JP5359648B2 - 発光ダイオード駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、各種の照明装置や表示装置に用いられる発光ダイオードを駆動するための発光ダイオード駆動回路に関するものである。

発光ダイオード（以下、ＬＥＤと記す）は、小型・軽量で長寿命という優れた特徴を有していることから、従来より盛んに研究開発が行われてきた。近年、高輝度化や高効率化、低コスト化に関する技術が大きく進展したことによって、ＬＥＤは更に大きな期待を集めている。例えば液晶ディスプレイのバックライトなど、これまで輝度の高い放電灯などがカバーしていた光源の分野をＬＥＤで置き換え可能になりつつあり、今後とも応用範囲の拡大が見込まれている。

特許文献１には、ＬＥＤの駆動電流の立ち上がり・立ち下りのスロープを調整することによりＥＭＩを抑制できるＬＥＤ駆動回路が記載されている。

特開２００９−１３５１３８号公報

図２４は、ＬＥＤの駆動回路の一例を示す図である。
ｎ個の直列接続されたＬＥＤ群（ＬＥＤストリングＳ１）には、一定の駆動電圧ＶＯＵＴが供給される。このＬＥＤストリングＳ１と直列に定電流回路１０２が設けられており、ＬＥＤストリングＳ１に流れる駆動電流ＩＬ１が一定に制御される。

図２４に示すように、ＬＥＤストリングＳ１の各ＬＥＤには、定電流回路１０２の駆動電流ＩＬ１に応じた順方向電圧（Ｖｌｅｄ（１），Ｖｌｅｄ（２），…）が生じる。定電流回路１０２に生じる電圧降下ＶＳＩＮＫは次式で表される。

定電流回路１０２の消費電力ＷＬは、電圧降下ＶＳＩＮＫと駆動電流ＩＬ１の積として次式のように表される。

消費電力ＷＬは、ＬＥＤの発光に寄与しない無駄な電力なので、できるだけ小さいことが望ましい。消費電力ＷＬを減らすには、式（２）から分かるように、駆動電圧ＶＯＵＴをできるだけ低くする必要がある。しかしながら、定電流回路１０２は一般にトランジスタを用いて構成されているため、あまり低い電圧では定電流動作を維持できなくなる。

図２５（Ａ）は、定電流回路１０２の構成例を示す。図２５（Ａ）に示す定電流回路１０２では、Ｎ型ＭＯＳトランジスタのゲートに一定電圧Ｖｆｉｘを入力することで、そのドレインからソースに流れる駆動電流ＩＬ１を一定に制御している。この定電流特性は、図２５（Ｂ）に示すようなＮ型ＭＯＳトランジスタの電圧−電流特性に基づいている。Ｎ型ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース電圧が小さくなると、Ｎ型ＭＯＳトランジスタの動作点が飽和領域から外れてしまうため、駆動電流ＩＬ１が所望の値より小さくなってしまう。

従って、ＬＥＤの輝度を保ちつつ消費電力ＷＬをできるだけ小さくするためには、定電流回路１０２の電圧降下を適切な値に設定する必要がある。

しかしながら、一般にＬＥＤの順方向電圧には、製造プロセスに起因する個体ごとのばらつきや、温度特性に起因するばらつきが存在している。そのため、ＬＥＤに一定の駆動電圧ＶＯＵＴを供給する場合、ＬＥＤストリングＳ１と直列に接続される定電流回路１０２の電圧降下ＶＳＩＮＫが、各ＬＥＤの順方向電圧（Ｖｌｅｄ（１），Ｖｌｅｄ（２），…）のばらつきに応じて変動する。電圧降下ＶＳＩＮＫが極端に低くなると、上述のように定電流回路１０２が所望の電流を維持できなくなり、ＬＥＤの輝度が低下してしまう。また、電圧降下ＶＳＩＮＫがあまり大きくなると、定電流回路における電力損失が大きくなってしまい、発熱の処理が問題となる。

このような問題を回避する方法として、例えば、定電流回路の電圧降下に応じて駆動電圧を制御する方法が考えられる。図２６は、そのようなＬＥＤ駆動回路の一例を示す図である。

図２６に示すＬＥＤ駆動回路は、電源回路１０１と、定電流回路１０２と、帰還制御回路１０３を有する。電源回路１０１は、ＬＥＤストリングＳ１に駆動電圧ＶＯＵＴを供給する。定電流回路１０２は、ＬＥＤストリングＳ１に流れる駆動電流ＩＬ１の経路に設けられており、駆動電流ＩＬ１を一定に制御する。帰還制御回路１０３は、定電流回路１０２に生じる電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに近づくように電源回路１０１を制御する。

定電流回路１０２の電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに近づくように駆動電圧ＶＯＵＴを帰還制御することによって、ＬＥＤの順方向電圧にばらつきが生じている場合でも、ＬＥＤの輝度を一定に保ちつつ消費電力を抑えることができる。

ところで、ＬＥＤの明るさを調節する場合、人間の視覚に感応しない程度の高い周波数でＬＥＤの駆動電流をスイッチングする手法（以下、「ＰＷＭ調光」と記す。）が一般に用いられている。ＰＷＭ調光では、１周期における駆動電流のオン時間の割合（デューティー比）を調節することにより、駆動電流の平均値を調節する。人間の視覚では、駆動電流の平均値に応じて光の明るさが変化するため、デューティー比を調節することにより明るさを調節することができる。

このＰＷＭ調光を図２６に示すＬＥＤ駆動回路に適用した場合、次のような問題が生じる。

例えば駆動電流ＩＬ１を遮断する期間において、定電流回路１０２のトランジスタがオフするようにゲート電圧の制御を行うものとする。この場合、電圧降下ＶＳＩＮＫの検出用の端子ＳＩＮＫがグランドに対してフローティング状態になる。通常、ＬＥＤストリングＳ１の漏れ電流がトランジスタのカットオフ電流に比べて大きいため、定電流回路１０２のトランジスタがオフすると、端子ＳＩＮＫの電圧が駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇する。この状態は、帰還制御回路１０３にとって駆動電圧ＶＯＵＴが非常に高い場合と等価であるため、帰還制御回路１０３は駆動電圧ＶＯＵＴを極端に低下させるように帰還制御信号ＳＦＢを生成する。
次に、この状態から駆動電流ＩＬ１を流す期間に移行すると、その期間の初期において駆動電圧ＶＯＵＴが極端に低い状態から帰還制御が開始される。駆動電圧ＶＯＵＴが低いと、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低くなるため、ＬＥＤストリングＳ１の駆動電流ＩＬ１が一定値Ｉｃｏｎｓｔに比べて小さくなる。その結果、ＬＥＤストリングＳ１に流れる電流の平均値が低下し、輝度が低下してしまう。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、駆動電流のスイッチングによって発光ダイオードの輝度を調節可能であるとともに、発光ダイオードの特性のばらつきに伴う消費電力の増大や輝度の変化を抑制できる発光ダイオード駆動回路を提供することにある。

本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、１つ又は直列接続された複数の発光ダイオードを含んだ発光ダイオード回路を駆動する発光ダイオード駆動回路であって、上記発光ダイオード回路に駆動電圧を供給する電圧供給回路と、上記発光ダイオード回路に流れる駆動電流の経路に設けられており、上記駆動電流を一定に制御する定電流回路と、上記定電流回路に生じる電圧降下又は上記発光ダイオード回路のカソード電圧が第１のしきい電圧より低い場合、上記駆動電圧が上昇するように上記電圧供給回路を制御し、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い場合、若しくは、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い第２のしきい電圧を超える場合、上記駆動電圧が低下するように上記電圧供給回路を制御する帰還制御回路とを有し、上記定電流回路は、入力される調光信号に応じて上記駆動電流の経路を遮断するスイッチ回路を含んでおり、上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオフすると、上記定電流回路の上記電圧降下又は上記カソード電圧に応じた上記駆動電圧の制御を停止し、上記スイッチ回路がオンすると、当該停止した制御を再開する。

上記発光ダイオード駆動回路によれば、上記定電流回路に生じる電圧降下又は上記発光ダイオード回路のカソード電圧が第１のしきい電圧より低い場合、上記駆動電圧が上昇するように上記電圧供給回路が制御され、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い場合、若しくは、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い第２のしきい電圧を超える場合、上記駆動電圧が低下するように上記電圧供給回路が制御される。これにより、上記定電流回路に生じる電圧降下又は上記発光ダイオード回路のカソード電圧が上記第１のしきい電圧と上記第２のしきい電圧によって規定される電圧範囲に近づくように帰還制御が行われる。また、上記定電流回路の上記スイッチ回路が上記調光信号に応じてオフすると、上記電圧降下又は上記カソード電圧に応じた上記駆動電圧の制御が停止され、上記スイッチ回路がオンすると、当該停止した制御が再開される。これにより、上記スイッチ回路がオフする期間において上記電圧降下又は上記カソード電圧が大きく変動しても、この変動の影響が上記駆動電圧に及ばなくなる。

好適に、上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオン状態のとき、上記定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記カソード電圧と上記第１のしきい電圧又は上記第２のしきい電圧との差に応じて変化する帰還制御信号を生成し、上記スイッチ回路がオン状態からオフ状態へ移行するとき、上記帰還制御信号を保持し、上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行するとき、上記帰還制御信号の上記保持を解除する。上記電圧供給回路は、上記帰還制御信号に応じて上記駆動電圧を調節する。
これにより、上記スイッチ回路のオン状態の期間に生成された上記帰還制御信号が、オフ状態の期間を挟んで、次のオン状態の開始時に初期値として用いられる。そのため、上記スイッチ回路のオン状態の初期において適切な上記帰還制御信号により上記駆動電圧の制御が開始される。

好適に、上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行してから、上記電圧降下のレベルが安定し得る所定の遅延時間が経過した後で上記帰還制御信号の上記保持を解除する。

上記帰還制御回路は、上記定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記発光ダイオード回路の上記カソード電圧を、上記第１のしきい電圧並びに上記第２のしきい電圧と比較する比較回路と、上記比較回路の出力信号を一定の周期で保持する信号保持回路と、上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に基づいて、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より低い場合は、上記駆動電圧が上昇するように上記帰還制御信号を段階的に若しくは連続的に変化させ、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第２のしきい電圧より高い場合は、上記駆動電圧が低下するように上記帰還制御信号を段階的に若しくは連続的に変化させ、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高く上記第２のしきい電圧より低い場合は、上記帰還制御信号を保持する帰還制御信号生成回路とを含む。

好適に、上記比較回路の出力信号と上記調光信号とを入力し、上記調光信号が上記スイッチ回路のオン状態を示すとき、上記比較回路の出力信号を出力し、上記調光信号が上記スイッチ回路のオフ状態を示すときは、当該オフ状態を示す所定の信号を出力するゲート回路を有し、上記信号保持回路は、上記ゲート回路から出力される信号を上記一定の周期で保持し、上記帰還制御信号生成回路は、上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に応じて上記帰還制御信号を変化させるか又は保持し、上記信号保持回路に上記所定の信号が保持される場合は上記帰還制御信号を保持する。

好適に、上記帰還制御信号生成回路は、上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に応じて計数値を一定の周期で増減させるか又は保持し、上記信号保持回路に上記所定の信号が保持される場合は上記計数値を保持する計数回路と、上記計数回路の計数値に応じたアナログ信号を生成するデジタル−アナログ変換回路とを含む。

好適に、上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行することを示す上記調光信号を入力した場合、上記調光信号を所定の遅延時間だけ遅延させてから上記ゲート回路に入力する遅延回路を有する。

好適に、上記電圧供給回路から共通の上記駆動電圧を供給される複数の上記発光ダイオード回路に流れる上記駆動電流をそれぞれ一定に制御する複数の上記定電流回路と、上記複数の定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記発光ダイオード回路のカソード電圧と上記第１のしきい電圧又は上記第２のしきい電圧との差に応じて上記帰還制御信号をそれぞれ生成する複数の上記帰還制御回路とを有し、上記電圧供給回路は、上記複数の帰還制御回路において生成される複数の上記帰還制御信号を合成した信号に応じて上記駆動電圧を調節する。
好適に、上記複数の帰還制御回路において生成される複数の上記帰還制御信号のうち、上記駆動電圧を最も上昇させる帰還制御信号を出力する信号合成部を有し、上記電圧供給回路は、上記信号合成部から出力される帰還制御信号に応じて上記駆動電圧を調節する。

好適に、上記電圧供給回路が、上記駆動電圧を分圧した分圧電圧を第１のノードに供給する分圧回路と、上記分圧電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅回路と、上記誤差信号とランプ信号とを比較してスイッチング信号を生成するコンパレータと、上記スイッチング信号に応答してオン・オフ動作するスイッチングトランジスタとを含み、上記帰還制御回路が、上記電圧降下又は上記カソード電圧に応じて上記駆動電圧を制御するための帰還制御信号を生成し、上記帰還制御信号が抵抗を介して上記第１のノードに供給される。

本発明によれば、発光ダイオードに駆動電流を流すオン期間において、定電流回路の電圧降下又は発光ダイオード回路のカソード電圧に応じて発光ダイオードの駆動電圧を制御するとともに、発光ダイオードの駆動電流を遮断するオフ期間において、当該駆動電圧の制御を停止することにより、オン期間の初期における消費電力の増大や輝度の変化を抑制できる。

第１の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。 ＬＥＤの駆動電流と調光信号の波形の例を示す図である。 図１に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する第１の図である。 図１に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する第２の図である。 図１に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する第１の図である。 図１に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する第２の図である。 位相補償要素を付加したＬＥＤ駆動回路の一例を示す。 第２の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。 ロジック回路の構成の一例を示す図である。 遅延回路の動作を説明するための図である。 アップ／ダウン・カウンタの計数動作を説明するための図である。 デジタル−アナログ変換回路のアナログ信号とアップ／ダウン・カウンタの計数値との関係を示す図である。 図８に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する第１の図である。 図８に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する第２の図である。 図８に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する第１の図である。 図８に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する第２の図である。 第３の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。 第３の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の他の構成例を示す図である。 他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一例を示す第１の図である。 他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一例を示す第２の図である。 他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一例を示す第３の図である。 他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一例を示す第４の図である。 他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一例を示す第５の図である。 ＬＥＤ駆動回路の一例を示す第６の図である。 定電流回路の構成例を示す図である。 ＬＥＤ駆動回路の他の例を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。
図１に示すＬＥＤ駆動回路は、スイッチング電源回路２０と、スイッチング制御回路３０と、帰還制御回路４０と、定電流回路５０とを有する。
スイッチング電源回路２０及びスイッチング制御回路３０を含む回路ブロックは、本発明における電圧供給回路の一例である。
定電流回路５０は、本発明における定電流回路の一例である。
帰還制御回路４０は、本発明における帰還制御回路の一例である。

スイッチング電源回路２０は、直流電源１０から供給される電圧ＶＩＮを昇圧して駆動電圧ＶＯＵＴを発生する昇圧型のコンバータである。スイッチング電源回路２０は、スイッチング制御回路３０の制御に従って昇圧比を可変する。図１の例において、スイッチング電源回路２０は、インダクタＬ１と、トランジスタＭ１と、ダイオードＤ１と、キャパシタＣ１を有する。

インダクタＬ１の一方の端子が直流電源１０の出力（電圧ＶＩＮ）に接続され、インダクタＬ１の他方の端子がトランジスタＭ１を介してグランド電位に接続される。ダイオードＤ１のアノードがインダクタＬ１とトランジスタＭ１の共通接続ノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードが駆動電圧ＶＯＵＴの出力ノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードとグランド電位の間にキャパシタＣ１が接続される。

トランジスタＭ１は、例えばＮ型ＭＯＳトランジスタであり、後述するスイッチング制御回路３０から出力されるゲート駆動信号に応じてオン又はオフする。

トランジスタＭ１がオンすると、インダクタＬ１に直流の電圧ＶＩＮが印加され、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。トランジスタＭ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーが電流として放出され、この電流がダイオードＤ１を介してキャパシタＣ１に流れる。トランジスタＭ１が周期的にオンとオフを繰り返すことにより、キャパシタＣ１には電圧ＶＩＮより昇圧された駆動電圧ＶＯＵＴが発生する。

スイッチング制御回路３０は、駆動電圧ＶＯＵＴが目標値に近づくようにスイッチング電源部２０のスイッチング動作を制御する。図１の例において、スイッチング制御回路３０は、ランプ波形信号発生器３１と、コンパレータ３２と、基準電圧発生器３３と、誤差増幅器３４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２を有する。

抵抗Ｒ１及びＲ２は、スイッチング電源回路２０の出力とグランド電位の間に直列に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が共通接続されるノードＦＢには、駆動電圧ＶＯＵＴを分圧したフィードバック電圧ＶＦＢが発生する。

誤差増幅器３４は、基準電圧発生器３３において発生する基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとの差を増幅し、誤差信号として出力する。誤差増幅器３４は、フィードバック電圧ＶＦＢが上昇すると誤差信号の出力レベルを低下させ、フィードバック電圧ＶＦＢが低下すると誤差信号の出力レベルを上昇させる。

ランプ波形信号発生器３１は、一定周期でランプ波形を繰り返すランプ波形信号（のこぎり波形信号）を出力する。

コンパレータ３２は、ランプ波形信号発生器３１から出力されるランプ波形信号と誤差増幅器３４から出力される誤差信号とを比較し、その比較結果に応じてハイレベル又はローレベルとなる信号を出力する。すなわち、コンパレータ３２は、誤差信号がランプ波形信号より高い場合にハイレベルとなり、誤差信号がランプ波形信号より低い場合にローレベルとなる信号を出力する。コンパレータ３２の出力信号は、ランプ波形信号に同期したＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）信号であり、１周期に対するハイレベル期間の割合（デューティー比）が誤差信号に応じて変化する。すなわち、誤差信号が低くなるほどＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなる。

コンパレータ３２から出力されるＰＷＭ信号は、スイッチング電源回路２０のトランジスタＭ１のゲートに入力される。ＰＷＭ信号がハイレベルのときトランジスタＭ１がオンし、ＰＷＭ信号がローレベルのときトランジスタＭ１がオフする。

フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより上昇する場合、誤差増幅器３４から出力される誤差信号が低下するので、コンパレータ３２から出力されるＰＷＭ信号のディユーティー比が小さくなり、トランジスタＭ１のオン時間が短くなる。トランジスタＭ１のオン時間が短くなると、１周期ごとにインダクタＬ１において蓄積・放出されるエネルギーが小さくなるので、スイッチング電源回路２０から出力される駆動電圧ＶＯＵＴが低下する。フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低下する場合は、上述と逆の動作により、駆動電圧ＶＯＵＴが上昇する。従って、誤差増幅器３４のゲインが十分に高い場合、駆動電圧ＶＯＵＴは、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦが等しくなるように制御される。

スイッチング電源回路２０から出力される駆動電圧ＶＯＵＴは、ＬＥＤストリングＳ１に供給される。ＬＥＤストリングＳ１は、極性を揃えて直列に接続された複数のＬＥＤにより構成される。

定電流回路５０は、ＬＥＤストリングＳ１に流れる駆動電流ＩＬ１の経路に設けられており、駆動電流ＩＬ１を一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに制御する。図１の例において、定電流回路５０は、ＬＥＤストリングＳ１のカソード側の端子ＳＩＮＫとグランド電位との間に挿入される。

また定電流回路５０は、調光制御部６０から出力される調光信号Ｓｃに応じて駆動電流ＩＬ１の経路を遮断するスイッチ回路を含む。このスイッチ回路は、例えば、定電流動作用のトランジスタをカットオフ動作させることによって実現してもよいし、あるいは、定電流動作用のトランジスタと独立に設けたスイッチ用のトランジスタによって実現してもよい。

調光制御部６０は、ＬＥＤストリングＳ１が所望の輝度で点灯するようにパルス幅変調された調光信号Ｓｃを生成する。

図２は、調光信号Ｓｃと駆動電流ＩＬ１の波形の例を示す図である。この図の例においては、調光信号Ｓｃがハイレベルになると駆動電流ＩＬ１が流れ、調光信号Ｓｃがローレベルになると駆動電流ＩＬ１が遮断される。調光信号Ｓｃのデューティー比（１周期に対するハイレベル期間の割合）が大きくなるほど、駆動電流ＩＬ１の平均値が大きくなるため、ＬＥＤストリングＳ１の輝度が高くなる。調光制御部６０は、例えば不図示の上位装置から輝度データを入力すると、この輝度データに応じて調光信号Ｓｃのデューティー比を設定する。

帰還制御回路４０は、端子ＳＩＮＫに生じる定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫ（又は端子ＳＩＮＫの電圧（ＬＥＤストリングＳ１のカソード電圧））が基準電圧ＶＰに近づくようにスイッチング電源回路２０の駆動電圧ＶＯＵＴを制御する。すなわち、帰還制御回路４０は、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低い場合、駆動電圧ＶＯＵＴが上昇するようにトランジスタＭ１のスイッチング動作（デューティー比）を制御し、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより高い場合、駆動電圧ＶＯＵＴが低下するようにトランジスタＭ１のスイッチング動作を制御する。

また、帰還制御回路４０は、調光信号Ｓｃに応じて定電流回路５０のスイッチ回路がオフするとき、電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＰとの比較に応じて行う上述の駆動電圧ＶＯＵＴの制御を停止し、定電流回路５０のスイッチ回路がオンするとき、当該停止した制御を再開する。

帰還制御回路４０は、例えば図１に示すように、電圧電流変換増幅器４１と、基準電圧発生器４２と、スイッチ回路ＳＦ１と、抵抗Ｒ３を有する。

電圧電流変換増幅器４１は、定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＰとの
差を電流ＩＡＤＪに変換してノードＦＢに出力する。例えば、電圧電流変換増幅器４１は、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低くなると、ノードＦＢからグランド電位へ流れる極性（正極性）の電流ＩＡＤＪを増大させ、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより高くなると、正極性の電流ＩＡＤＪを減少させる（負極性の電流ＩＡＤＪを増大させる）。

抵抗Ｒ３とスイッチ回路ＳＦ１は、電圧電流変換増幅器４１の電流出力端子とノードＦＢとの電流経路に直列に挿入される。
スイッチ回路ＳＦ１は、調光信号Ｓｃに応じて、駆動電流ＩＬが流れるときにオンし、駆動電流ＩＬ１が遮断されるときにオフする。
抵抗Ｒ３は、電圧電流変換増幅器４１の出力電流ＩＡＤＪを制限するための抵抗であり、電圧電流変換増幅器４１の出力電圧がグランド電位や電源電圧Ｖｃｃに飽和する場合でも、抵抗Ｒ３によって出力電流ＩＡＤＪが所定の範囲に制限される。出力電流ＩＡＤＪの範囲を制限することで、駆動電圧ＶＯＵＴの調整範囲を制限することができる。

スイッチング制御回路３０の誤差増幅器３４のゲインが十分に大きい場合、駆動電圧ＶＯＵＴは概ね次の式で表すことができる。

式（３）において、「Ｒ１」，「Ｒ２」は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を示す。
電圧電流変換増幅器４１のゲインが十分に大きい場合、電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＰがほぼ等しくなるように出力電流ＩＡＤＪが調節される。

ここで、上述した構成を有する図１に示すＬＥＤ駆動回路の動作について説明する。

まず、図３及び図４を参照して、電圧降下ＶＳＩＮＫが適正なレベルになるように駆動電圧ＶＯＵＴを制御する動作について説明する。
図３及び図４は、図１に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する図である。図３は電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低い場合を示し、図４は電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより高い場合を示す。

図３を参照すると、時刻ｔ１１において、駆動電圧ＶＯＵＴ（図３（Ｂ））が適正なレベルより低くなっており、定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫ（図３（Ｃ））がゼロ付近まで低下している。この場合、定電流回路５０が定電流源として機能しないため、駆動電流ＩＬ１（図３（Ｄ））もゼロ付近まで小さくなる。電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低くなると、帰還制御回路４０は、正極性（ノードＦＢからグランド電位の方向）の電流ＩＡＤＪ（図３（Ａ））を増大させる。正極性の電流ＩＡＤＪが増大すると、ノードＦＢの電圧が低下するため、トランジスタＭ１を駆動するＰＷＭ信号のデューティー比が大きくなり、駆動電圧ＶＯＵＴが上昇する。駆動電圧ＶＯＵＴの上昇に応じて、電圧降下ＶＳＩＮＫと駆動電流ＩＬ１も上昇する。電流ＩＡＤＪが「ΔＩａ」だけ増えると、式（３）の関係から、駆動電圧ＶＯＵＴは「ΔＩａ×Ｒ１」だけ上昇する。
時刻ｔ１２において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに達すると、帰還制御回路４０は電流ＩＡＤＪの増大を停止させて、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに近い値になるように電流ＩＡＤＪを維持する。このとき、定電流回路５０は定電流源として機能しており、駆動電流ＩＬ１をほぼ一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに保つ。

他方、図４を参照すると、時刻ｔ１３において駆動電圧ＶＯＵＴ（図４（Ｂ））が適正なレベルより高くなっている。この場合、定電流回路５０は駆動電流ＩＬ１（図４（Ｄ））を一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに保持しているものの、その消費電力は無駄に大きくなっている。電圧降下ＶＳＩＮＫ（図４（Ｃ））が基準電圧ＶＰより高くなると、帰還制御回路４０は、正極性の電流ＩＡＤＪ（図３（Ａ））を減少させる（負極性の電流ＩＡＤＪを増大させる）。正極性の電流ＩＡＤＪが減少すると、ノードＦＢの電圧が上昇するため、トランジスタＭ１を駆動するＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなり、駆動電圧ＶＯＵＴが低下する。駆動電圧ＶＯＵＴの低下に応じて、電圧降下ＶＳＩＮＫと駆動電流ＩＬ１が低下する。
時刻ｔ１４において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰ付近まで低下すると、帰還制御回路４０は電流ＩＡＤＪの減少を停止させて、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに近い値になるように電流ＩＡＤＪを維持する。

このようにして、ＬＥＤストリングＳ１に駆動電流ＩＬ１が流れる点灯期間においては、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰと近い値になるように駆動電圧ＶＯＵＴが制御される。

次に、図５及び図６を参照して、ＬＥＤが点灯と消灯を繰り返すときの動作を説明する。
図５及び図６は、図１に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する図である。図５は、ＬＥＤの点灯期間の初期状態において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより低い場合を示し、図６は、この初期状態において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰより高い場合を示す。

定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態のとき、帰還制御回路４０のスイッチＳＦ１がオフ状態になっており、電圧降下ＶＳＩＮＫを基準電圧ＶＰへ近づける制御が停止されている。このとき、電流ＩＡＤＪが流れていないため、式（３）の関係から、駆動電圧ＶＯＵＴは抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電圧ＶＲＥＦによって決まる一定の電圧値「Ｖｒ＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１」に近づくように制御される。

定電流回路５０のスイッチ回路がオフからオンに切り替わると、帰還制御回路４０のスイッチＳＦ１もオフからオンに切り替わる。スイッチＳＦ１がオンすることにより、電圧降下ＶＳＩＮＫを基準電圧ＶＰへ近づける帰還制御が始まる。帰還制御の初期状態において、駆動電圧ＶＯＵＴの電圧値は「Ｖｒ」になっている。

図５の例では、この初期状態（時刻ｔ２１）の電圧値「Ｖｒ」が適切なレベルより低くいため、電圧降下ＶＳＩＮＫ（図５（Ｃ））がゼロボルト付近まで低下しており、駆動電流ＩＬ１（図５（Ｄ））がほとんど流れていない。帰還制御回路４０の帰還制御が開始されて電流ＩＡＤＪ（図５（Ａ)）が増大すると、これに応じて駆動電圧ＶＯＵＴ（図５（Ｂ））が上昇し、電圧降下ＶＳＩＮＫが上昇する。電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰ付近まで上昇すると（時刻ｔ２２）、定電流回路５０の定電流動作が正常に機能して、駆動電流ＩＬ１が一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに制御される。
次いで、調光信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに立ち下がると（時刻ｔ２３）、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態になって駆動電流ＩＬ１が遮断される。駆動電流ＩＬ１が遮断されると、端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫは駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇する。しかしながら、このときスイッチＳＦ１がオフ状態になって帰還制御回路４０の帰還制御が停止されるため、駆動電圧ＶＯＵＴは電圧ＶＳＩＮＫの上昇に影響を受けることなく電圧Ｖｒに近づいていく（時刻Ｔ２４）。

他方、図６の例では、初期状態（時刻ｔ２５）の電圧値「Ｖｒ」が適切なレベルより高いため、電圧降下ＶＳＩＮＫ（図６（Ｃ））が基準電圧ＶＰより高くなっている。この場合、定電流回路５０は初期状態から正常に定電流動作をするため、駆動電流ＩＬ１（図６（Ｄ））は速やかに一定値Ｉｃｏｎｓｔまで上昇する。帰還制御回路４０の帰還制御が開始されて電流ＩＡＤＪ（図６（Ａ)）が負極性に増大すると、これに応じて駆動電圧ＶＯＵＴ（図６（Ｂ））が低下し、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰ付近まで低下する（時刻ｔ２６）。
次いで、調光信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに立ち下がると（時刻ｔ２７）、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態になって駆動電流ＩＬ１が遮断され、端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫは駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇する。しかしながら、この場合も帰還制御回路４０の帰還制御が停止されているため、駆動電圧ＶＯＵＴは電圧ＶＳＩＮＫの上昇に影響を受けることなく電圧Ｖｒに近づいていく（時刻ｔ２８）。

以上説明したように、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路によれば、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態となってＬＥＤストリングＳ１に駆動電流ＩＬ１が流れる期間において、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰに近づくように帰還制御が行われる。一方、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態となってＬＥＤストリングＳ１の駆動電流ＩＬ１が遮断される期間においては、当該帰還制御が停止される。
ＬＥＤストリングＳ１の駆動電流ＩＬ１が遮断されるとき、端子ＳＩＮＫがフローティング状態となり、端子ＳＩＮＫに生じる電圧ＶＳＩＮＫが大きく変動する。そのため、この状態で帰還制御が働くと、駆動電圧ＶＯＵＴが大きく変動してしまう。本実施形態では、帰還制御回路４０による帰還制御を停止することによって、上記のような駆動電圧ＶＯＵＴの変動を抑えることができる。従って、駆動電流ＩＬ１が流れ始める初期状態において、駆動電圧ＶＯＵＴが適切なレベルから大幅にずれてしまうことを防止し、ＬＥＤの輝度の極端な低下や、定電流回路５０の消費電力の大幅な増大を抑制できる。

また、駆動電流ＩＬ１の遮断期間において、駆動電圧ＶＯＵＴが一定値「Ｖｒ」に近づくようにスイッチング制御回路３０が制御を行うため、駆動電流ＩＬ１が流れ始める初期状態において駆動電圧ＶＯＵＴを比較的適切なレベルに設定することができる。

なお、図１に示すＬＥＤ駆動回路には、帰還系の安定性を保つため、帰還制御回路４０による帰還ループに位相補償要素を設けてもよい。図７は、位相補償要素を付加したＬＥＤ駆動回路の一例を示す。図７に示すＬＥＤ駆動回路における帰還制御回路４０Ａは、上述した帰還制御回路４０に位相補償要素として抵抗Ｒ４とキャパシタＣ２を加えたものである。抵抗Ｒ３と直列に抵抗Ｒ４が挿入され、抵抗Ｒ３及びＲ４の共通接続ノードとグランド電位の間にキャパシタＣ４が接続される。このような位相遅れ要素を付加することによって、高周波域のループゲインを抑制して制御系を安定化することができる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図８は、第２の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。図８に示すＬＥＤ駆動回路は、図１に示すＬＥＤ駆動回路における帰還制御回路４０を次に述べる帰還制御回路４０Ｂに置き換えたものであり、他の構成要素は図１に示すＬＥＤ駆動回路と同様である。

帰還制御回路４０Ｂは、ＬＥＤストリングＳ１に駆動電流ＩＬ１が流れる期間において、定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫ（又は端子ＳＩＮＫの電圧（ＬＥＤストリングＳ１のカソード電圧））が基準電圧（ＶＬ，ＶＨ）に近づくように電流ＩＡＤＪを可変させ、駆動電圧ＶＯＵＴを適切なレベルに制御する。
すなわち、帰還制御回路４０Ｂは、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより低い場合、駆動電圧ＶＯＵＴが上昇するように正極性の電流ＩＡＤＪを増大させ、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨ（ＶＨ＞ＶＬ）より高い場合、駆動電圧ＶＯＵＴが低下するように正極性の電流ＩＡＤＪを減少させる（負極性の電流ＩＡＤＪを増大させる）。

一方、帰還制御回路４０Ｂは、ＬＥＤストリングＳ１の駆動電流ＩＬ１が遮断される期間において、電圧降下ＶＳＩＮＫを基準電圧ＶＰに近づける上述した帰還制御を停止するとともに、電流ＩＡＤＪを保持する。すなわち、帰還制御回路４０Ｂは、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態のとき、電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＬ，ＶＨとの差に応じて電流ＩＡＤＪを変化させ、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態からオフ状態へ移行するとき、電流ＩＡＤＪを保持し、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行するとき、電流ＩＡＤＪの保持を解除する。

また、帰還制御回路４０Ｂは、ＬＥＤストリングＳ１の駆動電流ＩＬ１を流し始めるときに、上述した電流ＩＡＤＪの保持を解除するタイミングを遅延させる。すなわち、帰還制御回路４０Ｂは、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行してから、電圧降下ＶＳＩＮＫのレベルが安定し得る所定の遅延時間が経過した後で、電流ＩＡＤＪの保持を解除する。

帰還制御回路４０Ｂは、例えば図８に示すように、コンパレータ４３，４５と、基準電圧発生器４４，４６と、ロジック回路４５と、デジタル−アナログ変換回路４７と、バッファ回路４８と、抵抗Ｒ３を有する。
ここで、コンパレータ４３及び４５は、本発明における比較回路の一例である。
デジタル−アナログ変換回路４７は、本発明におけるデジタル−アナログ変換回路の一例である。

コンパレータ４３は、基準電圧発生器４４において発生する基準電圧ＶＨと定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫとを比較し、その比較結果として信号ＨＩを出力する。コンパレータ４３は、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨより高い場合にハイレベルの信号ＨＩを出力し、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨより低い場合にローレベルの信号ＨＩを出力する。
コンパレータ４５は、基準電圧発生器４６において発生する基準電圧ＶＬと定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫとを比較し、その比較結果として信号ＬＯを出力する。コンパレータ４５は、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより低い場合にハイレベルの信号ＬＯを出力し、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより高い場合にローレベルの信号ＬＯを出力する。

ロジック回路４５は、コンパレータ４３，４５の出力信号（ＨＩ，ＬＯ）に応じて値が増減するデジタル信号を生成する。ロジック回路４５は、例えば図９に示すように、ゲート回路４５１と、遅延回路ＵＬ１と、ラッチ回路４５２，４５３と、アップ／ダウン・カウンタ４５４を有する。ゲート回路４５１は、ＡＮＤ回路Ｕ１，Ｕ２を含む。
ここで、ゲート回路４５１は、本発明におけるゲート回路の一例である。
遅延回路ＵＬ１は、本発明における遅延回路の一例である。
ラッチ回路４５２，４５３は、本発明における信号保持回路の一例である。
アップ／ダウン・カウンタ４５４は、本発明における計数回路の一例である。

遅延回路ＵＬ１は、調光信号Ｓｃを遅延させて出力する回路であり、図１０に示すように、調光信号Ｓｃのローレベルからハイレベルへの立ち上がりを遅延させる。遅延回路ＵＬ１から出力される調光信号Ｓｃ＿Ｄ（図１０（Ｂ））は、元の調光信号（図１０（Ａ））に比べて立ち上がりが遅延しており、立ち下がりはほとんど同じタイミングになっている。

ゲート回路４５１は、コンパレータ４３，４５の出力信号（ＨＩ，ＬＯ）と、遅延回路ＵＬ１から出力される調光信号Ｓｃ＿Ｄとを入力し、調光信号Ｓｃ＿Ｄがハイレベルのとき（定電流回路５０のスイッチ回路がオンのとき）、出力信号ＨＩ，ＬＯをそのまま出力する。一方、ゲート回路４５１は、調光信号Ｓｃ＿Ｄがローレベルのとき（定電流回路５０のスイッチ回路がオフのとき）、出力信号ＨＩ，ＬＯを両方ともローレベルに設定して出力する。

このゲート回路４５１において、ＡＮＤ回路Ｕ１は出力信号ＨＩと調光信号Ｓｃ＿Ｄの論理積をラッチ回路４５２に出力し、ＡＮＤ回路Ｕ２は出力信号ＬＯと調光信号Ｓｃ＿Ｄの論理積をラッチ回路４５３に出力する。

ラッチ回路４５２は、ゲート回路４５１のＡＮＤ回路Ｕ１から出力される信号をクロック信号ＣＬＫに同期してラッチする。ラッチ回路４５３は、ゲート回路４５１のＡＮＤ回路Ｕ２から出力される信号をクロック信号ＣＬＫに同期してラッチする。

アップ／ダウン・カウンタ４５４は、ラッチ回路４５２，４５３に保持される信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌに応じて計数値ＤＡＴを増減させるか又は保持する。
図１１は、アップ／ダウン・カウンタ４５４の計数動作を説明するための図である。クロック信号（図１１（Ａ））の立ち上がりにおいてラッチ回路４５２に保持される信号ＨＩ＿Ｌ（図１１（Ｂ））がハイレベルのとき、アップ／ダウン・カウンタ４５４は計数値ＤＡＴ（図１１（Ｄ））を１ずつインクリメントする。また、クロック信号の立ち上がりにおいてラッチ回路４５３に保持される信号ＬＯ＿Ｌ（図１１（Ｃ））がハイレベルのとき、アップ／ダウン・カウンタ４５４は計数値ＤＡＴを１ずつデクリメントする。他方、クロック信号の立ち上がりにおいて信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌがともにローレベルのとき、アップ／ダウン・カウンタ４５４は計数値ＤＡＴを保持する。

デジタル−アナログ変換回路４７は、アップ／ダウン・カウンタ４５４の計数値ＤＡＴをアナログ信号に変換する。
バッファ回路４８は、デジタル−アナログ変換回路４７のアナログ信号を高インピーダンスで入力し、このアナログ信号とほぼ等しい電圧ＶＡＤＪを低インピーダンスで出力する。バッファ回路４８の出力は、抵抗Ｒ３を介してノードＦＢに接続される。

図１２は、デジタル−アナログ変換回路４７のアナログ信号（電圧ＶＡＤＪ）とアップ／ダウン・カウンタ４５４の計数値ＤＡＴとの関係を示す図である。
図１２に示すように、電圧ＶＡＤＪは計数値ＤＡＴにほぼ比例して変化する。計数値ＤＡＴが最小（Ｄｍｉｎ）のとき電圧ＶＡＤＪは最小（Ｖｍｉｎ）となり、計数値ＤＡＴが最大（Ｄｍａｘ）のとき電圧ＶＡＤＪは最大（Ｖｍａｘ）となる。
また、アップ／ダウン・カウンタ４５４の初期状態において計数値ＤＡＴの値は「Ｄｉ」となるように設定される。計数値ＤＡＴの値が「Ｄｉ」のとき、デジタル−アナログ変換回路４７は基準電圧ＶＲＥＦとほぼ等しい電圧ＶＡＤＪを出力する。

スイッチング制御回路３０の誤差増幅器３４のゲインが十分に大きい場合、駆動電圧ＶＯＵＴは概ね次の式で表すことができる。

式（４）において、「Ｒ１」〜「Ｒ３」は抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値をそれぞれ示す。

ここで、上述した構成を有する図８に示すＬＥＤ駆動回路の動作について説明する。

まず、図１３及び図１４を参照して、電圧降下ＶＳＩＮＫが適正なレベルになるように駆動電圧ＶＯＵＴを制御する動作について説明する。
図１３及び図１４は、図８に示すＬＥＤ駆動回路におけるＬＥＤ点灯時の各部の電圧波形を例示する図である。図１３は電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより低い場合を示し、図１４は電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨより高い場合を示す。

図１３を参照すると、時刻ｔ３１において、駆動電圧ＶＯＵＴ（図１３（Ｂ））が適正なレベルより低くなっており、定電流回路５０の電圧降下ＶＳＩＮＫ（図１３（Ｃ））がゼロ付近まで低下している。この場合、定電流回路５０が定電流源として機能しないため、駆動電流ＩＬ１（図１３（Ｄ））もゼロ付近まで小さくなる。電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより低い場合、コンパレータ４３がローレベルの信号ＨＩを出力し、コンパレータ４５がハイレベルの信号ＬＯを出力する。ＬＥＤの点灯時、すなわち調光信号Ｓｃがハイレベルのとき、信号ＨＩ，ＬＯは同じ値のままＡＮＤ回路Ｕ１，Ｕ２を通ってラッチ回路４５２，４５３に入力される。ラッチ回路４５２，４５３に入力された信号ＨＩ，ＬＯは、クロック信号ＣＬＫに同期してラッチ回路４５２，４５３にラッチされ、信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌとしてアップ／ダウン・カウンタ４５４に入力される。信号ＨＩ＿Ｌがローレベル、信号ＬＯ＿Ｌがハイレベルなので、アップ／ダウン・カウンタ４５４はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりごとに１ずつ計数値ＤＡＴをデクリメントする。計数値ＤＡＴが１ずつ小さくなると、電圧ＶＡＤＪが１ビットの電圧ステップずつ段階的に低下する。電圧ＶＡＤＪが段階的に低下すると、式（４）の関係から、駆動電圧ＶＯＵＴが段階的に上昇する。電圧ＶＡＤＪが「ΔＶａ」だけ低下すると、駆動電圧ＶＯＵＴは「（Ｒ１／Ｒ３）×ΔＶａ」だけ上昇する。
駆動電圧ＶＯＵＴの上昇に応じて電圧降下ＶＳＩＮＫが上昇し、時刻ｔ３２において基準電圧ＶＬに達すると、コンパレータ４３，４５の出力信号ＨＩ，ＬＯが共にローレベルになり、これに応じて信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌが共にローレベルになる。これにより、アップ／ダウン・カウンタ４５４が計数値ＤＡＴを保持するため、駆動電圧ＶＯＵＴの上昇が停止する。電圧降下ＶＳＩＮＫは、基準電圧ＶＬより高く基準電圧ＶＨより低い範囲に維持される。このとき、定電流回路５０は定電流源として機能しており、駆動電流ＩＬ１をほぼ一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに保つ。

他方、図１４を参照すると、時刻ｔ３３において、駆動電圧ＶＯＵＴ（図１４（Ｂ））が適正なレベルより高くなっている。この場合、定電流回路５０は駆動電流ＩＬ１（図１４（Ｄ））を一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに保持しているものの、その消費電力は無駄に大きくなっている。電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨより高い場合、コンパレータ４３がハイレベルの信号ＨＩを出力し、コンパレータ４５がローレベルの信号ＬＯを出力する。このとき、調光信号Ｓｃがハイレベルになっているので、信号ＨＩ，ＬＯは同じ値のままＡＮＤ回路Ｕ１，Ｕ２を通りラッチ回路４５２，４５３に入力される。ラッチ回路４５２，４５３に入力された信号ＨＩ，ＬＯは、クロック信号ＣＬＫに同期してラッチ回路４５２，４５３にラッチされ、信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌとしてアップ／ダウン・カウンタ４５４に入力される。信号ＨＩ＿Ｌがハイレベル、信号ＬＯ＿Ｌがローレベルなので、アップ／ダウン・カウンタ４５４はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりごとに１ずつ計数値ＤＡＴをインクリメントする。計数値ＤＡＴが１ずつ大きくなると、電圧ＶＡＤＪが１ビットの電圧ステップずつ段階的に上昇する。電圧ＶＡＤＪが段階的に上昇すると、式（４）の関係から、駆動電圧ＶＯＵＴが段階的に低下する。電圧ＶＡＤＪが「ΔＶａ」だけ上昇すると、駆動電圧ＶＯＵＴは「（Ｒ１／Ｒ３）×ΔＶａ」だけ低下する。
駆動電圧ＶＯＵＴの低下に応じて電圧降下ＶＳＩＮＫが低下し、時刻ｔ３４において基準電圧ＶＨまで低下すると、コンパレータ４３，４５の出力信号ＨＩ，ＬＯが共にローレベルになり、これに応じて信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌが共にローレベルになる。これにより、アップ／ダウン・カウンタ４５４が計数値ＤＡＴを保持するため、駆動電圧ＶＯＵＴの低下が停止する。電圧降下ＶＳＩＮＫは、基準電圧ＶＨより低く基準電圧ＶＬより高い範囲に維持される。

以上のように、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路においても、ＬＥＤの点灯期間において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＰと近い値になるように駆動電圧ＶＯＵＴが制御される。

次に、図１５及び図１６を参照して、ＬＥＤが点灯と消灯を繰り返すときの動作を説明する。
図１５及び図１６は、図８に示すＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤが点灯と消灯を繰り返す場合の各部の電圧波形を例示する図であり、計数値ＤＡＴが初期値（Ｄｉ）の状態からＬＥＤの駆動を開始する場合を示す。図１５は、初期状態において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬより低い場合を示し、図１６は、初期状態において電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨより高い場合を示す。

計数値ＤＡＴが初期値（Ｄｉ）のとき、デジタル−アナログ変換回路４７において出力される電圧ＶＡＤＪは基準電圧ＶＲＥＦと等しくなる。この場合、式（４）の関係から、駆動電圧ＶＯＵＴは一定の電圧値「Ｖｒ＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１」とほぼ等しくなっている。

図１５の例では、この電圧値「Ｖｒ」が適切なレベルより低いため、時刻ｔ４１において定電流回路５０のスイッチ回路がオンすると、電圧降下ＶＳＩＮＫ（図１５（Ｃ））がゼロボルト付近まで低下する。電圧降下ＶＳＩＮＫが低く、定電流回路５０が定電流源として機能しないため、駆動電流ＩＬ１（図１５（Ｄ））がほとんど流れていない。この初期状態から、帰還制御回路４０Ｂの帰還制御が開始されて電圧ＶＡＤＪ（図１５（Ａ)）が低下すると、これに応じて駆動電圧ＶＯＵＴ（図１５（Ｂ））が上昇し、電圧降下ＶＳＩＮＫが上昇する。電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＬ付近まで上昇すると（時刻ｔ４２）、定電流回路５０の定電流動作が正常に機能して、駆動電流ＩＬ１が一定の電流値Ｉｃｏｎｓｔに制御される。

次いで、調光信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに立ち下がると（時刻ｔ４３）、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態になって駆動電流ＩＬ１が遮断される。駆動電流ＩＬ１が遮断されると、端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫは駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇する。一方、調光信号Ｓｃがローレベルになると、ＡＮＤ回路Ｕ１，Ｕ２の出力が共にローレベルになるので、ラッチ回路４５２，４５３にラッチされる信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌが共にローレベルになる。その結果、アップ／ダウン・カウンタ４５４におけるカウントが停止され、計数値ＤＡＴが保持される。計数値ＤＡＴが保持されるので、駆動電圧ＶＯＵＴもほぼ一定に保持される。

その後、再び調光信号Ｓｃがローレベルからハイレベルに立ち上がると（時刻ｔ４４）、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態になって駆動電流ＩＬ１が流れる。駆動電流ＩＬ１が流れると、駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇していた端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫが急激に低下する。一方、調光信号Ｓｃがローレベルからハイレベルに立ち上がるとき、この立ち上がり信号は遅延回路ＤＬ１によって一定の遅延時間だけ遅延されてからＡＮＤ回路Ｕ１，Ｕ２に伝達される。すなわち、駆動開始直後において電圧ＶＳＩＮＫが急激に変化する期間は、駆動電圧ＶＯＵＴの制御が行われず、計数値ＤＡＴが保持される。遅延回路ＤＬ１の遅延時間が経過した後、コンパレータ４３，４５の出力信号ＨＩ，ＬＯに対応した信号ＨＩ＿Ｌ，ＬＯ＿Ｌがラッチ回路４５２，４５３にラッチされ、アップ／ダウン・カウンタ４５４に入力される。

ところで、このときアップ／ダウン・カウンタ４５４の計数値ＤＡＴは、前回のＬＥＤ駆動期間の最終時点における値がそのまま持ち越されている。この計数値ＤＡＴは、ＬＥＤ駆動期間の最終時点において、電圧降下ＶＳＩＮＫをほぼ目標範囲内（ＶＬ＜ＶＳＩＮＫ＜ＶＨ）に設定する適切な値となっている。僅かな駆動停止期間でＬＥＤの特性が大きくばらつくことはほとんどないため、直前のＬＥＤ駆動期間から持ち越された計数値ＤＡＴは、次のＬＥＤ駆動期間においても電圧降下ＶＳＩＮＫを適切な目標範囲内に設定できる値になっている。
従って、定電流回路５０のスイッチ回路をオンした直後から、適切な電圧降下ＶＳＩＮＫでＬＥＤの駆動が行われる。

他方、図１６の例では、電圧値「Ｖｒ」が適切なレベルより高いため、時刻ｔ４５において定電流回路５０のスイッチ回路がオンすると、定電流回路５０はその直後から駆動電流ＩＬ１（図１６（Ｄ）を一定値Ｉｃｏｎｓｔに制御する。この初期状態から、帰還制御回路４０Ｂの帰還制御が開始されて電圧ＶＡＤＪ（図１６（Ａ)）が上昇すると、これに応じて駆動電圧ＶＯＵＴ（図１６（Ｂ））が低下し、電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧ＶＨまで低下する（時刻ｔ４６）。

次いで、調光信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに立ち下がると（時刻ｔ４７）、定電流回路５０のスイッチ回路がオフ状態になって駆動電流ＩＬ１が遮断され、端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫが駆動電圧ＶＯＵＴ付近まで上昇する。このとき、アップ／ダウン・カウンタ４５４におけるカウントが停止され、計数値ＤＡＴが保持される。計数値ＤＡＴが保持されるので、駆動電圧ＶＯＵＴもほぼ一定に保持される。

その後、再び調光信号Ｓｃがローレベルからハイレベルに立ち上がると（時刻ｔ４８）、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態になって駆動電流ＩＬ１が流れ、端子ＳＩＮＫの電圧ＶＳＩＮＫが急激に低下する。この駆動開始時点から遅延回路ＤＬ１による遅延時間が経過した後、アップ／ダウン・カウンタ４５４のカウント動作が再開される。
この時、アップ／ダウン・カウンタ４５４の計数値ＤＡＴは、電圧降下ＶＳＩＮＫをほぼ目標範囲内（ＶＬ＜ＶＳＩＮＫ＜ＶＨ）に設定する適切な値となっている。そのため、定電流回路５０のスイッチ回路をオンした直後から、適切な電圧降下ＶＳＩＮＫでＬＥＤの駆動が行われる。

以上説明したように、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路によれば、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態となってＬＥＤストリングＳ１に駆動電流ＩＬ１が流れているとき、定電流回路５０に生じる電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＨ，ＶＬとの差に応じて電圧ＶＡＤＪが変化して、電圧降下ＶＳＩＮＫが適切な範囲（ＨＬ＜ＶＳＩＮＫ＜ＶＨ）に入るように駆動電圧ＶＯＵＴが帰還制御される。一方、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態からオフ状態へ移行するとき、電圧ＶＡＤＪが保持され、上記帰還制御が一時的に停止される。そして、定電流回路１０のスイッチ回路が再びオフ状態からオン状態へ移行してＬＥＤストリングＳ１に駆動電流ＩＬ１が流れ始めるとき、電圧ＶＡＤＪの保持が解除されて上記帰還制御が再開される。
このように、駆動電流ＩＬ１を遮断する期間において、帰還制御回路４０Ｂの帰還制御のために生成される電圧ＶＡＤＪが保持されるため、帰還制御を再開するとき、その当初から適切な電圧降下ＶＳＩＮＫで駆動電流ＩＬ１を流すことができる。従って、ＬＥＤの駆動開始時に電圧降下ＶＳＩＮＫが低すぎてＬＥＤの輝度が低下したり、電圧降下ＶＳＩＮＫが高すぎて無駄な電力損失が発生したりするといった問題を効果的に防止できる。

また、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路によれば、定電流回路５０のスイッチ回路がオン状態からオフ状態へ移行して駆動電流ＩＬ１が流れ始めた後、電圧降下ＶＳＩＮＫのレベルが安定し得る一定の遅延時間が経過してから帰還制御回路４０Ｂの帰還制御が再開される。これにより、電圧降下ＶＳＩＮＫのレベルが不安定な状態で帰還制御が開始されて、駆動電圧ＶＯＵＴが適切なレベルから外れることによるＬＥＤの輝度低下や消費電力の増大を効果的に防止できる。

また、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路によれば、帰還制御回路４０Ｂによる帰還制御系がデジタル回路を含んだ離散系になっているため、位相補償のために大容量のキャパシタや抵抗を設ける必要がなく、回路規模を小型化できる。また、帰還制御回路４０Ｂの大部分がデジタル回路で構成可能であることから、調整の必要な回路素子が少なくなり（例えば図８の例では抵抗Ｒ３のみ）、製造工程を簡略化できる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図１７は、第３の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成の一例を示す図である。図１７に示すＬＥＤ駆動回路は、図１，図８に示すＬＥＤ駆動回路と同様にスイッチング電源回路２０及びスイッチング制御回路３０を有するとともに、ＬＥＤストリングＳ１〜Ｓｍと、定電流回路５０−１〜５０−ｍと、帰還制御回路４０−１〜４０−ｍを有する。

ＬＥＤストリングＳ１〜Ｓｍは、それぞれ直列接続された複数のＬＥＤにより構成されており、アノード側に共通の駆動電圧ＶＯＵＴが供給される。

定電流回路５０−ｋ（ｋは１からｍまでの整数を示す）は、例えば図１における定電流回路５０と同様の回路であり、ＬＥＤストリングＳｋの駆動電流ＩＬｋを一定値に制御する。定電流回路５０−ｋは、ＬＥＤストリングＳｋの駆動電流ＩＬｋの経路に設けられており、例えば定電流回路５０−ｋのカソード側の端子とグランド電位との間に接続される。また、定電流回路５０−ｋは、調光制御部６０Ａから供給される調光信号Ｓｃｋに応じて駆動電流ＩＬｋを遮断するスイッチ回路を含む。

帰還制御回路４０−ｋは、例えば図１，図７における帰還制御回路４０，４０Ａや図８における帰還制御回路４０Ｂと同様の回路であり、定電流回路５０−ｋの電圧降下（端子ＳＩＮＫｋの電圧（ＬＥＤストリングＳｋのカソード電圧））に応じた帰還制御信号（電流ＩＡＤＪ，電圧ＶＡＤＪ）を出力する。図１７に示すように、帰還制御回路４０−１〜４０−ｍの各出力がノードＦＢに直接接続されているので、ｍ個の帰還制御信号の合成結果がノードＦＢに入力される。

図１７に示すように、それぞれ定電流回路が接続された複数のＬＥＤストリングに共通の駆動電圧ＶＯＵＴを供給する場合は、ＬＥＤストリングごとに帰還制御回路を設けて、各帰還制御回路の出力を合成した信号によりスイッチング電源回路２０の駆動電圧ＶＯＵＴを制御する。これにより、各定電流回路の電圧降下を適切な範囲に調節することができる。

また、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の他の変形例では、図１８に示すように、複数の帰還制御回路の出力信号をダイオード（Ｄｓ−１〜Ｄｓ−ｍ）で合成してもよい。

図１８に示すＬＥＤ駆動回路は、図１７に示すＬＥＤ駆動回路における帰還制御回路４０−ｋとノードＦＢとの間にダイオードＤｓ−ｋを設けたものである。ダイオードＤｓ−ｋのアノードがノードＦＢに接続され、ダイオードＤｓ−ｋのカソードが帰還制御回路４０−ｋの出力に接続される。
図１８に示すように、ダイオードＤｓ−１〜Ｄｓ−ｍを介して帰還制御回路４０−１〜４０−ｍの帰還制御信号をノードＦＢで合成した場合、最も出力電圧の低い帰還制御信号が優先的にノードＦＢに入力される。最も電圧の低い帰還制御信号は、最も駆動電圧ＶＯＵＴを上昇させる信号であり、この帰還制御信号に応じて駆動電圧ＶＯＵＴが制御されるということは、ｍ個の定電流回路（５０−１〜５０−ｍ）のうち最も低い電圧降下ＶＳＩＮＫに合わせて駆動電圧ＶＯＵＴが帰還制御されることを意味する。
従って、図１８に示すＬＥＤ駆動回路によれば、ｍ個の定電流回路（５０−１〜５０−ｍ）のうち最も低い電圧降下ＶＳＩＮＫが基準電圧（ＶＰ，ＶＬ）より高くなるように駆動電圧ＶＯＵＴが制御される。これにより、各定電流回路（５０−１〜５０−ｍ）を正常に定電流源として動作させることができるので、各ＬＥＤストリングＳ１〜Ｓｍを正常に発光させることができる。

以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態のみに限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。

例えば、図８に示すＬＥＤ駆動回路においては、電圧降下ＶＳＩＮＫと基準電圧ＶＬ，ＶＨとを比較するにコンパレータ４３，４５を設けているが、本発明はこれに限定されない。本発明の他の実施形態では、電圧降下ＶＳＩＮＫをクロック信号ＣＬＫによりサンプリングしてデジタル信号に変換し、このデジタル信号について上記の比較動作と等価な基準データとの比較を行ってもよい。

図１９は、そのようなＬＥＤ駆動回路の一例を示す図である。図１９に示すＬＥＤ駆動回路は、図８に示すＬＥＤ駆動回路における帰還制御回路４０Ｂを次に述べる帰還制御回路４０Ｃに置き換えたものである。
帰還制御回路４０Ｃは、アナログ−デジタル変換回路４９と、ロジック回路４５Ａと、デジタル−アナログ変換回路４７と、バッファ回路４８と、抵抗Ｒ３とを有する。アナログ−デジタル変換回路４９は、電圧降下ＶＳＩＮＫをデジタルデータＤＳＩＮＫに変換してロジック回路４５Ａに入力する。ロジック回路４５Ａは、デジタルデータＤＳＩＮＫに対して、基準電圧ＶＨ，ＶＬと等価な基準データとの比較を行い、その比較結果をロジック回路４５と同様な回路によって処理し、計数値ＤＡＴを生成する。計数値ＤＡＴの処理については帰還制御回路４０Ｂと同様である。
このように、本発明では大部分の処理をデジタル回路で行うことも可能である。

また、本発明の他の実施形態では、上記とは逆に、大部分の処理をアナログ回路で行うことも可能である。例えば、アップ／ダウン・カウンタ４５４の替わりにチャージポンプ回路を設けてもよい。アップ／ダウン・カウンタ４５４をカウントアップ／カウントダウンさせる替わりにチャージポンプ回路がキャパシタの充電／放電を行うことで、このキャパシタに蓄積される電荷に基づいて帰還制御信号（電流ＩＡＤＪ，電圧ＶＡＤＪ）を生成することが可能である。

また、本発明の他の実施形態では、例えば図２０に示すように、バッファ回路４８においてデジタル−アナログ変換回路４７の出力電圧を増幅するようにしてもよい。図２０に示すＬＥＤ駆動回路では、バッファ回路４８の出力端子とグランド電位との間に抵抗Ｒ５及びＲ６が直列接続されており、その共通接続ノードがバッファ回路４８の負入力端子に接続されている。これにより、デジタル−アナログ変換回路４７の出力電圧を（１＋Ｒ５／Ｒ６）倍に増幅したものが電圧ＶＡＤＪとして出力される。

また、本発明の他の実施形態では、例えば図２１に示すように、電圧出力型のデジタル−アナログ変換回路４７の替わりとして電流出力型のデジタル−アナログ変換回路４９を設けてもよい。デジタル−アナログ変換回路４９は、複数の電流源を備えており、その電流源の出力電流を計数値ＤＡＴに応じて合成することにより、計数値ＤＡＴをアナログの電流に変換する。デジタル−アナログ変換回路４９の出力電流は、バッファ回路を介さずにノードＦＢへ直接出力することが可能である。

また、本発明の他の実施形態では、駆動電圧ＶＯＵＴを生成する電源回路を昇圧型スイッチング電源以外の任意の電源に置き換えることも可能である。
例えば図２２に示すＬＥＤ駆動回路では、降圧型のスイッチング電源回路２０Ａによって駆動電圧ＶＯＵＴを発生し、図２３に示すＬＥＤ駆動回路では、昇降圧型のスイッチング電源回路２０Ｂによって駆動電圧ＶＯＵＴを発生する。
スイッチング電源回路に限らず、例えばリニアレギュレータ回路によって駆動電圧ＶＯＵＴを発生してもよい。

１０…直流電源、２０…スイッチング電源回路、３０…スイッチング制御回路、３１…ランプ波形信号発生器、３２，４３，４５…コンパレータ、３３，４２，４４，４６…基準電圧発生器、３４…誤差増幅器、４０，４０Ａ〜４０Ｅ，４０−１〜４０−ｍ…帰還制御回路、４１…電圧電流変換増幅器、４５，４５Ａ…ロジック回路、４７…デジタル−アナログ変換回路、４８…バッファ回路、４９…アナログ−デジタル変換回路、５０，５０−１〜５０−ｍ…定電流回路、Ｓ１〜Ｓｍ…ＬＥＤストリング、Ｒ１〜Ｒ６…抵抗、Ｍ１〜Ｍ３…トランジスタ、ＳＦ１…スイッチ回路、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄｓ−１〜Ｄｓ−ｍ…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４…キャパシタ

Claims (10)

1. １つ又は直列接続された複数の発光ダイオードを含んだ発光ダイオード回路を駆動する発光ダイオード駆動回路であって、
   上記発光ダイオード回路に駆動電圧を供給する電圧供給回路と、
   上記発光ダイオード回路に流れる駆動電流の経路に設けられており、上記駆動電流を一定に制御する定電流回路と、
   上記定電流回路に生じる電圧降下又は上記発光ダイオード回路のカソード電圧が第１のしきい電圧より低い場合、上記駆動電圧が上昇するように上記電圧供給回路を制御し、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い場合、若しくは、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高い第２のしきい電圧を超える場合、上記駆動電圧が低下するように上記電圧供給回路を制御する帰還制御回路と、
   を有し、
   上記定電流回路は、入力される調光信号に応じて上記駆動電流の経路を遮断するスイッチ回路を含んでおり、
   上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオフすると、上記定電流回路の上記電圧降下又は上記カソード電圧に応じた上記駆動電圧の制御を停止し、上記スイッチ回路がオンすると、当該停止した制御を再開する、
   発光イオード駆動回路。
2. 上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオン状態のとき、上記定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記カソード電圧と上記第１のしきい電圧又は上記第２のしきい電圧との差に応じて変化する帰還制御信号を生成し、上記スイッチ回路がオン状態からオフ状態へ移行するとき、上記帰還制御信号を保持し、上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行するとき、上記帰還制御信号の上記保持を解除し、
   上記電圧供給回路は、上記帰還制御信号に応じて上記駆動電圧を調節する、
   請求項１に記載の発光ダイオード駆動回路。
3. 上記帰還制御回路は、上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行してから、上記電圧降下又は上記カソード電圧のレベルが安定し得る所定の遅延時間が経過した後で上記帰還制御信号の上記保持を解除する、
   請求項２に記載の発光ダイオード駆動回路。
4. 上記帰還制御回路は、
   上記定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記発光ダイオード回路の上記カソード電圧を、上記第１のしきい電圧並びに上記第２のしきい電圧と比較する比較回路と、
   上記比較回路の出力信号を一定の周期で保持する信号保持回路と、
   上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に基づいて、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より低い場合は、上記駆動電圧が上昇するように上記帰還制御信号を段階的に若しくは連続的に変化させ、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第２のしきい電圧より高い場合は、上記駆動電圧が低下するように上記帰還制御信号を段階的に若しくは連続的に変化させ、上記電圧降下又は上記カソード電圧が上記第１のしきい電圧より高く上記第２のしきい電圧より低い場合は、上記帰還制御信号を保持する帰還制御信号生成回路と、
   を含む、
   請求項２又は３に記載の発光ダイオード駆動回路。
5. 上記比較回路の出力信号と上記調光信号とを入力し、上記調光信号が上記スイッチ回路のオン状態を示すとき、上記比較回路の出力信号を出力し、上記調光信号が上記スイッチ回路のオフ状態を示すときは、当該オフ状態を示す所定の信号を出力するゲート回路を有し、
   上記信号保持回路は、上記ゲート回路から出力される信号を上記一定の周期で保持し、
   上記帰還制御信号生成回路は、上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に応じて上記帰還制御信号を変化させるか又は保持し、上記信号保持回路に上記所定の信号が保持される場合は上記帰還制御信号を保持する、
   請求項４に記載の発光ダイオード駆動回路。
6. 上記帰還制御信号生成回路は、
   上記信号保持回路に保持される上記比較回路の出力信号に応じて計数値を一定の周期で増減させるか又は保持し、上記信号保持回路に上記所定の信号が保持される場合は上記計数値を保持する計数回路と、
   上記計数回路の計数値に応じたアナログ信号を生成するデジタル−アナログ変換回路と、
   を含む、
   請求項５に記載の発光ダイオード駆動回路。
7. 上記スイッチ回路がオフ状態からオン状態へ移行することを示す上記調光信号を入力した場合、上記調光信号を所定の遅延時間だけ遅延させてから上記ゲート回路に入力する遅延回路を有する、
   請求項６に記載の発光ダイオード駆動回路。
8. 上記電圧供給回路から共通の上記駆動電圧を供給される複数の上記発光ダイオード回路に流れる上記駆動電流をそれぞれ一定に制御する複数の上記定電流回路と、
   上記複数の定電流回路に生じる上記電圧降下又は上記カソード電圧と上記第１のしきい電圧又は上記第２のしきい電圧との差に応じて上記帰還制御信号をそれぞれ生成する複数の上記帰還制御回路と、
   を有し、
   上記電圧供給回路は、上記複数の帰還制御回路において生成される複数の上記帰還制御信号を合成した信号に応じて上記駆動電圧を調節する、
   請求項２乃至７の何れか一項に記載の発光ダイオード駆動回路。
9. 上記複数の帰還制御回路において生成される複数の上記帰還制御信号のうち、上記駆動電圧を最も上昇させる帰還制御信号を出力する信号合成部を有し、
   上記電圧供給回路は、上記信号合成部から出力される帰還制御信号に応じて上記駆動電圧を調節する、
   請求項８に記載の発光ダイオード駆動回路。
10. 上記電圧供給回路が、上記駆動電圧を分圧した分圧電圧を第１のノードに供給する分圧回路と、上記分圧電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅回路と、上記誤差信号とランプ信号とを比較してスイッチング信号を生成するコンパレータと、上記スイッチング信号に応答してオン・オフ動作するスイッチングトランジスタとを含み、
    上記帰還制御回路が、上記電圧降下又は上記カソード電圧に応じて上記駆動電圧を制御するための帰還制御信号を生成し、上記帰還制御信号が抵抗を介して上記第１のノードに供給される、
    請求項１に記載の発光ダイオード駆動回路。