JP5369742B2 - パルス電源 - Google Patents

Description

本発明は、半導体露光用のガスレーザヘッド等の負荷を高電圧・大電流パルスで駆動するパルス電源に係り、特に負荷を駆動したときの余剰エネルギー（キックバックエネルギー）の回生に関する。

図１１に従来の回路構成を示す。充電器１００は、単相インバータＩＮＶにより１発の正パルスまたは負パルスを交互に発生し、これを昇圧パルストランスＰＴを通して全波整流回路ＲＥＣに入力し、全波整流回路ＲＥＣからリアクトルＬを直列に有して高圧直流出力を得る。同軸ケーブル２００は充電器１００の直流出力を磁気圧縮回路３００に導入する。なお、インバータＩＮＶが正パルスまたは負パルスを交互に発生することで、パルストランスＰＴの偏磁を防止する。

磁気圧縮回路３００は、充電器１００との接続端子間には、半導体スイッチＭＣ１と初段コンデンサＣの直列回路を設け、例えば半導体スイッチＭＣ１を予めオンしておき、インバータＩＮＶのスイッチＳ１のオンでインバータＩＮＶには経路ＲＡでパルス電流が流れ、初段コンデンサＣとリアクトルＬには電流が経路ＲＢで流れ、初段コンデンサＣの上側を装置の基準電位に対して負に初期充電する。

この磁気圧縮回路３００は、初段コンデンサＣと負荷回路４００のピーキングコンデンサＣＰとの間に半導体スイッチＭＣ２と磁気パルス圧縮用の可飽和リアクトルＳＲ１の直列回路を設け、負荷４００にパルスエネルギーを供給するときに、スイッチＭＣ１をオフした後、スイッチＭＣ２をオンさせることで、可飽和リアクトルＳＲ１にコンデンサ電圧が印加されてそれが飽和した後、初段コンデンサＣに蓄積されたエネルギーを磁気パルス圧縮したパルス電流にして経路ＲＣで放電させ、ピーキングコンデンサＣＰの上側を基準電位に対して負に充電する。

負荷回路４００では、ピーキングコンデンサＣＰが充電された後、磁気パルス圧縮用の可飽和リアクトルＳＲ２が飽和し、レーザヘッドなどの負荷ＬＯＡＤに
経路ＲＤでエネルギーが供給される。

なお、負荷に負極性を印加するのは、負荷となるレーザヘッド等では経験的に光出力を得やすくするためである。また、磁気圧縮回路３００の出力端と負荷４００の入力端の間に、コンデンサと可飽和リアクトルで構成する磁気パルス圧縮回路を１段または複数段設け、パルス電流を狭幅化する場合もある。

ここで、負荷条件にもよるが、負荷で消費しきれなかった余剰のエネルギーは、負荷への出力でピーキングコンデンサＣＰの上側が正に蓄積され、スイッチＭＣ２がオンの場合に経路ＲＣで電流が流れ、初段コンデンサＣの上側が正の電圧が蓄積される。このときの初段コンデンサＣの充電エネルギーがキックバックエネルギーと呼ばれる。初段コンデンサＣ上側の正電荷は、次回の放電時に利用できないため、このエネルギーを有効利用するために電圧を反転させる必要がある。そのため、負荷に放電後、初段コンデンサＣの上側が正の電圧に充電された状態でスイッチＭＣ１を再びオンさせ、初段コンデンサＣとリアクトルＬによるＬＣ振動電流を発生させ、整流回路ＲＥＣを通して、初段コンデンサＣをその下側を正に充電させる。この動作は、以下、回生動作と呼ぶ。

図１２は、インバータＩＮＶと、スイッチＭＣ１、ＭＣ２のタイミングチャートと、コンデンサＣ，ＣＰの電圧波形、ＭＣ１、ＭＣ２、ＳＲ２に流れる電流波形を示す。

上記の余剰エネルギー（キックバックエネルギー）の回生動作を伴うパルス電源では、高い繰り返しのパルス発生には、初段コンデンサＣの充電時間、放電時間のほか、回生動作時間が影響する。すなわち、回生動作時に流れる電流は、初段コンデンサＣの容量、リアクトルＬのインダクタンス、ケーブル２００内に図示していない浮遊する容量やインダクタンスにより決定される。回生電流のピーク値は、下記の式１で表されるため、コンデンサＣの充電時間および回生動作時間を短縮するためインダクタンスＬｓを小さくすればするほどピーク電流が増大し、整流回路ＲＥＣのダイオードとＭＣ１の電流責務が増加し同時に損失も増大するため、高い繰り返し動作が困難となる。整流回路ＲＥＣのダイオードとＭＣ１の選定はケーブルの種類、太さ、長さ等により左右される。

ただし、Ｌｓ：経路ＲＢ内の総インダクタンス、Ｃｓ：経路ＲＢ内の総容量、Ｖ：初段コンデンサＣに蓄積される正極性の電圧（キックバックエネルギー）、Ｉｐ：回生動作時に流れる電流のピーク値
上記のキックバックエネルギーの回生制御に、整流回路ＲＥＣのダイオードとＭＣ１の電流責務軽減および制御が不要になるものとして、キックバックエネルギーをトランスで反転させて初段コンデンサに充電電流として回生する手法がある（例えば、特許文献１参照）。この文献の回路構成を図１３に示す。

同図において、固体スイッチＳＷがオンとなった後、可飽和リアクトルＳＲ１の磁気アシスト時間Ｔが経過し、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行を開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中にパルス電流を流し、このパルス電流をコンデンサＣ１から可飽和リアクトルＳＲ２、ＳＲ３とコンデンサＣ２による磁気パルス圧縮回路でパルス圧縮し、ピーキングコンデンサＣＰに高圧・狭幅のパルスを発生し、負荷を駆動する。

キックバックエネルギーは、負荷側からコンデンサＣ１まで回生されたときに、トランスＴｒ２を経て主コンデンサＣ０に初期充電極性で充電する。この回生動作には固体スイッチＳＷを予めオフさせておく。このオフ制御には、電流通流タイミング検知手段Ｉｓで固体スイッチＳＷのオン時の電流を検知し、この検知タイミングでスイッチオン−オフタイミング制御部内のタイマ２ｃがクロックのカウントを開始し、このカウント値が所定値に達したときに固体スイッチＳＷをオフさせる。

特開２００3−２４９７０４号公報

特許文献１では、固体スイッチＳＷのオンを基準としてタイマで一定時間を計時し、固体スイッチＳＷのオフタイミングを得ている。すなわち、回生電流は、固体スイッチＳＷがオンしてパルスを発生した時点から一定時間後に固体スイッチ側にキックバックしてくることを前提として、その前に固体スイッチをオフさせる。

ここで、回生電流が固体スイッチ側にキックバックしてくる時間およびエネルギーは、負荷の違いやパルス発生の繰り返し回数（周波数）の違い、パルス電圧の違いなどで変化する。このため、特許文献１のように、タイマによる一定時間の計時で固体スイッチをオフさせるのでは、オフタイミングが速すぎ、または遅すぎることがおきる。速すぎる場合は、パルス発生終期に固体スイッチが電流遮断してその電流遮断責務が過大になるし、所期のパルス電流で負荷を駆動できないことになる。逆に、遅すぎる場合は、キックバックエネルギーが固体スイッチ側に流れその回生の失敗になるし、高い繰り返しのパルス発生ができないことになる。

本発明の目的は、負荷条件や動作条件の変更にも、キックバックエネルギーの回生処理を確実にし、しかもパルス発生の高速化を図ることができるパルス電源を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、磁気圧縮回路には、ピーキングコンデンサと初段コンデンサとの間にパルストランスを設けることで負荷からのキックバックエネルギーを初段コンデンサに直接に回生させ、この回生動作の開始を可飽和リアクトルの電流、電圧または初段コンデンサの電圧から判定、または初段コンデンサの電圧と可飽和リアクトルのＶｔ積から判定して半導体スイッチのオフ制御を行うようにし、さらにはこれら磁気圧縮回路を二段構成としたもので、以下の構成を特徴とする。

（１）充電器によって予め高圧充電される初段コンデンサと、この初段コンデンサと負荷側のピーキングコンデンサとの間に直列に半導体スイッチと可飽和リアクトルを設け、前記半導体スイッチのオンで前記可飽和リアクトルが飽和して前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにパルス電流としてエネルギー転送して該ピーキングコンデンサを高圧充電する磁気圧縮回路を備えたパルス電源において、
前記ピーキングコンデンサと前記初段コンデンサとの間に設けられ、巻線に逆流阻止用ダイオードを直列に設け、前記負荷からのキックバックエネルギーを前記初段コンデンサに回生するパルストランスと、
前記半導体スイッチと可飽和リアクトルとに直列に介挿され、前記エネルギー転送を終了した直後の前記半導体スイッチの電流が規定値以下になったことを検出したときに該半導体スイッチのオフ制御信号を得る電流検出器と、
を備えたことを特徴とする。

（２）充電器によって予め高圧充電される初段コンデンサと、この初段コンデンサと負荷側のピーキングコンデンサとの間に直列に半導体スイッチと可飽和リアクトルを設け、前記半導体スイッチのオンで前記可飽和リアクトルが飽和して前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにパルス電流としてエネルギー転送して該ピーキングコンデンサを高圧充電する磁気圧縮回路を備えたパルス電源において、
前記ピーキングコンデンサと前記初段コンデンサとの間に設けられ、巻線に逆流阻止用ダイオードを直列に設け、前記負荷からのキックバックエネルギーを前記初段コンデンサに回生するパルストランスと、
前記初段コンデンサの充電電圧（Ｖ）を検出する電圧検出回路と、
前記検出電圧（Ｖ）の大きさと時間（ｔ）の積が前記可飽和リアクトルの電圧時間積（Ｖｔ）に一致したことを判定し、前記ピーキングコンデンサにエネルギー転送した直後に前記半導体スイッチのオフ制御信号を発生するＶｔ判定回路と、
を備えたことを特徴とする。

（３）充電器によって予め高圧充電される初段コンデンサと、この初段コンデンサと負荷側のピーキングコンデンサとの間に直列に半導体スイッチと可飽和リアクトルを設け、前記半導体スイッチのオンで前記可飽和リアクトルが飽和して前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにパルス電流としてエネルギー転送して該ピーキングコンデンサを高圧充電する磁気圧縮回路を備えたパルス電源において、
前記ピーキングコンデンサと前記初段コンデンサとの間に設けられ、巻線に逆流阻止用ダイオードを直列に設け、前記負荷からのキックバックエネルギーを前記初段コンデンサに回生するパルストランスと、
前記可飽和リアクトルの両端に印加されている電圧を検出し、該可飽和リアクトルが飽和動作してその電圧が規定値以下になり、前記ピーキングコンデンサにエネルギー転送した直後に前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る電圧検出回路と、
を備えたことを特徴とする。

（４）充電器によって予め高圧充電される初段コンデンサと、この初段コンデンサと負荷側のピーキングコンデンサとの間に直列に半導体スイッチと可飽和リアクトルを設け、前記半導体スイッチのオンで前記可飽和リアクトルが飽和して前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにパルス電流としてエネルギー転送して該ピーキングコンデンサを高圧充電する磁気圧縮回路を備えたパルス電源において、
前記ピーキングコンデンサと前記初段コンデンサとの間に設けられ、巻線に逆流阻止用ダイオードを直列に設け、前記負荷からのキックバックエネルギーを前記初段コンデンサに回生するパルストランスと、
前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにエネルギー転送した直後の該初段コンデンサの電圧がほぼゼロになったことを検出したときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る電圧検出回路と、
を備えたことを特徴とする。

（５）前記パルストランスは、一次巻線または二次巻線の一方または両方の巻線に前記逆流阻止用ダイオードを直列に設けた構成を特徴とする。

（６）前記磁気圧縮回路は同じ回路構成のものを二段設け、各磁気圧縮回路は前記ピーキングコンデンサに交互にエネルギー転送し、前記負荷からのキックバックエネルギーを交互に前記初段コンデンサに回生する構成にしたことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、磁気圧縮回路には、ピーキングコンデンサと初段コンデンサとの間にパルストランスを設けることで負荷からのキックバックエネルギーを初段コンデンサに直接に回生させ、この回生動作の開始を可飽和リアクトルの電流、電圧または初段コンデンサの電圧から判定、または初段コンデンサの電圧と可飽和リアクトルのＶｔ積から判定して半導体スイッチのオフ制御を行うようにし、さらにはこれら磁気圧縮回路を二段構成としたため、負荷条件や動作条件の変更にも、キックバックエネルギーの回生処理を確実にし、しかもパルス発生の高速化を図ることができる。

実施形態１の要部回路構成図。 実施形態１のタイムチャート。 実施形態２の要部回路構成図。 実施形態３の要部回路構成図。 実施形態４の要部回路構成図。 実施形態５の要部回路構成図。 実施形態６の要部回路構成図。 実施形態７の要部回路構成図。 初段コンデンサの電圧波形図。 実施形態８の要部回路構成図。 従来の回路構成図。 従来の回路のタイミングチャートと電圧および電流波形図。 従来の他の回路構成図。

（実施形態１）
図１は本実施形態の要部回路構成を示す。同図は図１１の充電器１００と同軸ケーブル２００および負荷４００は同等のものとするが、これらを充電器１００Ａ、１００Ｂと同軸ケーブル２００Ａ、２００Ｂおよび磁気圧縮回路３００Ａ、３００Ｂで二重化構成し、この二重化構成で負荷４００を交互に駆動する。

磁気圧縮回路３００Ａ、３００Ｂは、図１１と異なる部分は、初段コンデンサＣ１、Ｃ２とピーキングコンデンサＣＰの間にキックバックエネルギーを反転して初段コンデンサＣ１、Ｃ２側に回生するトランスＴＲ１、ＴＲ２と、それらの巻線に直列に逆流阻止用ダイオードＤ１〜Ｄ４を設ける。また、並列接続時の干渉防止用としてダイオードＤ５，Ｄ６を設け、電流検出器ＣＴ１，ＣＴ２を直列に挿入する。また、図１１中の半導体スイッチＭＣ１を削除し、半導体スイッチＭＣ２に相当するＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２のオフ制御はそれぞれ電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２の検出電流を基に行う。可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ３は図１１と同じ位置に設ける。

本実施形態の動作を図２に示すタイムチャートを参照して説明する。まず、初段コンデンサＣ１→ピーキングコンデンサＣＰへのエネルギー転送時は放電信号によってＩＧＢＴ１をオンさせ、初段コンデンサＣ１→ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送を終了した直後の電流検出器ＣＴ１の検出信号をフィードバックして、ＩＧＢＴ１のオン後に電流が規定値以下になるとき、ＩＧＢＴ１をオフさせる。

ピーキングコンデンサＣＰにパルス電流を転送し、負荷４００を駆動した後のキックバックエネルギーにより、経路ＲＥの電流でピーキングコンデンサＣＰの上側に正極性の電圧が蓄積する。この充電で、トランスＴＲ１を介して、ピーキングコンデンサＣＰから初段コンデンサＣ１の上側に、経路ＲＦで負極性の電圧が蓄積され、キックバックエネルギーが初段コンデンサＣ１の充電電荷として回生される。同様に、磁気圧縮回路３００Ｂ側からのパルス発生とキックバックエネルギーの回生も同様になる。

したがって、本実施形態では、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のオフ制御は、特許文献１のタイマによるタイミング制御と異なり、パルス電流の変化を直接に検出することで、負荷条件や動作条件の変更に影響されることなく、確実なタイミングでオフ制御できる。また、装置の小型化、損失の低減になる。また、従来構成での半導体スイッチＭＣ１による回生動作のための再度のオン制御も不要になるし、半導体スイッチＭＣ１も省くことができる。

また、磁気圧縮回路３００Ａ、３００Ｂ内でピーキングコンデンサＣＰ→初段コンデンサＣ１、Ｃ２への回生動作が終了するため、充電器１００Ａ，１００Ｂの整流回路などの装置で損失が増大することはない。また、磁気圧縮回路３００Ａの動作時には磁気圧縮回路３００ＢのＩＧＢＴ２がオフし、磁気圧縮回路３００Ｂの動作時には磁気圧縮回路３００ＡのＩＧＢＴ１がオフしているため、互いの磁気パルス圧縮動作に影響を与えることはない。また、装置の二重化構成による交互動作において、充電器１００Ａ、１００Ｂを通しての初段コンデンサＣ１、Ｃ２の極性反転の回生動作時間を考慮しなくてよいことから、交互動作の一部期間をオーバラップさせることで高い繰り返し運転も可能となる。

なお、本実施形態および以降の実施形態では、初段コンデンサＣ１、Ｃ２やピーキングコンデンサＣＰの上側を負に充電する場合を示すが、これらを正に充電する構成とする場合は各ダイオードやＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２の極性、ＳＲ１〜ＳＲ３のリセット極性を逆にすれば良い。

（実施形態２）
図３は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図１と異なる部分は、トランスＴＲ１、ＴＲ２の二次巻線（負荷側）に挿入していたダイオードＤ２，Ｄ４を削除した点にある。

但し、ダイオードＤ２，Ｄ４の削除には、初段コンデンサＣ１，Ｃ３からピーキングコンデンサＣＰにエネルギーを転送し、ピーキングコンデンサＣＰから負荷ＬＯＡＤへエネルギー転送をする間、トランスＴＲ１、ＴＲ２は電圧が印加されて飽和しないように、十分なＶｔ積を有していることを条件とする。

本実施形態によれば、実施形態１に対して、トランスＶｔ積を調整することで、トランスの二次側のダイオードＤ２，Ｄ４を削除することができ、装置の小型化／コストダウンを図ることができる。

（実施形態３）
図４は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図１と異なる部分は、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に代えて、電圧検出回路ＰＤ１、ＰＤ２とＶｔ判定回路Ｊ１、Ｊ２を設けた点にある。

電圧検出回路ＰＤ１、ＰＤ２は初段コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧（Ｖ）を検出し、Ｖｔ判定回路Ｊ１、Ｊ２は検出電圧（Ｖ）の大きさと時間（ｔ）の積が可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ２の電圧時間積（Ｖｔ）に一致したことを判定し、ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送した直後にＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２のオフ制御信号を発生する。

この構成により、初段コンデンサＣ１、Ｃ２→ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送時はＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２をオンし、初段コンデンサＣ１、Ｃ２→ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送直後に、電圧検出回路ＰＤ１、ＰＤ２により検出した放電直前の電圧（Ｖ）と、可飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ３のＶｔ積データを基にして、判定回路Ｊ１、Ｊ２がＶｔ積データに一致したことを判定し、ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送した直後にＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２を直ちにオフする。

可飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ３が飽和するまでのディレイ時間ｔは、放電直前の初段コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖに反比例する。よって、Ｖｔ積と放電直前の電圧Ｖがわかればディレイ時間ｔを推測できる。

これにより、ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２のオン時間を、可飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ３がオンするまでのディレイ時間ｔと初段コンデンサＣ１、Ｃ２からピーキングコンデンサＣＰまでのエネルギー転送時間の和とすれば、ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２を確実なタイミングでオフすることでピーキングコンデンサＣＰが正に充電されたときに、ＣＰ→ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２→Ｃ１，Ｃ２にエネルギーが転送し、初段コンデンサＣ１、Ｃ２が正に充電されることを防ぐ。また、初段コンデンサＣ１，Ｃ２がトランスＴＲ１、ＴＲ２で回生電流で充電されたときに、初段コンデンサＣ１、Ｃ２→ピーキングコンデンサＣＰに誤ってエネルギーが転送されることはない。

本実施形態によれば、実施形態１と同等の作用効果を得ることができる上に、比較的大型構成になる電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２を挿入できない装置構成（小型化のための高集積回路構成）の場合に好適となるし、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に比べてコストダウンを図ることができる。

（実施形態４）
図５は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図４と異なる部分は、トランスＴＲ１、ＴＲ２の二次巻線（負荷側）に挿入していたダイオードＤ２，Ｄ４を削除した点にある。

ダイオードＤ２，Ｄ４の削除には、実施形態２と同様に、初段コンデンサＣ１，Ｃ３からピーキングコンデンサＣＰにエネルギーを転送し、ピーキングコンデンサＣＰから負荷ＬＯＡＤへエネルギー転送をする間、トランスＴＲ１、ＴＲ２は電圧が印加されて飽和しないように、十分なＶｔ積を有していることを条件とする。

本実施形態によれば、実施形態３に対して、トランスＶｔ積を調整することで、トランスの二次側のダイオードＤ２，Ｄ４を削除することができ、装置の小型化／コストダウンを図ることができる。

（実施形態５）
図６は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図１と異なる部分は、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に代えて、可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ３の両端に印加されている電圧を検出する電圧検出回路ＰＤ３、ＰＤ４を設けた点にある。

電圧検出回路ＰＤ３、ＰＤ４は、ＩＧＢＴ１をオンさせて可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ３にコンデンサ電圧が印加され、それらが飽和動作してピーキングコンデンサＣＰにエネルギー移行がなされたことを可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ３の電圧が規定値以下になり、ピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送した直後にＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をオフさせる。

本実施形態によれば、可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ３の両端電圧を検出し、両端電圧が規定値以下になる等の条件で、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を直ちにオフするため、実施形態１と同等の作用効果を得ることができる上に、比較的大型構成になる電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２を挿入できない装置構成（小型化のための高集積回路構成）の場合に好適となるし、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に比べてコストダウンを図ることができる。

（実施形態６）
図７は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図６と異なる部分は、トランスＴＲ１、ＴＲ２の二次巻線（負荷側）に挿入していたダイオードＤ２，Ｄ４を削除した点にある。

ダイオードＤ２，Ｄ４の削除には、実施形態２と同様に、初段コンデンサＣ１，Ｃ３からピーキングコンデンサＣＰにエネルギーを転送し、ピーキングコンデンサＣＰから負荷ＬＯＡＤへエネルギー転送をする間、トランスＴＲ１、ＴＲ２は電圧が印加されて飽和しないように、十分なＶｔ積を有していることを条件とする。

本実施形態によれば、実施形態５に対して、トランスＶｔ積を調整することで、トランスの二次側のダイオードＤ２，Ｄ４を削除することができ、装置の小型化／コストダウンを図ることができる。

（実施形態７）
図８は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図１と異なる部分は、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に代えて、電圧検出回路ＰＤ５、ＰＤ６を設けた点にある。

電圧検出回路ＰＤ５、ＰＤ６は、図９に初段コンデンサの電圧波形図を示すように、初段コンデンサＣ１、Ｃ２からピーキングコンデンサＣＰにエネルギー転送した直後の初段コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧がほぼゼロになったことを検出したときにＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２を直ちにオフ制御信号を発生する。

本実施形態によれば、実施形態１と同等の作用効果を得ることができる上に、比較的大型構成になる電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２を挿入できない装置構成（小型化のための高集積回路構成）の場合に好適となるし、電流検出器ＣＴ１、ＣＴ２に比べてコストダウンを図ることができる。また、実施形態３に比べてＶｔ判定回路Ｊ１、Ｊ２を削減できる。

（実施形態８）
図１０は本実施形態の要部回路構成を示す。同図が図８と異なる部分は、トランスＴＲ１、ＴＲ２の二次巻線（負荷側）に挿入していたダイオードＤ２，Ｄ４を削除した点にある。

ダイオードＤ２，Ｄ４の削除には、実施形態２と同様に、初段コンデンサＣ１，Ｃ３からピーキングコンデンサＣＰにエネルギーを転送し、ピーキングコンデンサＣＰから負荷ＬＯＡＤへエネルギー転送をする間、トランスＴＲ１、ＴＲ２は電圧が印加されて飽和しないように、十分なＶｔ積を有していることを条件とする。

本実施形態によれば、実施形態７に対して、トランスＶｔ積を調整することで、トランスの二次側のダイオードＤ２，Ｄ４を削除することができ、装置の小型化／コストダウンを図ることができる。

１００ 充電器
２００ 同軸ケーブル
３００ 磁気圧縮回路
４００ 負荷
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２ 初段コンデンサ
ＣＰ ピーキングコンデンサ
ＭＣ１、ＭＣ２ 半導体スイッチ
ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２ 半導体スイッチ
ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３ 可飽和リアクトル
ＴＲ１、ＴＲ２ トランス
ＣＴ１、ＣＴ２ 電流検出器
ＰＤ１〜ＰＤ６ 電圧検出回路
Ｊ１、Ｊ２ Ｖｔ判定回路

Claims (3)

1. 充電器によって予め高圧充電される初段コンデンサと、この初段コンデンサと負荷側のピーキングコンデンサとの間に直列に半導体スイッチと可飽和リアクトルを設け、前記半導体スイッチのオンで前記可飽和リアクトルが飽和して前記初段コンデンサから前記ピーキングコンデンサにパルス電流としてエネルギー転送して該ピーキングコンデンサを高圧充電する磁気圧縮回路を備えたパルス電源において、
   前記ピーキングコンデンサと前記初段コンデンサとの間に設けられ、巻線に逆流阻止用ダイオードを直列に設け、前記負荷からのキックバックエネルギーを前記初段コンデンサに回生するパルストランスと、
   前記可飽和リアクトルの両端に印加されている電圧を検出し、該可飽和リアクトルが飽和動作してその電圧が規定値以下になり、前記ピーキングコンデンサにエネルギー転送した直後に前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る電圧検出回路と、
   を備えたことを特徴とするパルス電源。
2. 前記パルストランスは、一次巻線または二次巻線の一方または両方の巻線に前記逆流阻止用ダイオードを直列に設けた構成を特徴とする請求項１に記載のパルス電源。
3. 前記磁気圧縮回路は同じ回路構成のものを二段設け、各磁気圧縮回路は前記ピーキングコンデンサに交互にエネルギー転送し、前記負荷からのキックバックエネルギーを交互に前記初段コンデンサに回生する構成にしたことを特徴とする請求項１または２に記載のパルス電源。

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