードバック信号として取り出された前記送信信号の一部を復調用搬送波で復調し前記カルテシアン歪補償器に与えられる二つの直交復調ベースバンド信号を出力する直交復調器とを備える。

位相弁別器は、前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の正弦信号を検出する正弦検出器と、
前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の余弦信号を検出する余弦検出器と、
前記位相差の正弦信号及び前記位相差の余弦信号を用いて、局部発振器からの搬送波の位相が前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差だけ移相した移相搬送波を出力する位相器とを備え、
前記搬送波と前記移相搬送波との一方が前記変調用搬送波として前記直交変調器に入力される一方、前記搬送波と前記移相搬送波との他方が前記復調用搬送波として前記直交復調器に入力される。

本発明の一態様によれば、送信信号とフィードバック信号との位相差をなくして適正なカルテシアン歪補償が可能となる。

カルテシアンフィードバック増幅器のための前置歪補償器の一例を示す図である。 カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器を含む送信回路の第１実施形態を示す図である。 カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器を含む送信回路の第２実施形態を示す図である。 位相弁別器によって出力される正弦信号及び余弦信号のシミュレーション結果を示す図であり、位相弁別器に対する入力信号(ベースバンド信号)が二つのトーン信号に基づく場合を示す。 位相弁別器によって出力される正弦信号及び余弦信号のシミュレーション結果を示す図であり、位相弁別器に対する入力信号(ベースバンド信号)がＯＦＤＭ信号である場合を示す。 カルテシアンフィードバック増幅器の一例を示す図である。

以下、発明の実施形態について説明する。下記の実施形態の構成は例示であり、本発明は、実施形態の構成に限定されない。

＜実施形態の経緯＞
以下、実施形態の経緯を説明する。上記した式５及び式６より、位相誤差の正弦(ｓｉ
ｎ(Δφ))は、以下の式７により計算することができる。

ｓｉｎ(Δφ)＝ｋ・(Ｉ・Ｑ^*−Ｑ・Ｉ^*) ・・・（式７）
但し、式７中の“ｋ”は、正規化定数ｋ＝１／(Ｉ・Ｉ^*＋Ｑ・Ｑ^*)である。

位相誤差Δφをなくすために、例えば、図１に示すような、ＲＦ搬送波上のＰＬＬ(Phase Locked Loop)追跡ループ及び移相器として動作する直交変調器を含むカルテシアン前
置補償器(cartesian predistorter)をカルテシアンフィードバック増幅器に設けることを考えることができる。

図１において、ＰＬＬ追跡ループは、ＰＬＬ部(余弦検出器)２４として、定数出力部２５，加算器２６，ＬＰＦ２７，自乗器２８及び２９，並びに加算器３０を備える。一方、移相器としての直交変調器３１は、局部発振器(ＬＯ)３２，９０°移相器３３，変調器３４及び３５，並びに加算器３６を備える。

ＰＬＬ部２４において、自乗器２９には、位相差の正弦信号ｓｉｎ(Δφ)が入力され、ｓｉｎ(Δφ)の自乗値を出力する。ｓｉｎ(Δφ)は、式７に基づき、図６に示したようなカルテシアンフィードバック増幅器５０中のＩ，Ｑ，Ｉ^*及びＱ^*から得ることができる。一方、自乗器２８には、フィルタ２７から出力される位相差の余弦信号ｃｏｓ(Δφ)が入力され、ｃｏｓ(Δφ)の自乗値を出力する。

ｓｉｎ(Δφ)の自乗値とｃｏｓ(Δφ)の自乗値とは加算器３０で加算され、加算器２６に入力される。加算器２６には、定数出力部２５から、加算器３０の出力(加算値：変調
器３１の出力の自乗の和)と等しい定数“Ｍａｇ”が入力され、“Ｍａｇ”から加算器３
０の加算値を減算した値が加算器２６から出力される。加算器２６の出力は、ＬＰＦ２７で不要部分が除去され、位相差の余弦成分信号ｃｏｓ(Δφ)として出力される。ＰＬＬ部２４は、位相差の正弦信号ｓｉｎ(Δφ)から余弦信号ｃｏｓ(Δφ)を生成する。

ＬＯ３２からは、搬送波である信号ｓｉｎ(ω・ｔ)が出力される。信号ｓｉｎ(ω・ｔ)は、変調器３４に入力されるとともに、９０°移相器３３で９０°移相された後、変調器３５に入力される。変調器３４は、余弦信号ｃｏｓ(Δφ)を搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)で変調し、加算器３６に入力する。変調器３５は、正弦信号ｓｉｎ(Δφ)を、９０°移相された搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)で変調し、加算器３６に入力する。これによって、加算器３６の出力は、位相差φを含む搬送波、すなわち信号ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)となる。このようなカルテシアン前置補償器は、以下の式８に基づく。

Ｉ_LO・ｓｉｎ(ω・ｔ)＋Ｑ_LO・ｃｏｓ(ω・ｔ)＝ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ) ・・・（式８）但し、Ｉ_LO＝ｓｉｎ(Δφ)であり、Ｑ_LO＝ｓｉｎ(Δφ)である。

そして、このような信号ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)が、図６に示したような変調器９，１０又は復調器１７，１８に対する搬送波として適用されることで、変調用搬送波(ＲＦ出力)と
復調用搬送波(フィードバック信号)との間の位相誤差Δφがゼロ(０)となるように、局部発信器(ＬＯ)１５からの搬送波の位相を調整することができる。

しかしながら、上述したようなＰＬＬ部２４（ＲＦ ＰＬＬ）は、ＳｏＣ（System On a Chip）やＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit)のような集積回路内に
統合することが困難で、高価且つ動作が不安定なスタンドアローンのＲＦデバイス(ＲＦ
アナログ回路)である。また、このようなＲＦアナログ回路を用いることは、カルテシア
ンフィードバック増幅器、ひいてはカルテシアンフィードバック増幅器を含む送信機の大型化を招来する。

実施形態では、ＰＬＬ部２４を適用するためのＲＦアナログ回路の適用を回避して小型化が可能な位相弁別器及びこの位相弁別器が適用された送信回路について説明する。

＜第１実施形態＞
図２は、第１実施形態に係る送信回路の一例を示す図である。図２に図示する送信回路１００は、カルテシアンフィードバック増幅器(Cartesian Feedback Power Amplifier)１０１と、位相弁別器(phase discriminator)１０２と、アンテナ１３とを備える。

カルテシアンフィードバック増幅器１０１は、直交移相ベースバンド信号（直交変調入力ベースバンド信号）Ｉ，Ｑが入力される入力端子１及び２を備える。入力端子１は、カルテシアン歪補償器１０３を介して低域フィルタ(ＬＰＦ)５、ディジタル-アナログ変換
器(Digital to Analog Converter: DAC)７に接続されている。ＤＡＣ７は、直交変調器(
ＲＦアップコンバータ)１０４に接続されている。一方、入力端子２は、歪補償器１０３
を介して低域フィルタ(ＬＰＦ)６、ディジタル-アナログ変換器(ＤＡＣ)８に接続されて
いる。ＤＡＣ８は、直交変調器１０４に接続されている。

直交変調器１０４は、ＤＡＣ７に接続された変調器(ミキサ)９と、ＤＡＣ８に接続された変調器(ミキサ)１０と、変調器９及び変調器１０に接続された加算器１１とを備える。変調器９，１０には、変調用搬送波として、局部発振器(Local Oscillator: LO)１５からの無線周波数の搬送波（ＲＦキャリア：ｓｉｎ(ω・ｔ)）が供給される。変調器９には、搬送波が直接に入力される。変調器１０には、ＬＯ１５からの搬送波が９０°移相器１４によって９０°移相された後に入力される。加算器１１は、電力増幅器(power amplifier: PA)１２に接続され、ＰＡ１２は図示しない結合器を介してアンテナ１３に接続される
。ＰＡ１２として、例えば、高出力増幅器(ＨＰＡ)が適用される。

また、カルテシアンフィードバック増幅器１０１は、ＰＡ１２の出力(ＲＦ出力)の一部をフィードバック信号(帰還信号)として取り出す方向性結合器１６と、方向性結合器１６に信号線を介して接続された直交復調器(ＲＦダウンコンバータ)１０５とを備える。直交復調器１０５は、フィードバック信号が入力される復調器１７，１８を備える。復調器１７には、復調用搬送波として、位相弁別器１０２から出力される補正搬送波ｓｉｎ(ω・
ｔ＋φ)が入力される。復調器１８には、位相弁別器１０２からの補正搬送波が９０°移
相器１４によって９０°移相された後に入力される。復調器１７，１８は、アナログ-デ
ィジタル変換器(Analog to Digital Converter: ADC)１９，２０に接続され、ＡＤＣ１９，２０は、歪補償器１０３に接続されている。

入力端子１には、二つの直交移相ベースバンド信号中の同相成分信号Ｉが入力される。入力端子２には、ベースバンド信号の直交成分信号Ｑが入力される。同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑは、歪補償器１０３でＰＡ１２によって発生する非線形歪みが補償された後、ＬＰＦ５，６で不要部分が除去され、ＤＡＣ７，８でディジタル-アナログ変換され
、直交変調器１０４に入力される。

直交変調器１０４では、変調器９，１０によって、変調用搬送波で変調された同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑが加算器１１で加算され、変調信号として出力される。変調信号は、ＰＡ１２にて所要電力まで増幅された後、無線周波数の送信信号（ＲＦ出力）としてアンテナ１３から放射される。このとき、方向性結合器１６は、ＲＦ出力の一部をフィードバック信号として取り出す。取り出されたＲＦ出力は、復調器１７，１８に入力される。復調器１７，１８は、フィードバック信号を補正搬送波(後述)で復調する。復調器１７の復調出力は、フィードバック同相成分信号Ｉ^*として、ＡＤＣ１９によりアナログ-ディジタル変換された後、歪補償器１０３に入力される。復調器１８の復調出力は、フィードバック直交成分信号Ｑ^*として、ＡＤＣ２０によりアナログ-ディジタル変換された後、歪補償器１０３に入力される。

歪補償器１０３は、同相成分信号Ｉからフィードバック同相成分信号Ｉ^*を減算した差
分ΔＩを出力する減算器３Ａと、直交成分信号Ｑからフィードバック直交成分信号Ｑ^*を
減算した差分ΔＱを出力する減算器４Ａと、差分ΔＩ，ΔＱをそれぞれ増幅する増幅器３Ｂ，４Ｂとを備える。さらに歪補償器１０３は、同相成分信号Ｉに増幅器３Ｂの出力を加算(減算)することで、ＰＡ１２の歪成分を同相成分信号Ｉに加える加算器３Ｃと、直交成分信号Ｑに増幅器４Ｂの出力を加算(減算)することで、ＰＡ１２の歪み成分を直交成分信号Ｑに加える加算器４Ｃとを備える。信号Ｉ，Ｑにフィードバック信号Ｉ^*，Ｑ^*の歪成分が加えられることで、ＰＡ１２で生じる歪みをキャンセルすることができる。すなわち、歪みが補償される。

カルテシアンフィードバック増幅器１０１によれば、ＰＡ１２からのＲＦ出力の一部をフィードバック信号としてフィードバックすることで、ＰＡ１２によって生じる非線形歪みを低減（補償）することができる。但し、フィードバック信号は、信号遅延２１などによって、送信信号との位相誤差Δφを含む。この位相誤差Δφがゼロでない場合には、直交間位相干渉（cross quadrature interference）や位相差に依存する漏れ係数での漏れ
を生じる。このため、第１実施形態では、位相弁別器１０２が、ＬＯ１５からの搬送波に位相差φを加えた移相搬送波(補正搬送波)を出力し、直交復調器１０５は、移相搬送波でフィードバック信号の復調処理を行い、復調出力の位相誤差Δφをゼロにする。

位相弁別器１０２は、位相差φを検出して、ＬＯ１５からの搬送波を移相する。位相弁別器１０２は、位相誤差の正弦(ｓｉｎ(Δφ))を検出する正弦検出器(main phase detector: 主位相検出器)１１０と、位相誤差の余弦(ｃｏｓ(Δφ))を検出する余弦検出器(complementary phase detector: 相補位相検出器)１２０と、移相器(ＩＱモジュレータ)１３
０と、正弦検出器１１０と移相器１３０との間に介在する切替スイッチ１４１とを備える。さらに位相弁別器１０２は、余弦検出器１２０と移相器１３０との間に介在する切替スイッチ１４２とを備える。

正弦検出器１１０は、同相成分信号Ｉとフィードバック直交成分信号Ｑ^*とを乗算する
乗算器(ミキサ)１１１と、直交成分信号Ｑとフィードバック同相成分信号Ｉ^*とを乗算す
る乗算器(ミキサ)１１２と、乗算器１１１の出力から乗算器１１２の出力を減算する減算器１１３とを備える。正弦検出器１１０は、上述した式７(ｓｉｎ(Δφ)＝ｋ・(Ｉ・Ｑ^*
−Ｑ・Ｉ^*))に基づき、位相誤差の正弦信号(主位相誤差信号)ｓｉｎ(Δφ)を減算器１１
３から出力することができる。

余弦検出器１２０は、同相成分信号Ｉとフィードバック同相成分信号Ｉ^*とを乗算する
乗算器(ミキサ)１２１と、直交成分信号Ｑとフィードバック直交成分信号Ｑ^*とを乗算す
る乗算器(ミキサ)１１２と、乗算器１１１の出力と乗算器１１２の出力とを加算する加算器１２３とを備える。

ここに、上述した式５及び式６より、位相誤差の余弦(ｃｏｓ(Δφ))は、以下の式９で算出することができる。

ｃｏｓ(Δφ)＝ｋ・(Ｉ・Ｉ^*＋Ｑ・Ｑ^*) ・・・（式９）
但し、式９中の“ｋ”は、正規化定数ｋ＝１／(Ｉ・Ｉ^*＋Ｑ・Ｑ^*)である。
余弦検出器１２０は、上述した式９に基づき、位相誤差の余弦信号(相補位相誤差信号)ｃｏｓ(Δφ)を加算器１３３から出力することができる。

切替スイッチ１４１は、切替スイッチ１４１の出力を、正弦検出器１１０（減算器１１３）から出力される正弦信号ｓｉｎ(Δφ)と、所定電圧Ｖとの間で切り替えることができる。切替スイッチ１４２は、切替スイッチ１４２の出力を余弦検出器１２０（加算器１２３）から出力される余弦信号ｃｏｓ(Δφ)と、所定電圧Ｖとの間で切り替えることができる。切替スイッチ１４１，１４２の切替は、例えば、図示しないスイッチコントローラによって実施されることができる。

位相誤差、すなわちターゲット位相誤差Δφがゼロ付近の領域においては、余弦検出器１２０からの出力信号はほぼ一定、すなわちｃｏｓ(Δφ)≒１又は或る定数Ｖに等しくなる。このため、上記領域では、切替スイッチ１４２の出力として、所定の定数を示す所定電圧Ｖが選択されるように、図示しないスイッチコントローラが切替スイッチ１４２の切替制御を実行する。

同様に、ターゲット位相誤差Δφがゼロ付近の領域においては、正弦検出器１１０からの出力信号はほぼ一定、すなわち、ｓｉｎ(Δφ) ≒０又は或る定数Ｖに等しくなる。こ
のため、上記領域では、切替スイッチ１４１の出力として、所定電圧Ｖが選択されるように、図示しないスイッチコントローラが切替スイッチ１４２の切替制御を実行する。切替スイッチ１４１及び１４２の切替タイミングは、同時刻でも異なる時刻でも良い。すなわち、正弦検出器１１０と余弦検出器１２０とのいずれか一方、又は双方をディスエーブル状態にすることができる。なお、切替スイッチ１４１及び１４２は、オプションであって、位相弁別器１０２の必須の構成要素ではない。また、上記したゼロ付近の領域以外では、切替スイッチ１４１，１４２が正弦信号、余弦信号を出力するように、スイッチコントローラが切替制御を実行することができる。

移相器１３０は、切替スイッチ１４１の出力が接続される変調器１３１と、切替スイッチ１４２の出力が接続される変調器１３２と、変調器１３１，１３２の出力を加算する加算器１３３と、９０°移相器１３４とを備える。移相器１３０は、ＬＯ１５からの搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が入力される入力ポート１３５を備えており、搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)は、９０°移相器１３４によって９０°移相された後に変調器１３１に入力される一方で、変調器１３２に直接に入力される。

これによって、変調器１３１で、正弦信号ｓｉｎ(Δφ)が搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)で変調される。一方、変調器１３２で、余弦信号ｃｏｓ(Δφ)が搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)で変調される。その後、変調器１３１，１３２の変調出力が加算器１３３で加算されることによって、加算器１３３は、搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が移相分φだけ進んだ搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ
＋φ)を出力ポート１３６から出力することができる（式８参照）。このような、位相差
φを含む搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)を補正搬送波（移相搬送波）と称する。

補正搬送波の信号は、復調用搬送波として、直交復調器１０５の復調器１７及び９０°移相器１４Ａに接続される。これによって、直交復調器１０５の復調出力Ｉ^*及びＱ^*は、位相差φを含んだ状態となる。従って、直交変調器１０４(ＰＡ１２)から出力される送信
信号とフィードバック信号との位相差、すなわち、同相成分信号Ｉとフィードバック同相成分信号Ｉ^*との差分ΔＩ、及び直交成分信号Ｑとフィードバック直交成分信号Ｑ^*との差分ΔＱとがゼロになるようにすることが可能となる。従って、歪補償器１０３において、ＰＡ１２によって生じる非線形歪みを適正に補償することが可能となる。

第１実施形態によれば、図１に示したようなＰＬＬ部２４を適用しなくても、位相弁別器１０２によって位相差φを含んだ搬送波ｓｉｎ（ω・ｔ＋φ）を得ることができる。このため、図１に示したようなＰＬＬ部２４（ＲＦアナログ回路）の適用を回避することができる。また、位相弁別器１０２は、簡易な構成であるので、位相弁別器１０２自体の小型化が可能である。また、位相弁別器１０２は、ＡＳＩＣやＳｏＣのような集積回路内に容易に統合することができる。例えば、カルテシアンフィードバック増幅器１０１の一部又は全部との統合が可能である。従って、送信回路１００の小型化を図ることが可能となる。

＜第２実施形態＞
図３は、第２実施形態に係る送信回路の一例を示す図である。図３に示す送信回路１００Ａは、以下の点で図２に図示した送信回路１００と異なっている。すなわち、直交復調器１０５に対し、復調用搬送波として、ＬＯ１５からの搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が直接に入力される。一方、位相弁別器１２０の移相器１３０の入力ポート１３５がＬＯ１５に接続され、入力ポート１３５にＬＯ１５からの搬送波が入力される。また、移相器１３０の出力ポート１３６は直交変調器１０４の入力ポートに接続されており、変調器９，１０に対し、変調用搬送波として、移相器１３０から出力される補正搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)が供給される。以上の点を除き、送信回路１００Ａの構成は、送信回路１００の構成と同じである。このため、同一の構成については説明を省略する。但し、同一の構成については、同一の符号が付されている。

第２実施形態では、直交変調器１０４において、ベースバンド信号Ｉ，Ｑのための変調用搬送波として、位相弁別器１０２からの補正搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)が適用される。一方、方向性結合器１６からのフィードバック信号Ｉ^*，Ｑ^*のための復調用搬送波として、ＬＯ１５からの搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が適用される。これによって、信号Ｉ，Ｑと、フィードバック信号Ｉ^*，Ｑ^*との差分ΔＩ，ΔＱをゼロにすることが可能となる。よって、第１実施形態と同様に、歪補償器１０３による歪補償を適正に実施することが可能となる。また、第２実施形態において、位相弁別器１０２自体の構成は、第１実施形態と同じである。従って、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、位相弁別器１０２、送信回路１００Ａの小型化を図ることができる。

図４及び図５は、第１及び第２実施形態で図示した位相弁別器１０２によって出力される正弦信号及び余弦信号のシミュレーション結果を示す図である。図４は、位相弁別器１０２(正弦検出器１１０、余弦検出器１２０)に対する入力信号(ベースバンド信号)が二つのトーン信号に基づく場合を示し、図５は、位相弁別器１０２(正弦検出器１１０、余弦
検出器１２０)に対する入力信号(ベースバンド信号)がＯＦＤＭ信号である場合を示す。

上述した第１及び第２の実施形態によれば、送信回路１００，１００Ａは、カルテシアンフィードバック増幅器１０１と、位相弁別器１０２とを備える。カルテシアンフィードバック増幅器１０１は、二つの直交変調入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対する歪補償を行うカルテシアン歪補償器１０３と、カルテシアン歪補償器１０３から出力される直交変調ベースバンド信号Ｉ，Ｑを変調用搬送波で変調した変調信号を出力する直交変調器１０４と、直交変調器１０４から出力される変調信号を増幅し送信信号として出力する電力増幅器(ＰＡ１２)と、フィードバック信号として取り出された送信信号の一部を復調用搬送波で復調しカルテシアン歪補償器１０３に与えられる二つの直交復調ベースバンド信号Ｉ^*
，Ｑ^*を出力する直交復調器１０５とを備える。

位相弁別器１０２は、二つの直交変調入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑと二つの直交復調ベースバンド信号Ｉ^*，Ｑ^*から送信信号と前記フィードバック信号との位相差の正弦信号ｓｉｎ(Δφ)を検出する正弦検出器１１０と、二つの直交変調入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑと二つの直交復調ベースバンド信号Ｉ^*，Ｑ^*から送信信号とフィードバック信号との位相差の余弦信号ｃｏｓ(Δφ)を検出する余弦検出器１２０と、信号ｓｉｎ(Δφ)及びｃｏｓ(Δφ)とを用いて、局部発振器(ＬＯ１５)からの搬送波の位相が送信信号とフィードバック信号との位相差だけ移相した移相搬送波（補正搬送波）を出力する位相器１３０とを備える。

そして、第１実施形態では、搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が変調用搬送波として直交変調器１０４に入力され、移相搬送波（補正搬送波）ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)が復調用搬送波として直交復調器１０５に入力される。これに対し、第２実施形態では、移相搬送波（補正搬送波）ｓｉｎ(ω・ｔ＋φ)が変調用搬送波として直交変調器１０４に入力され、搬送波ｓｉｎ(ω・ｔ)が復調用搬送波として直交復調器１０５に入力される。

これによって、送信信号(信号Ｉ，Ｑ)とフィードバック信号(Ｉ^*，Ｑ^*)との差分ΔＩ，ΔＱをゼロにすることができ、ＰＡ１２によって生じる歪みを歪補償器１０３で適正に補償(キャンセル)することができる。位相弁別器１０２は、簡易な構成であるので、送信回路の集積化を図り、送信回路１００、１００Ａを小型化できる。なお、図２，３に図示したカルテシアン歪補償器１０３は、カルテシアン歪補償器の一例を示したものであり、位相弁別器１０２は、他の構成を有する歪補償器についても適用が可能である。

また、第１及び第２実施形態における送信回路１００、１００Ａでは、位相器１３０に入力されるべき正弦信号ｓｉｎ(Δφ)と余弦信号ｃｏｓ(Δφ)との少なくとも一方に代えて、所定の定数Ｖを示す信号を位相器１３０に入力する二つの切替スイッチ１４１，１４２をさらに備える。これによって、ターゲット位相差Δφがゼロに近い領域で、所定の電圧Ｖを示す信号を入力することで、搬送波の位相を調整することができる。

１６・・・方向性結合器
１００，１００Ａ・・・送信回路
１０２・・・位相弁別器
１０３・・・カルテシアン歪補償器
１０４・・・直交変調器
１０５・・・直交復調器
１１０・・・正弦検出器
１２０・・・余弦検出器
１３０・・・移相器(ＩＱモジュレータ)
１４１，１４２・・・切替スイッチ

Claims (2)

1. 二つの直交変調入力ベースバンド信号に対する歪補償を行うカルテシアン歪補償器と、前記カルテシアン歪補償器から出力される前記二つの直交変調入力ベースバンド信号を変調用搬送波で変調した変調信号を出力する直交変調器と、前記直交変調器からの前記変調信号を増幅し送信信号として出力する電力増幅器と、フィードバック信号として取り出された前記送信信号の一部を復調用搬送波で復調し前記カルテシアン歪補償器に与えられる二つの直交復調ベースバンド信号を出力する直交復調器とを備えるカルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器であって、
   前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の正弦信号を検出する正弦検出器と、
   前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の余弦信号を検出する余弦検出器と、
   前記位相差の正弦信号及び前記位相差の余弦信号を用いて、局部発振器からの搬送波の位相が前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差だけ移相した移相搬送波を出力する位相器と、
   前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差がゼロ付近の領域にある場合に、前記位相器に入力される前記正弦信号と前記余弦信号との少なくとも一方に代えて、所定の定数を示す信号を前記位相器に入力する二つの切替スイッチとを備え、
   前記移相搬送波が前記直交変調器に入力され、前記局部発振器からの搬送波が前記直交復調器に入力される
   カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器。
2. カルテシアンフィードバック増幅器と、
   前記カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器とを備え、
   前記カルテシアンフィードバック増幅器は、
   二つの直交変調入力ベースバンド信号に対する歪補償を行うカルテシアン歪補償器と、
   前記カルテシアン歪補償器から出力される前記二つの直交変調入力ベースバンド信号
   を変調用搬送波で変調した変調信号を出力する直交変調器と、
   前記直交変調器からの前記変調信号を増幅し送信信号として出力する電力増幅器と、
   フィードバック信号として取り出された前記送信信号の一部を復調用搬送波で復調し前記カルテシアン歪補償器に与えられる二つの直交復調ベースバンド信号を出力する直交復調器とを含み、
   前記位相弁別器は、
   前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の正弦信号を検出する正弦検出器と、
   前記二つの直交変調入力ベースバンド信号と前記二つの直交復調ベースバンド信号とから前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差の余弦信号を検出する余弦検出器と、
   前記位相差の正弦信号及び前記位相差の余弦信号を用いて、局部発振器からの搬送波の位相が前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差だけ移相した移相搬送波を出力する位相器と、
   前記送信信号と前記フィードバック信号との位相差がゼロ付近の領域にある場合に、前記位相器に入力される前記正弦信号と前記余弦信号との少なくとも一方に代えて、所定の定数を示す信号を前記位相器に入力する二つの切替スイッチとを含み、
   前記移相搬送波が前記直交変調器に入力され、前記局部発振器からの搬送波が前記直交復調器に入力される
   送信回路。

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