JP5284793B2 - 多相電圧インバータの駆動方法およびデバイス - Google Patents

Description

本発明は、いくつかの相を有する電気負荷を制御するためのパワーブリッジを駆動する方法に関する。パワーブリッジは、いくつかのブリッジアーム（１相当たり少なくとも１つ）を介して電気負荷に接続されるように、かつ、スイッチング関数によって駆動されるようになっている。そのスイッチング関数は、電気負荷を制御するための制御ベクトルを決定する。制御ベクトルは、フリーホイール制御ベクトルとアクティブ制御ベクトルとに区分される。

本発明は、自動車産業および航空産業の分野において、特に優れた効果を発揮するものであるが、これらの分野に限定されるものではない。

また本発明は、パワーブリッジを駆動するための前述の方法を実行するデバイス、およびこのようなデバイスを有する回転電気機械にも関する。

一般に、多相パワーブリッジは、多相電気負荷（以下、多相負荷と呼ぶ）を駆動するために用いられる。この多相負荷には、例えば、オルタネータスタータのような可逆機械が含まれる。多相パワーブリッジは、その上流において直流電源に接続され、下流において多相負荷の相巻線に接続される。多相パワーブリッジは、モータモードにおいて、直流電源から、オルタネータモードにおいてオルタネータスタータからエネルギーを供給される。

多相パワーブリッジは、いくつかのブリッジアームを備えており、その各々は、例えば、フリーホイールダイオードを備える２つのスイッチを有している。このタイプの多相パワーブリッジは、２レベルブリッジである。同一のブリッジアーム上の各２つのスイッチの中点は、多相負荷の相巻線に接続されている。制御ロジックは、同一のブリッジアーム上の複数のスイッチを制御するようになっている。

今日では、ブリッジアーム上に、インバータとして働いているときのパワーブリッジの出力電圧のベクトル表現を関連付けることが可能な、スイッチのいくつかの組み合わせを行うことが可能である。そのベクトル表現は、パワーブリッジの制御ベクトルと呼ばれる。この制御ベクトルは、アクティブ制御ベクトルとフリーホイール制御ベクトルとで構成される。

従来、多相インバータを駆動するための種々のタイプの技術が公知である。それらの中に、非特許文献１に記載の技術がある。この非特許文献１には、具体的には、不連続パルス幅変調ストラテジーを用いて、一方では、パワーブリッジの下流部を、他方では、パワーブリッジ自体を駆動する技術が記載されている。

これらの駆動技術は、１電気的期間にわたって、パワーブリッジの複数のブリッジアームのうちの１つの状態を、交互に固定する。この目的のために用いられているパルス幅変調手段によれば、多相負荷の１つの相における各電圧−電流間位相差に対して、中和量が決定される。多相負荷の各相に対して、モジュラントが決定され、かつ、中和量を加えることによって更新される。これらの駆動技術において、モジュラントが（＋１）または（−１）に飽和したとき、そのブリッジアームの状態が固定される。

このような駆動技術には、いくつかの欠点がある。システムがパーマネントモードにないときには、モジュラントに加えるべき中和量を決定することができないからである。さらに、パーマネントモードにおいて、この中和量は、ライン形式または表形式のいずれかで計算されるが、前者の場合には、かなり長い計算時間を必要とし、後者の場合には、大きなメモリ消費量を引き起こす。

さらに、引用した従来の駆動技術においては、多相負荷中の電圧−電流間位相差を知ることが必要不可欠である。しかしながら、この位相差の計算および測定は、非常に複雑で、実行することが困難である。

同様に、これらの技術における数値の代入には、いくつかの実行上の問題がある。これは、数値代入中、第１に、多相負荷の多数の機能要素（例えば、オルタネータスタータの種々の速度およびトルクにおけるモータ、オルタネータ、スタータ）を考慮に入れて、対応する最適中和量を適用することが必要であるためであり、第２に、適用される各中和量に応じて、異なるストラテジーを考慮に入れることが必要であるためである。したがって、数値代入を遂行するためのアルゴリズムは、あまりに長くて、実行することが困難なほどである。

さらに、非特許文献２によれば、パワーブリッジの上流側の電圧を安定させるために、パワーブリッジの上流に、デカップリングコンデンサが設けられている。このデカップリングコンデンサは、パワーブリッジの入力電流、すなわち、強い不連続性を有する電流をフィルタリングする。このデカップリングコンデンサは、パワーブリッジの入力電圧を一定値に保ち、かつ、発振の発生を防止するために、高い容量値を有する。したがって、デカップリングコンデンサの物理的なサイズは、極めて大きいものである。したがって、このようなデカップリングコンデンサを、限られた空間に適用する際には、空間所要量の問題が生じる。

デカップリングコンデンサの実効電流は、電源電流の、その平均値を中心にしたリップルを反映している。従来技術においては、電源電流に、しばしば、０値を中心とした電流跳躍が現れ、その結果、相当なリップルが引き起こされることが観察されている。従来技術においては、デカップリングコンデンサの実効電流を減らして、これらのリップルを減らす手段は存在しない。

したがって、これらの駆動技術では、インバータのスイッチンク損失を減らすことも、デカップリングコンデンサの実効電流を減らすこともできない。
A.M. Hava、R.J. Kerkman、T.A. Lipo著「A high performance generalized discontinuous pwm algorithm（高性能一般化不連続ＰＷＭアルゴリズム）」IEEE Trans. on Industry Applications、1998年、第34巻、第5号、9月/10月 Falker Renken著「Analytical Calculation of the DC-Link Capacitor Current for Pulsed Three-Phase Inverters（パルス幅変調形三相インバータのための直流リンク・コンデンサ電流の解析計算）」Proceedings of E.P.E. Power Electronics and Motion Control、2004年、ラトビア、リガ

本発明は、上述の技術の欠点を正しく改善することを目的としている。この目的を達成するために、本発明は、パワーブリッジのブリッジアームのスイッチング損失を最小にし、デカップリングコンデンサの実効電流を減らし、それによって、パワーブリッジの下流の多相負荷の駆動を維持しつつ、パワーブリッジの上流の電圧を安定させるように、現存するインバータ駆動技術を修正することを提案するものである。

より正確には、本発明は、次のステップを含むパワーブリッジの駆動方法を提供することを、第一の目的としている。

− フリーホイール制御ベクトルに対応するスイッチング関数の数が限られた、スイッチング関数の組み合わせを生成する、スイッチング関数の第１の生成方法か、または、アクティブ制御ベクトルに対応するスイッチング関数のみの組み合わせを生成する、スイッチング関数の第２の生成方法を選択するステップであって、これらの生成方法は、与えられた設定電圧ベクトルに応じて定められるものであり、かつ、スカラー電圧設定値から、各ブリッジアームに付随するモジュラントを決定するステップを含むステップ。

− 生成されたスイッチング関数の組み合わせから一連の制御ベクトルを生成するために、スイッチング関数の選択された生成方法を適用するステップ。

以下に詳細に示すように、本発明は、零ベクトル、すなわちフリーホイール制御ベクトルを、できるだけわずかしか用いないことを提案するものである。これは、本発明を実行した時に、多相負荷の制御にフリーホイール制御ベクトルを用いることによって、パワーブリッジに入ってくる電流が急激にゼロになるという現象が発生するという事実が明らかになったからである。したがって、設定電圧ベクトルは、アクティブ制御ベクトルによって生成される六角形のセクタで分解される。設定電圧ベクトルのベクトル位置に基づいて、更新されたモジュラントと、シングルキャリアが比較されるのか、ダブルキャリアが比較されるのかが導き出される。この比較から、パワーブリッジのブリッジアームの制御階級が導き出される。ダブルキャリアが用いられた場合には、六角形の特定のゾーンで、フリーホイール制御ベクトルの不使用が保証される。したがって、フリーホイール制御ベクトルの使用が減る。

第１の生成方法により、実際に、１つのブリッジアームが与えられた状態に固定され、それによって、ブリッジアームの１つが、電流をスイッチングしないことになるから、スイッチング損失を減らすことが可能になる。第２の生成方法により、さらに、デカップリングコンデンサの実効電流を制限することが可能になる。

限定することを目的とするものではない実施形態によれば、本発明による駆動方法は、次のさらなる特徴を含んでいる。

− スイッチング関数の生成方法の選択は、制御ベクトルによって定められる平面領域のゾーン内の設定電圧ベクトルの位置に基づいて行われる。設定電圧ベクトルは、スカラー電圧設定値から決定される。この場合には、六角形を、いくつかの部分に分割することによって、上述の２つの生成方法のうちの最適な生成方法を選ぶことができる。それによって、下流の電気負荷の正確な駆動に必要な、平均化された（リップルのない）設定電圧ベクトルの発生が確実になる。

− 平面領域は、第１および第２のゾーンに分割されて、設定電圧ベクトルが第１のゾーンに位置している場合に、スイッチング関数の第１の生成方法が選択され、また、設定電圧ベクトルが第２のゾーンに位置している場合に、スイッチング関数の第２の生成方法が選択される。この場合には、六角形を、２つの部分だけに分割することによって、設定電圧ベクトルのゾーン特定が単純になる。

− 平面領域は、第１、第２、および第３のゾーンに分割され、そして、設定電圧ベクトルが第１のゾーンに位置している場合に、スイッチング関数の第１の生成方法が選択される。この場合には、六角形を、３つのゾーンに分割することによって、設定電圧ベクトルが位置しているゾーンの検出は、わずかに、より複雑になるが、損失の減少は、より大きくなる。

− 平面領域は、第１、第２、および第３のゾーンに分割され、設定電圧ベクトルが第２のゾーンまたは第３のゾーンに位置している場合に、スイッチング関数の第２の生成方法が選択される。

− スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、中和量によって更新されたモジュラントとキャリアとを比較するステップを含み、モジュラントの各々は、それぞれ、１つのブリッジアームに付随しており、その比較によって、パワーブリッジを駆動するスイッチング関数が定められる。この場合には、更新されたモジュラントとキャリアとを比較する方法により、インバータを駆動するスイッチング関数の変化を、容易かつ迅速に決定することが可能になる。さらに、これは、電気機械制御専用信号プロセッサで用いることができる方法である。

− スイッチング関数の第１の生成方法が選択され、かつ、キャリアはシングルキャリアである。この場合には、シングルキャリアは、実行するのが簡単であり、また、一般に、電気機械制御専用プロセッサ内に本来的に存在するものである。

− スイッチング関数の第２の生成方法が選択され、かつ、キャリアは、ダブルキャリアである。この場合には、ダブルキャリアの使用によって、設定電圧ベクトルの分解を、三角形に変更することが可能になり、六角形のいくつかのゾーンにおいてフリーホイール制御ベクトルを用いる必要がなくなる。それによる直接的結果として、電源電流の、平均値を中心としたリップルが減り、したがって、デカップリングコンデンサの実効電流は減る。

− ダブルキャリアは、２つのシングルキャリアを有し、少なくとも１つのモジュラントは、この２つのシングルキャリアのうちの一方だけと比較される。

− 上述のシングルキャリア、または、ダブルキャリアの２つのシングルキャリアのうちの一方は、最大値に位置する頂点、および、最小値に位置する底辺を有する二等辺三角形である。この場合、二等辺三角形タイプのキャリアの波形は、チョッピング期間の半分の位置の近傍に、制御パルスの中心がくることを保証する。これによって、多相負荷の相電流の高調波歪みが減ることが知られている。

− モジュラントは、インターセクティブ・ストラテジー（intersective strategy）にしたがって決定される。この場合、インターセクティブ・ストラテジーによるモジュラントの計算に、単一のプロセッサで容易に実行可能な単純な関係が存在するから、この計算は、最も自然なものである。

− モジュラントは、バリセントリック・ストラテジー（barycentric strategy）にしたがって決定される。現在の相当数の電圧調整器が、既に、このようにして、モジュラントを計算している。したがって、この方法を、既存の制御ロジックに存在する方法に自然に、かつ、すぐに適応させることが可能である。

− スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、パワーブリッジの１つのチョッピング期間の間、１つのブリッジアームの状態を固定するステップをさらに含んでいる。この場合には、１つのブリッジアームの状態を固定することによって、チョッピング期間の間に状態をスイッチングしていたとすれば、そのブリッジアーム内に引き起こされたかも知れないスイッチング損失を防ぐことが可能になる。いくつかのゾーンにおいて、状態を固定することが可能なブリッジアームとして、絶対値が最大である電流を有するブリッジアームを選ぶことにより、スイッチング損失という観点で、最大の利益を得ることを可能にする、最適な選択がなされる。

− 平面領域は、ステータ基準座標系内に定められ、ステータ基準座標系は、複数の角度セクタに区分され、スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、この角度セクタの１つ内の設定電圧ベクトルの位置に応じて、ハイ状態またはロー状態に固定されるブリッジアームを決定するステップをさらに含んでいる。

− したがって、
− 設定電圧ベクトルが、第１の角度セクタ内にある場合には、第１のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第２の角度セクタ内にある場合には、第３のブリッジアームがロー状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第３の角度セクタ内にある場合には、第２のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第４の角度セクタ内にある場合には、第１のブリッジアームがロー状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第５の角度セクタ内にある場合には、第３のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第６の角度セクタ内にある場合には、第２のブリッジアームがロー状態に固定される。

− 第２のゾーンは、複数の内側三角形を定めており、そして、スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、この内側三角形の１つ内の設定電圧ベクトルの位置に応じて、ハイ状態またはロー状態に固定されるブリッジアームを決定するステップをさらに含んでいる。

− したがって、
− 設定電圧ベクトルが、第１の内側三角形内にある場合には、第１のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第２の内側三角形内にある場合には、第３のブリッジアームがロー状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第３の内側三角形内にある場合には、第２のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第４の内側三角形内にある場合には、第１のブリッジアームがロー状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第５の内側三角形内にある場合には、第３のブリッジアームがハイ状態に固定され、
− 設定電圧ベクトルが、第６の内側三角形内にある場合には、第２のブリッジアームがロー状態に固定される。

− スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、階級関係にしたがって、状態を固定する候補となる少なくとも２つのブリッジアームを選択するステップをさらに含んでいる。この場合には、状態を固定されるブリッジアームとして、これらの少なくとも２つのブリッジアームのうちの１つが選ばれ、また、デカップリングコンデンサの実効電流を減らすために、ダブルキャリア・システムを用いることも可能である。

− 階級関係は、複数のブリッジアームに付随する各モジュラント間の比較によって形成される。

− 選択されるブリッジアームは、それぞれ、最も大きなモジュラントおよび最も小さなモジュラントを有するブリッジアームと一致する。

− 状態を固定されるブリッジアームは、選択されたブリッジアームから選ばれ、かつ、複数のブリッジアームに付随する各モジュラントのなかの最大モジュラントおよび最小モジュラントにそれぞれ対応する相電流のなかで、絶対値において、より大きな相電流を有するブリッジアームである。この場合には、モジュラント間の階級関係の確立、および、絶対値での電流の比較が、信号プロセッサ上でなされる、単純で基本的な計算である。それらによって、実際、スイッチング損失を最大限減らすために、状態を固定される最適なブリッジアームを正確に決定することが可能になる。

− 状態を固定されるブリッジアームが、最大モジュラントに対応するブリッジアームである場合には、そのブリッジアームはハイ状態に固定され、また、状態を固定されるブリッジアームが、最小モジュラントに対応するブリッジアームである場合には、そのブリッジアームはロー状態に固定される。

− スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、状態を固定されるブリッジアームのハイ状態またはロー状態に応じて、各モジュラントに加えられる中和量を決定するステップをさらに含んでいる。

− したがって、
− あるブリッジアームがハイ状態に固定されるときには、中和量は、第１の最大値から、このブリッジアームに付随するモジュラントを差し引いた量と等しく、また、
− あるブリッジアームがロー状態に固定されるときには、中和量は、第２の最小値から、このブリッジアームに付随するモジュラントを差し引いた量と等しい。

本発明は、上述の特性のいずれか１つを有する、パワーブリッジの駆動方法を実行するために、電気負荷に接続されるように作られているパワーブリッジを駆動するデバイスであって、パワーブリッジの駆動方法を実行する制御ロジックを備えており、かつパワーブリッジは、制御ロジックに接続されるように作られていることを特徴とするデバイスを提供することを第二の目的としている。

さらに本発明は、次のものを備えている回転電気機械を提供することを第三の目的としている。

− 多相電気負荷と、
− 電圧源と、
− 下流において多相電気負荷に、上流においてバスを介して電圧源に接続されるように作られているパワーブリッジと、
− バスに並列に配置されているデカップリングコンデンサと、
− 第２の目的による、パワーブリッジを駆動するデバイス。

デカップリングコンデンサは、パワーブリッジの近傍に位置しており、かつ、低容量である。

本発明は、以下の説明を読み、添付図面を検討することによって、よりよく理解されると思う。なお、これらの説明および添付図面は、例示のためのものであって、本発明を何ら限定するものではない。

図１ａは、上流において直流バス２に、下流において多相負荷３に接続されており、かつ、制御ロジック４によって生成される制御ベクトルによって制御される多相パワーブリッジ１を示している。多相パワーブリッジ１は、付随している多相負荷がモータ・モードで働いているときに、直流電圧を、いくつかの（１相当たり１つの）正弦波電圧に変換するための電気デバイスである。したがって、このときには、多相パワーブリッジ１はインバータと呼ばれる。オルタネータ（発電機）モードにおいては、多相パワーブリッジ１は、正弦波電圧を、バッテリーのような電力消費装置に供給するための直流電圧に変換する。したがって、このときには、多相パワーブリッジ１は、制御されたブリッジ整流器と呼ばれる。多相パワーブリッジ１は、いくつかのブリッジアーム（図示せず）を有している。各ブリッジアームは、電子的に制御可能ないくつかのスイッチＩＮＴを有している。

言い換えると、インバータは、直流−交流コンバータである。交流側には、多相負荷が配置されている。直流側には、直流バスがある。多相負荷にはエネルギーを供給する必要があり、そのエネルギーは、直流バスからもたらされなければならない（モータ・モード）。オルタネータ・モードにおいては、直流バスにエネルギーを供給するのは、多相負荷である。したがって、多相負荷は、可逆的なエネルギー源であり、その１つの特性は、その端子に直流電圧を発生させるということである。

以下の説明においては、限定することを目的とするものではない一例として、２レベル３相パワーブリッジを挙げるが、やはり限定することを目的とするものではない一例として、３レベル３相インバータのような、他のタイプの現存するパワーブリッジに置き換えることもできる。その場合には、３つのフリーホイール制御ベクトルを利用可能であるということを理解されたい。

以下の説明においては、多相パワーブリッジがインバータである場合（モータ・モードの場合）を選択する（したがって、以下の説明においては、多相パワーブリッジ１はインバータ１として記述される）。当然ながら、インバータに関して、以下の記載において説明される全てのことは、上述したばかりの、インバータとブリッジ整流器との間の相違を除いて、ブリッジ整流器にも当てはまる。

この場合、インバータ１は、多相負荷３を駆動する３相インバータである。したがって、インバータ１は、３つのブリッジアームＢ１、Ｂ２、Ｂ３を有する。各ブリッジアームは、限定することを目的とするものではない一例として、フリーホイール・ダイオードを設けられて、双方向の電流導通方向を有する２つのスイッチＩＮＴを備えている。例えば、第１のブリッジアームは、ハイスイッチＩＮＴ１１およびロースイッチＩＮＴ１２、第２のブリッジアームは、ハイスイッチＩＮＴ２１およびロースイッチＩＮＴ２２、第３のブリッジアームは、ハイスイッチＩＮＴ３１およびロースイッチＩＮＴ３２を備えている。

直流バス２は、直流電圧源５を備えている。この直流電圧源５は、好適な一例において、バッテリーまたは整流器ネットワークである。この直流電圧源５は、インバータ１に直流電圧を供給する。図１ａの例においては、デバイス６（具体的には、接続線または電力消費装置）が、直流電圧源５に直列または並列に接続されている。これらの電力消費装置には、自動車の場合、網羅的ではないが特に、ヘッドライト、ラジオ、空調装置を含ませることができる。

直流バス２は、さらに、直流電圧源５に並列に接続されているデカップリングコンデンサ７を備えている。このデカップリングコンデンサ７は、できるだけインバータ１に近接しているのが好ましい。それによって、デカップリングコンデンサ７とスイッチとの間の線路インダクタンスが小さくなる。このようにすると、スイッチの切り替え時、したがって、スイッチの切断時における電圧の過度な上昇が避けられる。

デカップリングコンデンサ７は、低容量であるのが好ましい。後に詳細に説明するように、これは、ダブルキャリア・ストラテジーによって実現される。デカップリングコンデンサ７の容量は、従来技術のデカップリングコンデンサの容量に比して、２５％低いのが好ましい。限定することを目的とするものではない一実施形態において、接続線の浮遊インダクタンスが約１０μＨ、バッテリーが３６Ｖ、１８ｍΩである場合には、デカップリングコンデンサ７の容量は、約５００μＦである。デカップリングコンデンサ７を流れる電流は、電源電流のリップル成分を反映するものである。デカップリングコンデンサ７の役割は、インバータ１に入力する電源電流をフィルタリングすることである。これによって、直流電圧源５から、インバータ１に、電源電流の平均値だけを送り込むことが可能になる。この例においては、デカップリングコンデンサ７に低容量が得られているから、高温または高湿度の環境において特に、信頼性に乏しい電気化学キャパシタのような、単位体積当たりの容量の大きなコンデンサを用いる必要はない。さらに、これによって、高価な技術を伴うコンデンサの使用を避けることができる。

直流バス２とインバータ１とを組み合わせた装置は、多相負荷３の働きに必要なエネルギーを供給するために作られている。インバータ１は、多相負荷３を駆動するために用いられる。多相負荷３は、限定することを目的とするものではない例において、非同期モータまたは同期モータなどであってよい。インバータ１の同一のブリッジアームの各々の２つのスイッチの中点は、多相負荷３の１つの相に接続されている。

以下に詳細に示すように、インバータ１は、制御ロジック４によってパルス幅変調〔通常、フランス語でＭＬＩ、英語でＰＷＭ（「パルス・ウィドゥス・モジュレーション」）と呼ばれる〕で制御される。このタイプの制御は、可変周波数および可変電圧レベルの電圧を供給することを可能にする。したがって、電気負荷の各特定の作動状態（例えば、オルタネータ・モードにおいて、電力消費装置に供給するために、ある電力量を生成することが必要な場合には、与えられたノルムを有し、かつ、与えられた速度で回転する電圧ベクトルを必要とする）に対して、電気負荷に流れる電流値および電流の周波数値を適合させることが可能である。したがって、ＰＷＭ制御によって、電気負荷を正確に駆動することが可能になる。

多相インバータを駆動するために、制御ロジック４は、インバータ１の全スイッチの開いている状態または閉じている状態を定める。限定することを目的とするものではないが、制御ロジック４は、同一ブリッジアームの複数のスイッチを相補的に制御することを可能にする。これによって、電源を短絡回路内に置くことを避けることができる。

同一のブリッジアーム上で複数のスイッチを制御するということと、スイッチ数が限られているということとの相反性によって、ブリッジアームのスイッチの可能な配置の数は、限られている。

２レベル３相インバータであるインバータ１では、ブリッジアームのスイッチの配置として、８つの相異なる配置を発生させることが可能である。これらの８つの配置の各々に対して、インバータの出力電圧のベクトル表現を関連付けることが可能である。そのベクトル表現は、インバータの制御ベクトルと呼ばれる。これらの制御ベクトルは、また、インバータの出力ベクトルとも呼ばれる。

制御ベクトルは、多相負荷３に印加される実際の電圧のベクトル和を表わす数学的表現である。これらのベクトル構成の中で、６つは、振幅が一定で、かつ、位相だけが相異なる制御ベクトルに対応するアクティブ制御ベクトル（数１）〜（数２）であり、残りの２つは、振幅が０であり、かつ、位相（φ＝arctangent ｙ／ｘ）が定まらない制御ベクトルに対応する、いわゆる「フリーホイール」制御ベクトル（数３）および（数４）である。アクティブ制御ベクトルの位相は、ステータ基準座標系（以下に詳細に定義される）のα軸と、そのアクティブ制御ベクトルとの間の配向角として定義されることに注意されたい。したがって、アクティブ制御ベクトル（数１）の位相は０°に等しく、アクティブ制御ベクトル（数５）の位相は６０°に等しい、等々である。

限定することを目的とするものではない一実施形態において、制御ロジック４によって生成される制御ベクトルは、多相負荷３の有する相数と同じ数のスイッチング関数ＳＣを有する。相補的に制御される２レベル３相インバータの例の場合には、１つの制御ベクトルに対して、３つのスイッチング関数が存在する。

図１ｂに示されているステータ基準座標系を用いて、制御ロジック４によって生成される制御ベクトルを表わすことができる。ステータ基準座標系は、ステータに関連する、固定軸（α、β）を有する基準座標系である。α軸は水平軸であり、β軸は垂直軸である。α軸は、β軸と９０°位相が異なる。好適な一例において、アクティブ制御ベクトル（数１）は、α軸上に位置する。アクティブ制御ベクトル（数１）〜（数２）の先端は、六角形を形成する。アクティブ制御ベクトルが、六角形の中心と六角形の頂点の各々とを結んでいる。限定することを目的とするものではない一実施形態において、アクティブ制御ベクトル（数１）〜（数２）の隣り合う２つは、互いに６０°をなしている。したがって、六角形は、６つのアクティブセクタＳＨ１〜ＳＨ６に分解される。各アクティブセクタは、２つの隣接し合うアクティブ制御ベクトルによって形成されて、かつ、六角形の中心に、その１つの頂点を有する。

一例において、第１のアクティブセクタＳＨ１は、アクティブ制御ベクトル（数１）および（数５）によって表わされる。他のアクティブセクタも同様に表わされる。第６のアクティブセクタＳＨ６は、アクティブ制御ベクトル（数２）および（数１）によって表わされる。この例においては、各アクティブ制御ベクトルに対して、３つのスイッチング関数ＳＣ１〜ＳＣ３が存在する。

振幅が０であるフリーホイール制御ベクトル（数３）および（数４）は、α軸とβ軸の交点に位置している。α軸とβ軸の交点は、ステータ基準座標系の原点であり、それは、また、六角形の中心でもある。

したがって、一例において、各制御ベクトルに対するスイッチング関数ＳＣ（ＳＣ１〜ＳＣ３）は、次の表（表１）で示される。スイッチング関数ＳＣ１〜ＳＣ３の組み合わせと、それぞれの制御ベクトルとの間には対応が存在する。

ここで、「０」は、１つのブリッジアームのロースイッチを閉じるコマンドであって、同じブリッジアームのハイスイッチを開くコマンドに対応している。「１」は、１つのブリッジアームのロースイッチを開くコマンドであって、同じブリッジアームのハイスイッチを閉じるコマンドに対応している。

例えば、ＳＣ１＝１、ＳＣ２＝０、ＳＣ３＝０の場合には、第１のブリッジアームＢ１のハイスイッチＩＮＴ１１が閉じられて、ロースイッチＩＮＴ１２が開かれ、第２のブリッジアームＢ２のハイスイッチＩＮＴ２１が開かれて、ロースイッチＩＮＴ２２が閉じられ、最後に、第３のブリッジアームＢ３のハイスイッチＩＮＴ３１が開かれて、ロースイッチＩＮＴ３２が閉じられる。

インバータのスイッチを制御することを可能にする制御ロジック４は、集積回路の形態で製造されることが多い。一例として、図１ａにおいて、この制御ロジック４は、マイクロプロセッサ（μＰ）８と、プログラムメモリ９と、入出力インターフェイス１０とを含んでおり、マイクロプロセッサ８とプログラムメモリ９と入出力インターフェイス１０とは、バス１１を介して相互に接続されている。

実際には、１つのアクションが、あるデバイスに割り当てられると、そのアクションは、そのデバイスのプログラムメモリに記録されている命令コードによって制御される、そのデバイスのマイクロプロセッサによって実行される。制御ロジック４は、そのようなデバイスである。

プログラムメモリ９は、いくつかのエリアに分割されており、各エリアは、デバイスの機能を実行するための命令コードに対応している。プログラムメモリ９は、次のエリアを有する。

− スカラー電圧設定値の取得を実行するための命令コードを含んでいるエリア１２。

− 以下に詳細に説明する、選択されたストラテジー（バリセントリック・ストラテジーまたはインターセクティブ・ストラテジー）にしたがって、モジュラントの計算を行なうための命令コードを含んでいるエリア１３。

− スカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*（多相負荷３に印加しようとしている電圧値）にしたがって、設定電圧ベクトルを決定するための命令コードを含んでいるエリア１４。

− アクティブ制御ベクトルによって形成される六角形の中に、設定電圧ベクトル（数６）のベクトル位置を決定するための命令コードを含んでいるエリア１５。

− 中和量を決定するための命令コードを含んでいるエリア１６。

− シングルキャリアまたはダブルキャリア、すなわち、１つ以上のモジュラントにしたがって可変幅のパルスを発生させることを可能にするキャリアと、与えられた中和量で更新されたモジュラントとの間の比較を行うための命令コードを含んでいるエリア１７。

− 前記比較に基づく制御ベクトル（数３）〜（数４）の選択、および、インバータ１へのこれらの制御ベクトルの適用を行うための命令コードを含んでいるエリア１８。

さらに、六角形が、前述のアクティブセクタＳＨ１〜ＳＨ６への分解に加えて、Ｎ個のゾーンに区分される。ここで、Ｎは整数である。以下に詳細に説明するように、最大可能な程度までフリーホイール制御ベクトルを用いないようにするために、設定電圧ベクトル（数６）が、適切なゾーンで分解される。インバータ１のスイッチング損失を減らすように、さらに、デカップリングコンデンサ７の実効電流および電圧源のリップルを減らすように、インバータ１を駆動するための一連の制御ベクトルが、単純化されたやり方で選ばれる。

２ゾーンへの六角形の分解（Ｎ＝２）
図２ａは、Ｎ＝２であるときの、図１ａに示されている手段に対する操作方法を示している。この場合、六角形は、次のゾーンを有する。

− 図２ｂに示されている内部六角形ゾーンＨ１、すなわち六角形の内部ゾーンである第１のゾーン。

− 内部六角形ゾーンＨ１を囲む六角形リングゾーンＨ２、すなわち六角形のリング状ゾーンである第２のゾーン。

さらに、ステータ基準座標系を、複数の角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６に区分することができる。各角度セクタは、ステータ基準座標系の原点に、その頂点を有し、かつ、その頂角は６０°である。アクティブ制御ベクトルの各々は、角度セクタの各々を二等分する。ステータ基準座標系は、６つの角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６を有する。第１の角度セクタＳＡ１は、アクティブ制御ベクトル（数１）によって、二等分される。他の角度セクタも、同様に二等分される。第６の角度セクタＳＡ６は、アクティブ制御ベクトル（数２）によって、二等分される。

Ｎ＝２であるときに、インバータの制御階級を決定する方法が、図２ａに示されているように、次のように実行される。

第１のステップ２０において、制御ロジック４は、インバータの３つのブリッジアームＢ１、Ｂ２、Ｂ３の各々に対する３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*を取得する。これらの３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*は、多相負荷３に印加される電圧である。制御ロジック４によって、これらの３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*を測定したり計算したりすることができる。

したがって、制御ロジックによって（例えば、制御ロジック内の、多相負荷の相電流に対する調整ループの管理によって）、内部的に、これらのスカラー電圧設定値を計算することができる。さらに、直列リンク、並列リンク、またはＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）リンクによって、制御ロジック４に設定電圧を供給する監視制御ロジックを用いることが可能である。その場合には、制御ロジック４が、監視制御ロジックから供給される情報を測定する必要がある。

第２のステップ２１において、制御ロジック４は、インバータ１の各ブリッジアームに対して、対応するモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定する。以下に詳細に説明するように、制御ロジック４は、いくつかのやり方（本明細書においてはインターセクティブ・ストラテジーまたはバリセントリック・ストラテジーであるが、それらに限定されない）で、３つのブリッジアームのモジュラントを決定することができる。モジュラントは、スカラー電圧設定値の関数である。モジュラントは、インバータのブリッジアームのスカラー電圧設定値の、直流バス電圧に関して正規化された値を表わすことに注意されたい。以下に詳細に説明されるように、モジュラント−三角形の交点が、ブリッジアームのＰＷＭ制御階級を与える。

インターセクティブ・ストラテジー
限定することを目的とするものではない第１の実施形態において、制御ロジックは、インターセクティブ・ストラテジーにしたがってモジュラントを計算することができる。この場合には、制御ロジック４は、直流バスの電源電圧Ｕ_DCを測定または算定する。インバータ１の端子において利用可能な実際の電圧を得るために、その測定または算定は、インバータ１に近接してなされるのが好ましい。制御ロジック４は、多相負荷３の各相のモジュラントを決定する。モジュラントは、各ブリッジアームに対応している。このモジュラントは、限定することを目的とするものではない一例において、スカラー電圧設定値の、電源電圧Ｕ_DCに関して正規化された値である。したがって、３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*に対して、制御ロジック４は、それぞれ、３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定することができる。

したがって、正規化は、次の式（数７）にしたがって行われる。

ここで、Ｍａｘは、三角形キャリア（後で定義される）によって達成される最大値である。Ｍｉｎは、三角形キャリアによって達成される最小値である。

Ｍｉｎ＝−１、Ｍａｘ＝１の場合には、数７は数８のようになる。

したがって、３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３は、数９〜数１１で与えられる。

したがって、この場合には、ブリッジアームの外部端子に印加される電圧Ｖｓは、そのブリッジアームの制御値に電源電圧Ｕ_DCを掛けたものに等しい。

したがって、３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*に対して、制御ロジック４は、それぞれ、３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定する。

バリセントリック・ストラテジー
限定することを目的とするものではない第２の実施形態において、制御ロジック４は、バリセントリック・ストラテジーにしたがって、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定することができる。このバリセントリック・ストラテジーによれば、設定電圧ベクトル（数６）を分解するために、インバータ１の１制御期間にわたって、２つのアクティブ制御ベクトルおよび２つのフリーホイール制御ベクトルが用いられる。これをなすために、制御ロジック４は、ステップ２１において３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定する前に、まず、ステップ２２を適用する。インバータの制御期間は、ブリッジアームのハイスイッチの開閉が制御される（スイッチの制御は相補的である）時間間隔を表わしていることに注意されたい。チョッピング期間とも呼ばれる。

第一に、制御ロジック４は、３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*から、設定電圧ベクトル（数６）を決定する。制御ロジック４は、当業者には公知の「クラーク」変換にしたがって、設定電圧ベクトル（数６）を決定することができる。この場合には、制御ロジック４は、次の２つの式（数１２）および（数１３）にしたがって、設定電圧ベクトル（数６）の２つの成分Ｖ^*ｘおよびＶ^*ｙを計算する。

当然ながら、当業者には公知の「コンコルディア」変換のような、他の変換を用いることもできることに注意されたい。これは、正規化係数によって区別される。

ステップ２２において、制御ロジック４は、制御ベクトル（数３）〜（数４）によって形成される六角形内の、設定電圧ベクトル（数６）のベクトル位置、より具体的には、アクティブセクタＳＨ１〜ＳＨ６のうちの１つ内の設定電圧ベクトルの位置を制御する。

この設定電圧ベクトル（数６）は、常に、六角形の６つのアクティブセクタＳＨ１〜ＳＨ６のうちの１つ内に位置している。

したがって、その位置を決定するために、arctan（Ｖ^*ｙ／Ｖ^*ｘ）に等しい、設定電圧ベクトルの位相が計算される。次に、この値が、設定電圧ベクトルの位相と比較される。例えば、０°＜（設定電圧ベクトルの位相）＜６０°の場合には、設定電圧ベクトルは、第１のアクティブセクタ内に位置している。

次に、図２ｃに示されているように、設定電圧ベクトル（数６）は、その設定電圧ベクトルが位置しているアクティブセクタを作り上げている、２つの隣接し合うアクティブ制御ベクトル上に分解される。

一例においては、図２ｃに示されているように、設定電圧ベクトル（数６）は、その設定電圧ベクトルが位置している第１のアクティブセクタＳＨ１を作り上げている、２つの隣接し合うアクティブ制御ベクトル（数１）および（数５）上に分解される。

この分解によって、次の式（数１４）にしたがって、ｔｉおよびｔｊを決定することが可能になる。ｉおよびｊは、ｉが１〜５の整数であり、かつ、ｊ＝ｉ＋１であるか、または、ｉ＝６で、かつ、ｊ＝１である。

上述の式において、Ｔｓは、インバータが制御される期間であり、ｔｉおよびｔｊは、期間Ｔｓのうちで、隣接し合うアクティブ制御ベクトル（数１５）および（数１６）の適用時間に一致する。また、これらのアクティブ制御ベクトルは、前に示したように、設定電圧ベクトル（数６）が位置しているアクティブセクタＳＨｉを定めているアクティブ制御ベクトルである。アクティブセクタＳＨｉは、ｉが１〜５の整数である場合には、隣接し合うアクティブ制御ベクトル（数１５）および（数１７）によって定められるアクティブセクタである。アクティブセクタＳＨ６は、隣接し合うアクティブ制御ベクトル（数２）および（数１）によって定められる。

適用時間ｔｉおよびｔｊが知れれば、すなわち、設定電圧ベクトル（数６）が、その設定電圧ベクトルの位置している、六角形を構成しているアクティブセクタＳＨｉ内で分解された後では、制御ロジック４は、次の表（表２）を用いて、アクティブ制御ベクトルの適用時間およびインバータ１の制御期間に基づいて、対応するアクティブセクタＳＨｉに対して、３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定することができる。

（Ｍｉｎ＝−１）かつ（Ｍａｘ＝１）の場合には、次の表（表３）が当てはまる。

ｔ０は、フリーホイール制御ベクトル（数３）および（数４）の適用時間を表わしている。適用時間ｔ０は、設定電圧ベクトル（数６）が位置しているアクティブセクタＳＨｉに基づいて決定される。設定電圧ベクトル（数６）が第１のアクティブセクタＳＨ１内に位置しているときには、（ｔ０＝Ｔｓ−ｔ１−ｔ２）である。設定電圧ベクトルが第２のアクティブセクタＳＨ２内にあるときには、（ｔ０＝Ｔｓ−ｔ２−ｔ３）である。以下、同様であるが、設定電圧ベクトルが第６のアクティブセクタＳＨ６内にあるときには、（ｔ０＝Ｔｓ−ｔ６−ｔ１）となる。

当然ながら、モジュラントの計算に、他のストラテジーを用いることもできる。

インターセクティブ・ストラテジーまたはバリセントリック・ストラテジーにしたがって、各ブリッジアームのモジュラントが決定された後は、処理は、以下に説明するように進む。

第３のステップにおいて、状態を固定されるブリッジアームが、六角形内の設定電圧ベクトル（数６）の位置に関連付けて、より詳細には、ステータ基準座標系の角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６のうちの１つ内にある設定電圧ベクトルのセクタ位置に関連付けて決定される。この第３のステップは、また、ステップ２２において、制御ロジック４によって行なわれるものである。

設定電圧ベクトル（数６）は、常に、角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６のうちの１つ内で、かつ、内部六角形ゾーンＨ１と六角形リングゾーンＨ２とのうちの１つ内に位置していることに注意されたい。

ステータ基準座標系中の設定電圧ベクトル（数６）のセクタ位置によって、固定されるブリッジアームのハイ状態またはロー状態が決定される。

ブリッジアームの状態の固定とは、そのブリッジアームを与えられた状態に維持することを意味するということに注意されたい。言い換えると、ブリッジアームのスイッチの状態が、変更されることなく維持される。すなわち、ブリッジアームのスイッチングが行われない。

ブリッジアームのハイ状態、ロー状態は、そのブリッジアームの２つのスイッチのうちのどちらが、導通しているかを定めている。このハイ状態およびロー状態は、一般に、便利の良いように定義される。限定することを目的とするものではない一実施形態において、ハイ状態は、インバータの各ブリッジアームのトップに位置しているスイッチが閉じている状態として定義される。また、ロー状態は、そのトップに位置しているスイッチが開いている状態として定義される。同一のブリッジアームの２つのスイッチは、本明細書においては、相補的に働くから、それらの２つのスイッチのうちの一方の状態がわかれば、自動的に、他方のスイッチの状態についての情報が与えられる。

状態を固定されるブリッジアームは、ステータ基準座標系の角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６内の設定電圧ベクトル（数６）のセクタ位置に、次のように依存する。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第１の角度セクタＳＡ１内にあれば、第１のブリッジアームＢ１は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第２の角度セクタＳＡ２内にあれば、第３のブリッジアームＢ３は、ロー状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第３の角度セクタＳＡ３内にあれば、第２のブリッジアームＢ２は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第４の角度セクタＳＡ４内にあれば、第１のブリッジアームＢ１は、ロー状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第５の角度セクタＳＡ５内にあれば、第３のブリッジアームＢ３は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が第６の角度セクタＳＡ６内にあれば、第２のブリッジアームＢ２は、ロー状態に固定される。

第４のステップ３０または４０において、設定電圧ベクトル（数６）は、内部六角形ゾーンＨ１と六角形リングゾーンＨ２とのどちらに位置しているかが決定される。

限定することを目的とするものではない一例において、この決定は、表４にしたがって進めることが可能である。

（Ｍａｘ＝＋１）かつ（Ｍｉｎ＝−１）の場合には、表５が得られる。

設定電圧ベクトル（数６）が、内部六角形ゾーンＨ１内にある場合には、制御ロジック４は、ステップ３０〜３４を適用する。また、設定電圧ベクトル（数６）が、六角形リングゾーンＨ２内にある場合には、制御ロジック４は、ステップ４０〜４４を適用する。

内部六角形ゾーンＨ１：シングルキャリア比較
したがって、設定電圧ベクトル（数６）が内部六角形ゾーンＨ１内にある場合には、次のステップが実行される。

第５のステップ３１において、制御ロジック４は、ステータ基準座標系の角度セクタＳＡ１〜ＳＡ６内の設定電圧ベクトル（数６）の位置に応じて、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３に繰り込まれる中和量Ｖ_n0を決定する。

ブリッジアームＢｊが、ハイ状態に固定される場合には、制御ロジックは、中和量（Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄｊ）を決定する。ブリッジアームＢｊが、ロー状態に固定される場合には、制御ロジックは、中和量（Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄｊ）を決定する。そして、この例においては、（Ｍａｘ＝＋１）かつ（Ｍｉｎ＝−１）が選択される。ｊは、１〜３の整数である。

第６のステップ３２において、制御ロジック４は、決定した中和量Ｖ_n0を用いて、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を更新する。この更新は、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３に中和量Ｖ_n0を足し合わせることによって行われる。

したがって、例えば、第１のブリッジアームＢ１が、ハイ状態に固定される場合には、３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３に加えられる中和量Ｖ_n0は、（１−ｍｏｄ１）に等しい。このようにすると、新しいｍｏｄ１として値（＋１）、ｍｏｄ２として値（ｍｏｄ２＋１−ｍｏｄ１）、ｍｏｄ３として値（ｍｏｄ３＋１−ｍｏｄ１）が得られる。

第７のステップ３３において、制御ロジック４は、少なくとも１つのキャリアを決定する。インバータ１のブリッジアームのスイッチのスイッチング周波数を調整することができるように、このキャリアは、マイクロプロセッサ８の周期に等しい周期、例えば、２０ｋＨｚのスイッチング周波数を与えるように５０マイクロ秒の周期で繰り返される信号である。制御ロジック４は、さらに、ブリッジアームが存在するのと同じ数のキャリアを決定することができる。この場合には、ブリッジアームの各モジュラントが、対応するキャリアと比較される。このようにして、制御ベクトルの各々の総適用時間を変更することなく、各順序において適用される一連の制御ベクトルと適用時間とを変更することができる。

この例においては、制御ロジック４は、３つのブリッジアームに対するシングルキャリアを決定する。モジュラントと、インバータ１の制御期間Ｔｓに応じて、対応するブリッジアーム上に発生するパルスの平均値との間の線形性を満たすために、このキャリアは三角形である。例えば、このキャリアの期間Ｔｓはマイクロプロセッサ８の周期である。

図４の例においては、この三角形は、それぞれ、その頂点と底辺に対応する、第１の最大値Ｍａｘ（この場合には、１に等しい）と、第２の最小値Ｍｉｎ（この場合には、−１に等しい）との間に選ばれている。

限定することを目的とするものではない第一の変形例において、このキャリアは二等辺三角形である。これによって、チョッピング期間の半分の位置に、パルスの中心がくるようにすることができる。これによって、相電流の高調波歪みが減る。したがって、多相負荷の駆動の精度が、より良くなる。

さらに、限定するものではないが、頂点は上方を向いている。すなわち、頂点は、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）に位置しており、また、底辺は、第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に位置している。

第２の変形例において、このキャリアは、パルス幅でないにしても、マイクロプロセッサ８の１周期内でパルスの位置を変更することを可能にする任意の三角形であってもよい。

別の一変形例において、キャリアは、マイクロプロセッサ８の周期に等しい周期を有する、一連の三角形であってもよい。これは、事実上、モジュラントの規則的なサンプリングに相当する。

その後、制御ロジック４は、キャリアと、中和量Ｖ_n0で更新された３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３とを比較する。その比較の一例が図４に示されており、また、後述される(より詳細については、下記のシングルキャリアとの比較に関するパラグラフを参照のこと）。

この比較にしたがって、制御ロジック４は、第８のステップ３４において、インバータ１の３つのブリッジアームの各々に適用される制御階級（より詳細には、一連の制御ベクトルを決定する制御階級の組み合わせ）を決定する。この制御階級は、ブリッジアームのスイッチのスイッチング関数ＳＣである。

したがって、この中和量Ｖ_n0変動技術を用いて、更新された新しいモジュラント間の単純な比較を行うことによって、損失という観点で、インバータ１に対する外力を減らすことが可能になる。インバータ１に対する外力のこの減少は、スイッチング損失を抑える。これは、この技術がブリッジアームの状態の固定を可能にするからである。

内部六角形Ｈ１内では、設定電圧ベクトル（数６）のノルムは小さく、電源電流の平均値は低く、そして、フリーホイール制御ベクトルの使用が必須であるために、デカップリングコンデンサの実効電流値は改善されないということに注意されたい。

六角形リングゾーンＨ２：ダブルキャリアとの比較
設定電圧ベクトル（数６）が、六角形リングゾーンＨ２内にある場合には、次のステップが実行される。

ステップ４１および４２において、制御ロジック４は、設定電圧ベクトル（数６）が位置しているゾーンＨに関係なく、モジュラントに加えるための中和量を決定するために、ステップ３１および３２における方法と同じ方法を適用する。

第７のステップ４３において、制御ロジック４は、ダブルキャリアを決定する。このダブルキャリアは、マイクロプロセッサ８の周期に等しい期間を有する２つの信号によって形成される。

図５の例においては、このダブルキャリアは、第１の最大値Ｍａｘに位置している頂点を有する三角形の形状の第１のキャリア、および、第２の最小値Ｍｉｎに位置している頂点を有する三角形の形状の第２のキャリアを備えている。第１のキャリアの三角形の頂点と第２のキャリアの三角形の頂点とは、互いに対して垂直方向に位置している。限定することを目的とするものではない第１の変形例において、第１のキャリアおよび第２のキャリアは、二等辺三角形である。これらの２つのキャリアの期間は、インバータ１の制御期間である。

別の一変形例において、パルス幅でないにしても、インバータの制御期間内で、パルスの位置を変更することを可能にする任意の２つの三角形によって、これらの２つのキャリアを形成してもよい。

この場合にも、別の一変形例において、これらの２つのキャリアは、一連の三角形であってもよい。

図５を用いて、より詳細に示されているように、その後、制御ロジック４は、状態を固定されるブリッジアームに対応していないモジュラントの各々と、２つのキャリアのうちの一方との比較を行う（より詳細については、下記のダブルキャリアとの比較に関するパラグラフを参照のこと）。

この比較にしたがって、制御ロジック４は、第８のステップ４４において、インバータ１の３つのブリッジアームの各々に対する制御階級（より詳細には、一連の制御ベクトルを決定するための制御階級の組み合わせ）を決定する。これらの制御階級は、ブリッジアームのスイッチのスイッチング関数ＳＣである。

制御ロジック４は、ステップ４４で決定された制御階級を表わす一連の制御ベクトルを、インバータに適用する。

ダブルキャリアの使用によって、フリーホイール制御ベクトルの使用を避けることが可能になり、それによって、デカップリングコンデンサの実効電流値を減らすことができる。

Ｎ＝２に限定することによって、機械の相中の電流の測定が必要ではなくなり、したがって、いくつかの電流センサを節約することができることに注意されたい。さらに、六角形内の設定電圧ベクトルの特定が、より単純になる。しかしながら、アルゴリズムのこの単純化は、状態を固定されるブリッジアームの非最適選択という結果に反映され、したがって、Ｎ＝３の場合に比して、スイッチング損失という観点で、その利得の減少を、より不明確にするという効果を与える。

３ゾーンへの六角形の分解（Ｎ＝３）
図３ａは、Ｎ＝３であるときに、図１ａに示されている手段を動作させる、本発明による一方法を示している。Ｎを増すことによって、多相負荷３中の相電流を表わす電流ベクトル（数１８）の位置に応じて、状態を固定されるブリッジアームの最適選択を行って、スイッチング損失をさらに減らすことが可能になる。

この場合には、六角形は、図３ｂに示されているように、次の３つのゾーンを有する。

− 六角形リングによって囲まれている内部六角形ゾーンＨ１である第１のゾーン。

− 六角形リングと、六角形の一つおきの頂点を結んで形成される２つの正三角形との重なり部分からなる第２のゾーンＨ３。この第２のゾーンＨ３は、三角形の連結によって構成されている。図３ｂの例においては、第２のゾーンＨ３は、６つの内側三角形ＴＩによって形成されている。各内側三角形ＴＩｉ（ｉは、１〜６の範囲の整数）は、アクティブ制御ベクトル（数１５）が通っている三角形である。

− 六角形リングにおける、第２のゾーンの補集合である第３のゾーンＨ４。この第３のゾーンＨ４は、三角形の連結によって構成されている。図３ｂの例においては、第３のゾーンＨ４は、６つの外側三角形ＴＥによって形成されている。各外側三角形ＴＥｉ（ｉは、１〜５の範囲の整数）の底辺は、アクティブ制御ベクトル（数１５）と（数１７）との先端を結ぶ線分によって形成されている。また、外側三角形ＴＥ６の底辺は、制御ベクトル（数２）と（数１）との先端を結ぶ線分によって形成されている。

Ｎ＝３のときにインバータの制御階級を決定する方法は、図３ａに示されているように、次のように実行される。

第１のステップ５０において、制御ロジック４は、インバータの３つのブリッジアームの各々の３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*を取得する。限定することを目的とするものではない一例において、これらの３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*は、多相負荷３に印加される電圧である。

第２のステップ５１において、制御ロジック４は、Ｎ＝２のときの例で前述したように、インターセクティブ・ストラテジーまたはバリセントリック・ストラテジーによって、インバータ１の各ブリッジアームに対して、対応するモジュラントを決定する。

第３のステップにおいて、制御ロジック４は、Ｎ＝２のときの例で前述したように、例えばクラーク変換を用いて、３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*から、設定電圧ベクトル（数６）を決定する。

第４のステップ５２において、制御ロジックは、六角形内の設定電圧ベクトル（数６）の位置を決定する。この設定電圧ベクトル（数６）は、常に、六角形の３つのゾーン（内部六角形ゾーンＨ１、第２のゾーンＨ３、および第３のゾーンＨ４）のうちの１つ内にある。

限定することを目的とするものではない一例において、この決定を、次の表（表６）にしたがって進めることが可能である。

（Ｍａｘ＝＋１）かつ（Ｍｉｎ＝−１）の場合には、次の表（表７）が得られる。

設定電圧ベクトル（数６）が、六角形の第１のゾーンである内部六角形ゾーンＨ１内にある場合には、制御ロジック４は、ステップ７０〜７５を適用する。設定電圧ベクトル（数６）が、六角形の第２のゾーンＨ３内にある場合には、制御ロジック４は、ステップ６０〜６４を適用する。また、設定電圧ベクトル（数６）が、六角形の第３のゾーンＨ４内にある場合には、制御ロジック４は、ステップ８０〜８５を適用する。

第２のゾーンＨ３：ダブルキャリア比較
ステップ６０〜６４においては、設定電圧ベクトル（数６）は、第２のゾーンＨ３内にある。この場合には、第５のステップ６１において、制御ロジック４は、状態を固定されるブリッジアームを決定する。その決定は、設定電圧ベクトル（数６）が、６つの内側三角形ＴＩｉのうちのどれに位置するかということに依存する。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ１内にある場合には、第１のブリッジアームＢ１は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ２内にある場合には、第３のブリッジアームＢ３は、ロー状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ３内にある場合には、第２のブリッジアームＢ２は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ４内にある場合には、第１のブリッジアームＢ１は、ロー状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ５内にある場合には、第３のブリッジアームＢ３は、ハイ状態に固定される。

− 設定電圧ベクトル（数６）が、内側三角形ＴＩ６内にある場合には、第２のブリッジアームＢ２は、ロー状態に固定される。

第６のステップにおいて、制御ロジック４は、設定電圧ベクトル（数６）の位置に応じて、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３に繰り込まれる中和量Ｖ_n0を決定する。ブリッジアームＢｊが、ハイ状態に固定されることになった場合には、制御ロジックは、中和量（Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄｊ）を決定する。ｊは、１〜３の範囲の整数である。また、ブリッジアームＢｊが、ロー状態に固定されることになった場合には、制御ロジックは、中和量（Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄｊ）を決定する。このステップも、図３ａに示されているステップ６１の間に実行される。示されている例においては、（Ｍａｘ＝＋１）かつ（Ｍｉｎ＝−１）である。

第７のステップ６２において、制御ロジック４は、与えられた中和量Ｖ_n0を加えることによって、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を更新する。

第８のステップ６３において、制御ロジックは、ダブルキャリアを決定する。限定することを目的とするものではない図５の例において、このダブルキャリアは、上方を向いた頂点を有する二等辺三角形の形状の第１のキャリア９１、および、下方を向いた頂点を有する二等辺三角形の形状の第２のキャリア９２を有する。第１のキャリアの三角形の頂点と第２のキャリアの三角形の頂点とは、互いに対して垂直方向にある。

制御ロジック４は、状態を固定されたブリッジアームに対応していないモジュラントの各々と、２つのキャリアのうちの一方とを比較する。

この比較にしたがって、第９のステップ６４において、制御ロジック４は、インバータの３つのブリッジアームの制御階級を決定する。そして、制御ロジック４は、ステップ６４において決定された制御階級によってもたらされる一連の制御ベクトルを、インバータに適用する。

内部六角形ゾーンＨ１：シングルキャリア比較、第３のゾーンＨ４：ダブルキャリア比較
設定電圧ベクトル（数６）が、第１のゾーンである内部六角形ゾーンＨ１、または、第３のゾーンＨ４内にある場合には、制御ロジック４は、図３ａに示されているように、状態を固定されるブリッジアームを決定するために、同じ方法を適用する（ステップ７１〜７３および８１〜８３）。

ステップ７０〜７５または８０〜８５において、設定電圧ベクトル（数６）は、それぞれ、六角形の内部六角形ゾーンＨ１または第３のゾーンＨ４内にある。この場合には、制御ロジック４は、電流ベクトル（数１８）から、状態を固定されるブリッジアームを決定する。ブリッジアームの状態の固定によって、スイッチのスイッチング損失を減らすことが可能になる。

このために、限定することを目的とするものではない第１の変形実施形態において、図３ａのステップ７１または８１で、制御ロジック４は、最初に、３つのブリッジアームの３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３の間の階級関係にしたがって、３つのブリッジアームから、状態を固定する候補となる２つのブリッジアームを選択する。この階級関係は、限定することを目的とするものではない一例において、比較に基づいて決定される。例えば、３つのモジュラントの比較に基づいて選択される２つのブリッジアームは、最大モジュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアーム、および、最小モジュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームである。中間モジュラントに対応するブリッジアーム以外の１つのブリッジアームの状態を固定して、それによって、平均化された設定電圧ベクトル（数６）を発生させることを可能にすることなしに、中間モジュラントに対応するブリッジアームの状態を固定することはできない。１つのアクティブ制御ベクトルと１つのフリーホイール制御ベクトルしか利用可能でないからである。

モジュラントの計算方法（本明細書においては、インターセクティブ・ストラテジーまたはバリセントリック・ストラテジー）が何であろうと、モジュラントと、対応するスカラー電圧設定値との間に存在する関係によって、３つのモジュラント間の階級関係は、３つのスカラー電圧設定値間の階級関係と同じであるから、限定することを目的とするものではない第２の変形実施形態において、制御ロジック４は、３つのスカラー電圧設定値Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*の間の比較にしたがって、状態を固定する候補となる２つのブリッジアームを選択する。選択される２つのブリッジアームは、最大スカラー電圧設定値を有するブリッジアーム、および、最小スカラー電圧設定値を有するブリッジアームである。

残りのステップに対しては、第１の変形例の構成が採用される。

制御ロジック４は、ステップ７２または８２において、前に選択された２つのブリッジアームから、状態を固定されるブリッジアームを選ぶ。制御ロジック４は、最初に、最大モジュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアームに対する相電流Ｉ_M、次に、最小モジュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームに対する相電流Ｉ_mを決定する。状態を固定されるブリッジアームを決定するために、制御ロジック４は、これらの２つの相電流Ｉ_MとＩ_mとの絶対値を比較する。制御ロジック４は、相電流の絶対値が、より大きいほうのブリッジアームの状態を固定する。選択されたブリッジアームが、最大モジュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアームである場合には、このブリッジアームは、ハイ状態に固定される。選択されたブリッジアームが、最小モジュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームである場合には、このブリッジアームは、ロー状態に固定される。

ステップ７３または８３において、制御ロジック４は、比較結果にしたがって、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３に繰り込まれる中和量Ｖ_n0を決定する。

最小モジュラントｍｏｄ_mの相電流Ｉ_mの絶対値が、最大モジュラントｍｏｄ_Mの相電流Ｉ_Mの絶対値よりも大きい場合には、制御ロジック４は、第２の最小値Ｍｉｎから最小モジュラントｍｏｄ_mを引いた値に等しい中和量Ｖ_n0を決定する。中和量Ｖ_n0は、（Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄ_m）である。限定することを目的とするものではない本例において、第２の最小値Ｍｉｎは、（−１）に等しい。

反対の場合には、制御ロジック４は、第１の最大値Ｍａｘから最大モジュラントｍｏｄ_Mを引いた値に等しい中和量Ｖ_n0を決定する。中和量Ｖ_n0は、（Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄ_M）である。限定することを目的とするものではない本例において、第１の最大値Ｍａｘは、（＋１）に等しい。

１つのブリッジアームの状態を固定するために決定された、この中和量を加えることによって、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３が更新される。

さらに、限定することを目的とするものではない第１の変形例によれば、最小モジュラントｍｏｄ_mの相電流の絶対値｜Ｉ_m｜が、最大モジュラントｍｏｄ_Mの相電流の絶対値｜Ｉ_M｜に等しい場合に、中和量Ｖ_n0は、（−１−ｍｏｄ_m）に等しい。図３ａは、この第１の変形例を示している。

限定することを目的とするものではない第２の変形例によれば、最小モジュラントｍｏｄ_mの相電流の絶対値｜Ｉ_m｜が、最大モジュラントｍｏｄ_Mの相電流の絶対値｜Ｉ_M｜に等しい場合に、中和量Ｖ_n0は、（１−ｍｏｄ_M）に等しい。

ステップ７４または８４において、制御ロジック４は、更新されたモジュラントのそれぞれと、シングルキャリア・システムまたはダブルキャリア・システムとを比較する。

シングルキャリア・システム（より詳細については、下記の、シングルキャリアとの比較に関するパグラフを参照のこと）については、制御ロジック４は、キャリアと、３つの更新されたモジュラントとを比較する。この比較にしたがって、制御ロジック４は、ステップ７５において、インバータの３つのブリッジアームに対する制御階級を決定する。

インバータ１によって多相負荷３に印加される、平均化された設定電圧ベクトル（数６）を発生させて、多相負荷３を駆動するために、制御ロジック４は、ステップ７５で決定された制御階級を表わす一連の制御ベクトルを、インバータに適用する。

ダブルキャリア・システム（より詳細については、下記の、ダブルキャリアとの比較に関するパラグラフを参照のこと）については、制御ロジック４は、スイッチングする（状態を変更しなければならない）ブリッジアームに対応する２つの更新されたモジュラントと、２つのキャリア（１ブリッジアーム当たり１つの）とを比較する。

インバータ１によって多相負荷３に印加される、平均化された設定電圧ベクトル（数６）を発生させて、多相負荷３を駆動するために、この比較にしたがって、制御ロジック４は、ステップ８５において、制御階級、すなわち、インバータの３つのブリッジアームのスイッチング関数ＳＣを決定する。

制御ロジック４は、ステップ８５で決定された制御階級を表わす一連の制御ベクトルを、インバータに適用する。

これらの制御階級は、ブリッジアームのスイッチのスイッチング関数ＳＣである。

Ｎ＝３の場合には、相電流が知れれば、内部六角形ゾーンＨ１および第３のゾーンＨ４において、状態を固定されるブリッジアームの最適な選択を行なうことが可能になることに注意されたい。内側三角形（第２のゾーンＨ３）においては、相電流値の検討なしで、ブリッジアームの状態の固定が行われる。しかしながら、これによって、ダブルキャリア・システムの使用が可能になり、したがって、デカップリングコンデンサの実効電流を減らすことが可能になる。

シングルキャリアとの比較
このパラグラフでは、インバータのブリッジアームに送られる制御階級を決定するためのシングルキャリアの使用について詳細に説明する。このシングルキャリアは、その期間がチョッピング期間である信号である。制御ロジック４は、さらに、存在するブリッジアームと同数のシングルキャリアを決定することができる。この場合には、ブリッジアームのモジュラントの各々は、対応するシングルキャリアと比較される。これらのシングルキャリアは、互いに相異なっていてもよい。

図４の例においては、制御ロジック４は、３つのブリッジアームに対して、１つだけのシングルキャリアしか決定しない。モジュラントと、インバータ１の制御期間Ｔｓにわたって、対応するブリッジアーム上に発生するパルスの平均値との間の線形性を満たすために、このシングルキャリア９０は三角形である。図４の例においては、この三角形は、それぞれ、その頂点と底辺に対応する、第１の最大値Ｍａｘ（この場合には、１に等しい）と、第２の最小値Ｍｉｎ（この場合には、−１に等しい）との間に選ばれている。限定することを目的とするものではない一実施形態において、このシングルキャリア９０は二等辺三角形である。さらに、限定するものではないが、頂点は上方を向いている、すなわち、頂点は、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）に位置しており、また、底辺は、第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に位置している。

別の一実施形態において、このシングルキャリア９０は、パルス幅でないにしても、チョッピング期間内で、パルスの位置、または、パルスの極性（頂点が下方を向く）を変更することを可能にする任意の三角形であってよい。

別の一実施形態において、シングルキャリア９０は、インバータ１のチョッピング期間Ｔｓに等しい期間を有する、一連の三角形であってもよい。

このシングルキャリア９０は、さらに、その頂点が下方を向いている、すなわち、頂点が、第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に位置しており、また、底辺が、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）に位置している三角形であってもよい。

インバータ１の出力電圧範囲を拡張するように、また、それによって、キャリアの期間範囲をも拡張するようにインバータを用いる場合には、チョッピング期間Ｔｓは、必ずしも一定でないことに注意されたい。この範囲拡張は、多相負荷３によって発生する音響ノイズを変化させる。

図４は、シングルキャリア９０と、中和量Ｖ_n0によって更新された３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３との間の比較を示している。

図４において、第１のタイミング図は、Ｘ軸が時間、Ｙ軸が正規化された電圧値を表わしている２軸を有しており、他の３つのタイミング図は、それぞれ、Ｘ軸が時間、Ｙ軸が３つのブリッジアームＢ１、Ｂ２、Ｂ３の各々のスイッチング関数ＳＣを表わしている２軸を有している。

図４の例において、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３は、それぞれ、ブリッジアームＢ１、Ｂ２、Ｂ３に対して計算されている。

モジュラントｍｏｄ３は、図４の例においては、３つのモジュラントのなかで最も小さなモジュラントであり、モジュラントｍｏｄ１は、最も大きなモジュラントである。最大モジュラントｍｏｄ_Mは、モジュラントｍｏｄ１に等しい。この場合には、絶対値において、ブリッジアームＢ１の電流Ｉ１が、ブリッジアームＢ３の電流Ｉ３より大きいので、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ１の状態を固定する。したがって、３つのモジュラントに加えられる中和量は、（Ｖ_n0＝１−ｍｏｄ１）である。ハイ状態に固定されたブリッジアームＢ１の更新されたモジュラントは、（＋１）に等しい。

図４に示されているように、ハイ状態に固定されたブリッジアームＢ１と、三角形のシングルキャリア９０との交差は、ある長さの時間間隔を形成する交差ではなくて、一点における交差〔三角形のシングルキャリアとモジュラント（ｍｏｄ１＋Ｖ_n0）との交点がシングルキャリアの頂点〕である。したがって、ブリッジアームＢ１は、その状態を変えない。

シングルキャリア９０と更新されたモジュラントとの間の比較によって、インバータに適用される一連の制御階級、すなわちスイッチング関数ＳＣを定めることが可能になる。したがって、更新されたモジュラントとシングルキャリア９０との交点は、スイッチングされるブリッジアームＢ２およびＢ３の各々に対するパルスタイプ（立ち上がりエッジ：ハイスイッチを閉じて、ロースイッチを開く；立ち下がりエッジ：ハイスイッチを開いて、ロースイッチを閉じる）の制御を決定する。その結果、制御ロジック４は、一連の制御ベクトルによってインバータを制御する。

したがって、時刻ｔ０において、ブリッジアームＢ１は、ハイ状態に固定されており、中和量Ｖ_n0によって更新されたそのモジュラントは、電圧値（正規化された）が（＋１）の水平直線を示す。この時刻ｔ０において、ブリッジアームＢ２およびＢ３の更新されたモジュラントは、シングルキャリア９０の外側に位置している、すなわち、シングルキャリア９０と交差せずに、シングルキャリア９０によって形成される三角形の外側に位置している。これらの２つのブリッジアームのスイッチは、ハイ状態にある。ブリッジアームＢ２およびＢ３の更新されたモジュラントがシングルキャリア９０の外側に位置している時間間隔では、対応するスイッチング関数は（＋１）に等しい。したがって、これらの２つのブリッジアームは、ハイ状態のままである。したがって、これらの２つのブリッジアームは、状態を変更しない。

時刻ｔ１において、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の一方の側辺に遭遇する。制御ロジック４は、ブリッジアームＢ３に制御階級（スイッチング関数ＳＣ）を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ３の状態をスイッチングする。ブリッジアームＢ３は状態を変更し、したがって、ロー状態になる。

時刻ｔ２において、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の一方の側辺に遭遇する。制御ロジック４は、ブリッジアームＢ２に制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ２の状態をスイッチングする。したがって、ブリッジアームＢ２は状態を変更して、ロー状態になる。

ｔ２〜ｔ３の時間間隔では、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の三角形の内側に位置している、すなわち、シングルキャリア９０と交差せずに、シングルキャリア９０によって形成される三角形の内側に位置している。この時間間隔の全体にわたって、ブリッジアームＢ２は、ロー状態のままである。

時刻ｔ３において、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の他方の側辺に遭遇する。この瞬間をもって、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ２に制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ２を、ハイ状態にスイッチングする。

ｔ１〜ｔ４の時間間隔では、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の三角形の内側に位置している。この時間間隔の全体にわたって、ブリッジアームＢ３は、ロー状態のままである。

時刻ｔ４において、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、シングルキャリア９０の他方の側辺に遭遇する。この瞬間をもって、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ３に制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ３を、ハイ状態にスイッチングする。

ダブルキャリアとの比較
このパラグラフでは、インバータのブリッジアームに送られる制御階級を決定するためのダブルキャリアの使用について詳細に説明する。図５の例において、このダブルキャリアは、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）および第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に、それぞれ、位置する頂点および底辺を有する二等辺三角形の形状の第１のキャリア９１、および、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）および第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に、それぞれ、位置する底辺および頂点を有する二等辺三角形の形状の第２のキャリア９２から成っている。

図５は、第１のキャリア９１および第２のキャリア９２と、中和量Ｖ_n0によって更新された３つのモジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３との間の比較を示している。図５の例において、モジュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３は、それぞれ、ブリッジアームＢ１、Ｂ２、Ｂ３に対して計算されている。モジュラントｍｏｄ３は、図５の例において、３つのモジュラントのなかで最も小さなモジュラントである。１つのブリッジアーム、この場合には第１のブリッジアームＢ１が状態を固定されており、マイクロプロセッサの１周期の間、状態を変更しない。したがって、このブリッジアームに対応するモジュラントと、第１のキャリア９１または第２のキャリア９２との比較によって、このブリッジアームの状態変化は生じない。残りの他の２つのブリッジアームＢ２およびＢ３は、それらのモジュラントを、それぞれ、相異なるキャリアと比較される、すなわち、それぞれ、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）および第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に、それぞれ、位置する頂点および底辺を有する三角形タイプの第１のキャリア９１、および、第１の最大値（Ｍａｘ＝＋１）および第２の最小値（Ｍｉｎ＝−１）に、それぞれ、位置する底辺および頂点を有する三角形タイプの第２のキャリア９２と比較される。

どちらのキャリアでも区別なく、状態をスイッチングされるブリッジアームに対応する、どちらのモジュラントとも組み合わせることができる。それによって、求める結果が変化することはない、図５の例においては、制御ロジック４は、第１のキャリア９１でブリッジアームＢ２を、第２のキャリア９２でブリッジアームＢ３を変調する。これらの選択は、もちろん、逆にすることもできる。

図５の例の場合には、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ１を、ハイ状態に固定している。したがって、３つのモジュラントに加えられる中和量Ｖ_n0は、（Ｖ_n0＝１−ｍｏｄ１）である。状態を固定されたブリッジアームＢ１は、（＋１）に等しい、更新されたモジュラントを有している。

図５に示されているように、状態を固定されているブリッジアームＢ１の更新されたモジュラントと、上方を向いた頂点を有する三角形の第１のキャリア９１との交差は、ある長さの時間間隔を有する交差ではなくて、一点における交差である。したがって、ブリッジアームＢ１は、状態を変更しない。どのようなキャリアが用いられても、キャリアと更新されたモジュラントとの交差は、一点だけであり、したがって、対応するブリッジアームの状態は、そのまま固定され続けることに注意されたい。

図５のこの例においては、ブリッジアームＢ２は、第１のキャリア９１と比較され、一方、ブリッジアームＢ３は、第２のキャリア９２と比較される。

時刻ｔ０において、ブリッジアームＢ２の更新されたモジュラントは、第１のキャリア９１の外側に位置しており、ここでは、ブリッジアームＢ２はハイ状態にある。ブリッジアームＢ３の更新されたモジュラントは、下方を向いた頂点を有する三角形の第２のキャリア９２の外側に位置している。ここでは、ブリッジアームＢ３はロー状態にある。

時刻ｔ１において、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、第１のキャリア９１の一方の側辺に遭遇する。制御ロジック４は、ブリッジアームＢ２に、制御階級（スイッチング関数ＳＣ）を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ２の状態をスイッチングする。ブリッジアームＢ２はロー状態になる。

時刻ｔ２において、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、第２のキャリア９２の一方の側辺に遭遇する。制御ロジック４は、ブリッジアームＢ３に、制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ３の状態をスイッチングする。ブリッジアームＢ３はハイ状態になる。

ｔ２〜ｔ３の時間間隔においては、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、第２のキャリア９２の三角形の内側に位置する。この時間間隔の全体を通じて、ブリッジアームＢ３はハイ状態のままである。

時刻ｔ３において、モジュラント（ｍｏｄ３＋Ｖ_n0）は、第２のキャリア９２の他方の側辺に遭遇する。この瞬間をもって、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ３に、制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ３を、ロー状態にスイッチングする。

ｔ１〜ｔ４の時間間隔においては、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、第１のキャリア９１の三角形の内側に位置する。この時間間隔の全体にわたって、ブリッジアームB２はロー状態のままである。

時刻ｔ４において、モジュラント（ｍｏｄ２＋Ｖ_n0）は、第１のキャリア９１の他方の側辺に遭遇する。この瞬間をもって、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ２に、制御階級を送る。この制御階級は、ブリッジアームＢ２を、ハイ状態にスイッチングする。

この中和量Ｖ_n0変動技術を用いて、更新された新しいモジュラント間の単純な比較を行うことによって、損失という観点で、インバータ１に対する外力を減らすことが可能になる（常に、１つのブリッジアームの状態が固定されており、そのために、そのブリッジアームの状態のスイッチングに伴う損失が抑えられるから）ことに注意されたい。インバータ１に対する外力のこの減少は、スイッチング損失を制限する。これは、シングルキャリアの場合にもダブルキャリアの場合にも有効である。

最後に、ダブルキャリアを用いることによって、フリーホイール制御ベクトルが、もはや用いられなくなるために、フィルタリングキャパシタの実効電流をさらに減らすことが可能になり、したがって、インバータの上流の電圧Ｕｄｃを安定化させることが可能になり、したがって、直流側のデカップリングコンデンサ７のサイズを縮小することが可能になる。

モジュラントと三角形のキャリアとの間の交差方法によって制御階級を定めるということは、インバータの制御階級が、２状態（２階級）であるということを意味していることに注意されたい。さらに、モジュラントの値によって、生じるパルスの幅は可変である。したがって、これは、パルス幅変調、および、したがって、ＰＷＭによるインバータの駆動である。これは、図４および図５に示されているものである。

ダブルキャリアとの比較をなす全ての事例は、当然ながら、それに代えて、シングルキャリアとの比較をなすことも可能であるが、そうすることは、特にデカップリングコンデンサの実効電流を減らすという点で、有利ではないことに注意されたい。

さらに、シングルキャリアとの比較（Ｎ＝２または３の場合の内部六角形ゾーンＨ１）をなす事例は、それに代えて、ダブルキャリアとの比較をなすことも可能である。しかしながら、その場合にも、フリーホイール制御ベクトルは用いられることになる。

最後に、本明細書に説明されている本発明の方法は、定常状態でも動的状態でも機能する。これは、本発明の方法が、相電流の時間変化を考慮に入れていないために、動的状態にも機能するからである。相電流は、瞬間的に考察されるだけである。したがって、相電流は、本明細書においては、離散的に機能させられている。

本発明による方法を実行する手段を示すブロック図である。 本発明による方法で用いられるステータ基準座標系を示す図である。 本発明による方法の第１の実施形態を説明するフローチャートである。 本発明による方法の第１の実施形態で用いられるステータ基準座標系を示す図である。 本発明による方法の第１の実施形態で用いられる、設定電圧ベクトルのベクトル位置を示す図である。 本発明による方法の第２の実施形態を説明するフローチャートである。 本発明による方法の第２の実施形態で用いられるステータ基準座標系を示す図である。 本発明の方法による、モジュラントと三角形形状のシングルキャリアとの比較を示すタイミング図である。 本発明の方法による、モジュラントと三角形形状のダブルキャリアとの比較を示すタイミング図である。

符号の説明

１ 多相パワーブリッジ（インバータ）
２ 直流バス
３ 多相負荷
４ 制御ロジック
５ 直流電圧源
６ デバイス
７ デカップリングコンデンサ
８ マイクロプロセッサ
９ プログラムメモリ
１０ 入出力インターフェイス
１１ バス
１２〜１８ エリア
９０ シングルキャリア
９１ 第１のキャリア
９２ 第２のキャリア
Ｈ１ 内部六角形ゾーン
Ｈ２ 六角形リングゾーン
Ｈ３ 第２のゾーン
Ｈ４ 第３のゾーン
ＳＡ１〜ＳＡ６ 角度セクタ
ＳＨ１〜ＳＨ６ アクティブセクタ

Claims (13)

1. いくつかの相を有する電気負荷（３）を制御するためのパワーブリッジ（１）の駆動方法であって、前記パワーブリッジ（１）は、１相当たり少なくとも１つの、いくつかのブリッジアーム（Ｂ１、…、Ｂ３）を介して前記電気負荷（３）に接続されるように、かつ、スイッチング関数（ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３）によって駆動されるように作られており、前記スイッチング関数は、前記電気負荷を制御するための制御ベクトル（Ｖ０，…，Ｖ７）を決定し、この制御ベクトル（Ｖ０，…，Ｖ７）は、フリーホイール制御ベクトル（Ｖ０，…，Ｖ７）とアクティブ制御ベクトル（Ｖ１，…，Ｖ６）とに小区分されている、パワーブリッジ（１）の駆動方法において、
   − 前記フリーホイール制御ベクトル（Ｖ０，…，Ｖ７）に対応するスイッチング関数の数が限られた、スイッチング関数の組み合わせを生成する、スイッチング関数の第１の生成方法、または、前記アクティブ制御ベクトル（Ｖ１，…，Ｖ６）に対応するスイッチング関数のみの組み合わせを生成する、スイッチング関数の第２の生成方法を選択するステップであって、この生成方法は、与えられた設定電圧ベクトル（Ｖ＊）に応じて定められるものであり、かつスカラー電圧設定値（Ｖ１*、Ｖ２*、Ｖ３*）から、各ブリッジアームに付随するモジュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）を決定するステップを含んでいるステップと、
   − 生成されたスイッチング関数の組み合わせから、一連の制御ベクトルを生成するために、前記選択された生成方法を適用するステップとを有し、
   前記スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、中和量によって更新されたモジュラントとキャリアとを比較するステップを含み、各モジュラントは、それぞれ、１つのブリッジアームに付随しており、前記比較によって、前記パワーブリッジを駆動するスイッチング関数（ＳＣ）が定められることを特徴とする、パワーブリッジ（１）の駆動方法。
2. 前記スイッチング関数の第２の生成方法が選択され、かつ前記キャリアはダブルキャリアであることを特徴とする、請求項１に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
3. 前記ダブルキャリアは、２つのシングルキャリア（９１、９２）を有すること、および、少なくとも１つのモジュラントは、これら２つのシングルキャリア（９１、９２）のうちの一方だけと比較されることを特徴とする、請求項２に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
4. 前記平面領域は、ステータ基準座標系内に定められ、このステータ基準座標系は、複数の角度セクタ（ＳＡ１〜ＳＡ６）に区分されること、および、前記スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、該角度セクタ（ＳＡ１〜ＳＡ６）の１つ内の前記設定電圧ベクトル（数５）の位置に応じて、ハイ状態またはロー状態に固定されるブリッジアームを決定するステップをさらに含んでいることを特徴とする、請求項３に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
5. − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第１の角度セクタ（ＳＡ１）内にある場合には、第１のブリッジアーム（Ｂ１）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第２の角度セクタ（ＳＡ２）内にある場合には、第３のブリッジアーム（Ｂ３）がロー状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第３の角度セクタ（ＳＡ３）内にある場合には、第２のブリッジアーム（Ｂ２）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第４の角度セクタ（ＳＡ４）内にある場合には、前記第１のブリッジアーム（Ｂ１）がロー状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第５の角度セクタ（ＳＡ５）内にある場合には、前記第３のブリッジアーム（Ｂ３）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第６の角度セクタ（ＳＡ６）内にある場合には、前記第２のブリッジアーム（Ｂ２）がロー状態に固定されることを特徴とする、
   請求項４に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
6. 前記第２のゾーン（Ｈ３）は、複数の内側三角形（ＴＩ１〜ＴＩ６）を定めること、および、前記スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、該内側三角形（ＴＩ１〜ＴＩ６）の１つ内の前記設定電圧ベクトルの位置に応じて、ハイ状態またはロー状態に固定されるブリッジアームを決定するステップをさらに含んでいることを特徴とする、請求項４に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
7. − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第１の内側三角形（ＴＩ１）内にある場合には、第１のブリッジアーム（Ｂ１）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第２の内側三角形（ＴＩ２）内にある場合には、第３のブリッジアーム（Ｂ３）がロー状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第３の内側三角形（ＴＩ３）内にある場合には、第２のブリッジアーム（Ｂ２）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第４の内側三角形（ＴＩ４）内にある場合には、前記第１のブリッジアーム（Ｂ１）がロー状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第５の内側三角形（ＴＩ５）内にある場合には、前記第３のブリッジアーム（Ｂ３）がハイ状態に固定され、
   − 前記設定電圧ベクトル（数５）が、第６の内側三角形（ＴＩ６）内にある場合には、前記第２のブリッジアーム（Ｂ２）がロー状態に固定されることを特徴とする、
   請求項６に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
8. 前記階級関係は、前記複数のブリッジアーム（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）に付随する各モジュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）間の比較によって形成されることを特徴とする、請求項７に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
9. 前記選択されるブリッジアームは、それぞれ、最大モジュラント（ｍｏｄM）および最小モジュラント（ｍｏｄm）を有するブリッジアームと一致していることを特徴とする、請求項８に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
10. 前記状態を固定されるブリッジアームは、前記選択されたブリッジアームから選ばれて、かつ、前記複数のブリッジアーム（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）に付随する各モジュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）のなかの最大モジュラント（ｍｏｄM）および最小モジュラント（ｍｏｄm）にそれぞれ対応する相電流（ＩM、Ｉm）のなかで、絶対値において、より大きな相電流を有するブリッジアームであることを特徴とする、請求項７に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
11. 前記状態を固定されるブリッジアームが、前記最大モジュラントに対応するブリッジアームである場合には、そのブリッジアームはハイ状態に固定され、また、前記状態を固定されるブリッジアームが、前記最小モジュラントに対応するブリッジアームである場合には、そのブリッジアームはロー状態に固定されることを特徴とする、請求項１０に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
12. 前記スイッチング関数の第１または第２の生成方法は、状態を固定されるブリッジアームのハイ状態またはロー状態に応じて、前記各モジュラントに加えられる中和量（Ｖn0）を決定するステップをさらに含んでいることを特徴とする、請求項１に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。
13. − あるブリッジアーム（Ｂｊ）がハイ状態に固定されるときには、前記中和量（Ｖn0）は、第１の最大値（Ｍａｘ）から、該ブリッジアーム（Ｂｊ）に付随するモジュラントを差し引いた量に等しく（Ｖn0＝Ｍａｘ−ｍｏｄｊ）、そして、
    − あるブリッジアーム（Ｂｊ）がロー状態に固定されるときには、前記中和量（Ｖn0）は、第２の最小値（Ｍｉｎ）から、該ブリッジアーム（Ｂｊ）に付随するモジュラントを差し引いた量と等しい（Ｖn0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄｊ）ことを特徴とする、請求項１２に記載のパワーブリッジ（１）の駆動方法。

Images