JP4955700B2 - パワーブリッジ駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、多相電気負荷を制御するためのパワーブリッジ駆動方法に関する。このパワーブリッジは、複数のアーム、１相につき少なくとも１つのアームを介して、電気負荷に接続されるようになっており、スイッチング関数によって駆動されるようになっている。このスイッチング関数は、負荷を制御するための制御ベクトルを決定する。この制御ベクトルは、フリーホイール制御ベクトル及びアクティブ制御ベクトルに細分される。

本発明は、自動車業界、航空業界、及び産業業界で特に有利に適用できるが、用途は、これらの分野だけに限定されるものではない。

本発明の第１の目的は、多相電圧インバータでの損失を低減することにある。

本発明の別の目的は、インバータのスイッチング損失を低減させつつ、インバータの下流側における多相負荷制御を維持することにある。

さらに、本発明は、多相電圧インバータを制御するための前記方法を実行する装置にも関する。

一般に、多相電気負荷を駆動するために、多相電圧パワーブリッジが使用されている。この電気負荷は、例えば、オルタネータ兼スタータのような可逆性機器である。多相電圧パワーブリッジは、上流側がＤＣ電源に接続され、下流側が多相負荷の位相巻線に接続されており、負荷がモータモードのときはＤＣ電源から、負荷がオルタネータモードのときは負荷から、電力が供給される。

パワーブリッジは、複数のブリッジアームを備え、各ブリッジアームは、例えばフリーホイールダイオードが設けられた２つのスイッチを備えている。このブリッジは、２レベルを有するタイプのブリッジである。１つのブリッジアームにあるスイッチの各ペアの中間点は、負荷の位相巻線に接続されている。制御ロジックによって、１つのブリッジアームにあるペアスイッチを制御することが可能となっている。

現在、ブリッジアームのスイッチの複数の組合せを生成することは可能であり、スイッチを、インバータの出力電圧のベクトル表示と関連づけることも可能である。このベクトル表示を、パワーブリッジ制御ベクトルと呼ぶ。この制御ベクトルは、アクティブ制御ベクトル及びフリーホイール制御ベクトルで構成されている。

従来、多相インバータを駆動する技術として様々な方法が知られている。その中には、非特許文献１がある。この文献では、特に、不連続パルス幅変調方式を用いる駆動技術について述べられており、一方でパワーブリッジの下流部分を、他方でブリッジそのものを駆動している。
Ａ．Ｍ．Ｈａｖａ，Ｒ．Ｊ．Ｋｅｒｋｍａｎ、ａｎｄ Ｔ．Ａ．Ｌｉｐｏ．著「Ａ ｈｉｇｈ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｗｍ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ．（一般化された高性能不連続ＰＷＭアルゴリズム）」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、第３４巻（第５号）、１９９８年９月／１０月

この駆動技術は、パワーブリッジのブリッジアームのうちの１つを交互に制止する。このために、用いられているパルス幅変調方式に従うと、ニュートラル量は、負荷の電圧と電流の各位相差に対し決定される。負荷の各位相に対し、１つのモデュラントが決定され、１つのニュートラル量を加算することにより変換される。この駆動技術では、１つのブリッジアームは、そのモデュラントが＋１又は−１の飽和状態にあるとき制止される。

上記の駆動技術には欠点がある。システムが不変のものではないとき、モデュラントに加算すべきニュートラル量を決定するのが不可能である。また、不変的システムでは、このニュートラル量は、長時間を要するインライン計算か、膨大なメモリ消費を要する表計算かのどちらかで計算される。

さらに、引用した従来技術における上記の駆動技術では、多相負荷の電圧と電流の位相差がわからなければいけない。しかし、この位相差の計算、又は、測定はきわめて複雑である。

同様に、上記の駆動技術の計算を実行するには問題がある。実行時、対応する最適なニュートラル量を適用するために、例えば、オルタネータ兼スタータの様々な速度やトルクにおけるモータ、オルタネータ、スタータのような、多相負荷の機能の多くの点を考慮しなければいけないからである。他方、適用される各ニュートラル量に対応する様々な方式も考慮しなければいけない。従って、計算を実行するアルゴリズムは、実行するには時間も労力も要する。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を解消することである。このために、本発明は、マイクロプロセッサに対し、離散時間で機能する新しい駆動技術を提供する。この新しい技術では、負荷の各相のモデュラント間の順序関係によって、スイッチすべき２つのブリッジアームを、迅速かつ最適に知ることができる。これらのモデュラントは、位相指令値から決定される。制止されるブリッジアームは、その電流の絶対値が可能な限り、最大のものである。

制止されるブリッジアームは、ステータに基づく表示における電圧ベクトルの位置によって決定することもできる。

モデュラントに加算すべきニュートラル量は、電流の絶対値上の比較か、電圧指令ベクトルの位置かのどちらかに依存する。この新しい駆動技術は、不変的システムにも変動的システムにも用いることができ、さらに、電圧と電流の位相差の測定は不要となる。

より詳細には、この新しい方法は、多相電気負荷を制御するためのパワーブリッジを制御する。パワーブリッジは、複数のアーム、１相につき少なくとも１つのアーム、を介して電気負荷に接続され、スイッチング関数によって駆動されるようになっている。このスイッチング関数は、負荷制御のための制御ベクトルを決定する。この制御ベクトルは、フリーホイール制御ベクトル及びアクティブ制御ベクトルに細分される。この方法は、スイッチング関数生成方法を適用し、このスイッチング関数生成方法は、フリーホイール制御ベクトルに対応する、スイッチング関数の組合せ数を有限にして生成し、一連の制御ベクトルを生成する。

本発明によると、前記スイッチング関数生成方法は、順序関係に従って、制止が可能な少なくとも２つのブリッジアームを選択するステップと、パワーブリッジのチョッピング周期の間、制止が可能な前記少なくとも２つのブリッジアームのうちの１つを制止するステップとを備えている。

従って、この方法は、所定の状態で１つのブリッジアームを制止するので、チョッピング周期の間、スイッチング関数が起因のスイッチング損失を低減することが可能である。この方法は、制止すべき２つのブリッジアーム間で選択をさせる。特定の領域では、電流の絶対値が最大であり、制止可能なブリッジアームを選択することによって、最適な選択がなされ、スイッチング損失の見地において、最大ゲインを得ることが可能となる。

非限定的な実施例によると、本発明による方法は、単独、又は組合せて取り込まれる、次のような相補的特徴を備えている。

−スイッチング関数生成方法は、電圧指令スカラから、各ブリッジアームに関連する１つのモデュラントを決定するステップを備えている。

−１つのモデュラントの決定は、交点方法に従って実行される。従って、交点方法によるモデュラントの計算は、単純な相関関係のため、信号処理が容易に実行でき最も自然な方法である。

−１つのモデュラントの決定は、重心方法に従って実行される。すでに、多くの電流バリエータ（パラメータ可変デバイス）は、この方法を用いてモデュラントを計算している。現状の制御ロジックに対して、この方法は無理なく迅速に適用できる。

−順序関係とは、ブリッジアームと関連するモデュラント間の比較である。

−選択されるブリッジアームは、最大モデュラント及び最小モデュラントを有するブリッジアームと一致している。

−制止すべきブリッジアームは、選択されたブリッジアームの中から選択され、かつ、ブリッジアームに関連するモデュラントの中で、最大モデュラントに対応している相電流の中で絶対値が最大である相電流と、最小モデュラントに対応している相電流の中で絶対値が最大である相電流とを備えているブリッジアームである。従って、モデュラント間の順序関係の確立と、電流の絶対値上の比較は、信号プロセッサを動作させるのに基本的で単純な計算でできる。制止すべき最適なブリッジアームを正確に決定し、スイッチング損失を最大限に節減することができる。

−制止すべきブリッジアームが、最大モデュラントに対応するものである場合、ブリッジアームは高い状態で制止される。制止すべきブリッジアームが、最小モデュラントに対応するものである場合、ブリッジアームは低い状態で制止される。

−スイッチング関数生成方法は、制止すべきブリッジアームの状態が高いか低いかに従って、モデュラントに加算すべきニュートラル量を決定するステップをも備えている。

−従って、
−もし１つのアームが高い状態で制止される場合、ニュートラル量は、最大値から、このアームに関連するモデュラントを減算したものと等しい。また、
−もしこのアームが低い状態で制止される場合、ニュートラル量は、最小値から、このアームに関連するモデュラントを減算したものと等しい。

−スイッチング関数生成方法は、ニュートラル量で変換されたモデュラントをシンプルキャリアと比較するステップを備えている。１つのモデュラントは、各ブリッジアームと関連している。この比較は、前記ブリッジを駆動するスイッチング関数を定義する。従って、変換されたモデュラントをキャリアと比較する方法は、インバータを駆動するスイッチング関数の変化を、容易にかつ迅速に定義することが可能である。電気機器制御用の信号プロセッサにおいて使用できる方法でもある。さらに、シンプルキャリアは、実行するのが容易であり、一般に、電気機器制御用プロセッサで使用されている。

−シンプルキャリアは、頂点が最大値にあり、底辺が最小値にある二等辺三角形である。従って、二等辺三角形タイプのキャリア波形は、チョッピング周期半周期辺りが、確実に制御パルスの中心になるようにする。これにより、負荷における相電流の高調波歪み率が低減することが知られている。

−１つのブリッジアームを制止するステップは、制御ベクトルによって決定される平面領域における、電圧指令ベクトル（数１）の位置に依存し、電圧指令ベクトル（数１）は、電圧指令スカラにより決定される。

−平面領域は、ステータに基づく表示で定義される。このステータに基づく表示は、角形に細分され、高い状態又は低い状態で、１つのブリッジアームの状態を制止するステップは、角形の１つにおける電圧指令ベクトルの位置に依存する。

−従って、
−電圧指令ベクトルが第１角形にある場合、第１アームは、高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトルが第２角形にある場合、第３アームは、低い状態で制止される。
−電圧指令ベクトルが第３角形にある場合、第２アームは、高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトルが第４角形にある場合、第１アームは、低い状態で制止される。
−電圧指令ベクトルが第５角形にある場合、第３アームは、高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトルが第６角形にある場合、第２アームは、低い状態で制止される。

−１つのブリッジアームを制止するステップは、電流ベクトルに依存する。

本発明は、他の態様として、上に概略を述べた方法を実行するために、電気負荷に接続されるようになっているパワーブリッジ駆動装置にも関する。本発明によるこの装置は、制御ロジックと、制御ロジックに接続されるようになっているパワーブリッジとを備えており、この制御ロジックは、前記方法を実行する。

本発明のもう１つの態様として、本発明は、回転系電気機器にも関するものであり、その回転系電気機器は、
−多相電気負荷と、
−電圧源と、
−下流側が電気負荷に接続され、上流側がバスを介して電圧源に接続されるようになっているパワーブリッジと、
−バスに並列に配置されているデカップリングキャパシタと、
−上記で概略を述べたパワーブリッジ駆動装置とを備えている。

図１ａは、多相パワーブリッジ１を示し、この多相パワーブリッジ１は、上流側はＤＣバス２に接続され、下流側は多相負荷３に接続され、制御ロジック４が生成する制御ベクトルにより制御される。パワーブリッジ１は、接続されている負荷がモータとして機能するとき、ＤＣ電圧を位相ごとに１つ対応する複数の正弦波電圧に変換するようになっている電気装置である。従って、このとき、パワーブリッジ１はインバータとして機能する。多相負荷がオルタネータ（発電機）として機能するときには、パワーブリッジ１は、正弦波相電圧をＤＣ電圧に変換し、バッテリのような消費機器に供給する。従って、このとき、パワーブリッジ１は制御されたブリッジ整流器として機能する。

パワーブリッジ１は、複数のブリッジアーム（図示せず）を備えている。各ブリッジアームは、電子的に制御できる複数のスイッチＩＮＴを備えている。

換言すると、インバータは、ＤＣ／ＡＣ変換器である。ＡＣ側には多相負荷が配置され、ＤＣ側にはＤＣバスが配置される。モータモードのときの多相負荷には、ＤＣバスから来る電力を供給する必要がある。オルタネータモードのときの多相負荷は、ＤＣバスに電力を供給する。従って、多相負荷は、可逆性のある電力源であり、負荷端子においてＤＣ電圧を有するという特徴がある。

本明細書の以下の部分では、２レベルを有する三相パワーブリッジについて説明するが、本発明は、この実施例に限定されるものではない。限定されない例として、３レベルを有する三相インバータ、従って、３つのフリーホイール制御ベクトルを有するインバータのような、他の現存するタイプのパワーブリッジにも置換できることが理解できると思う。

本明細書の以下の部分では、パワーブリッジ１がインバータである場合について述べる。もちろん、本明細書の以下の部分でインバータとして説明されている全てにおいて、ブリッジ整流器に置換して適用することもできる。ただし、上記で述べたように、インバータとブリッジ整流器との違いはある。

インバータ１は、負荷３を駆動する三相インバータである。従って、３つのブリッジアームＢ１、Ｂ２、及びＢ３を備えている。限定されない実施例において、各ブリッジアームは、フリーホイールダイオードを有する、２つの電流双方向スイッチＩＮＴを備えている。具体的には、第１アームは、ハイスイッチＩＮＴ１１及びロースイッチＩＮＴ１２を、第２アームは、ハイスイッチＩＮＴ２１及びロースイッチＩＮＴ２２を、第３アームは、ハイスイッチＩＮＴ３１及びロースイッチ３２を備えている。

ＤＣバス２は、ＤＣ電圧源５を備えている。好適例においては、ＤＣ電圧源５は、バッテリ、又は、整流されたネットワークである。電圧源５は、インバータ１に電圧を供給する。図１ａの例においては、デバイス６は、接続ラインであり、及び／又は、電力消費機器であり、電圧源５に、直列、及び／又は、並列に接続されている。この電力消費機器は、特に自動車の場合、ヘッドライト、ラジオ、空調装置になることができるが、これだけに限定されるものではない。

ＤＣバス２は、デカップリングキャパシタ７も備えており、電圧源５に並列接続されている。キャパシタ７は、出来るだけインバータ１の近くに設けることが好ましい。そのようにすれば、キャパシタ７とスイッチの間のラインインダクタンスを低減できる。このようにして、スイッチを動作させた時の過電圧を増大させることは阻止され、その結果、これらのスイッチの破壊は防止される。

キャパシタ７の電流は、電源電流の波動部分を示している。キャパシタ７には、インバータ１に入る電源電流にフィルタをかける役割がある。このようにすれば、電圧源５は、多相インバータ１に前記電源電流の平均値だけを供給することができる。

非限定的な例において、多相負荷３は、非同期モータ、同期モータ等でもよい。インバータ１の同一のブリッジアームにあるスイッチの各ペアの中間点は、負荷３の１つの相に接続されている。

以下に詳細を述べるが、多相インバータ１は、制御ロジック４により、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式で駆動される。この制御方式は、可変周波数及び可変電圧レベルでの電圧供給を可能にする。従って、電気負荷の特定の各動作条件に従って（例えば、オルタネータモードの場合、消費機器に供給するための一定の電力を供給する必要があり、所定基準と、所定回転速度とを有する電圧ベクトルが必要となると思われる）、負荷の電流値を、周波数と同様に適合させることは可能である。その結果、ＰＷＭ駆動は、負荷３を正確に駆動することを可能にする。

多相インバータ１を駆動するために、制御ロジック４は、インバータ１の全スイッチの開閉状態を定義する。非限定的な方法において、制御ロジック４は、同一のブリッジアームのスイッチを相補的に制御することを可能にする。これによって、電源を短絡させることは阻止される。

同一のブリッジアーム上のスイッチ制御と、一定数のスイッチ制御とが相反することは、ブリッジアームに設けられるスイッチの可能な配置数が有限であることを意味する。

２レベルを有する三相インバータ１に対しては、ブリッジアームのスイッチ配置は、８つの異なる配置を発生させられる。この８つの各配置は、インバータの出力電圧のベクトル表示に関連づけることができ、このベクトル表示を、インバータ制御ベクトルと呼ぶ。これらの制御ベクトルは、一般に、インバータの出力ベクトルと呼ばれている。

制御ベクトルは、数学的表示であり、負荷３に印加される実際の電圧の合成値を示す。これらの配置のうちで、６つは、アクティブステート（数２）から（数３）であり、一定の制御ベクトル幅に対応し、位相によって異なる。２つの（数４）及び（数５）は、いわゆる「フリーホイール」ステートであり、制御ベクトル幅は０であり、その位相（φ＝ａｒｃｔａｎｇｅｎｔ ｙ／ｘ）は定義されない。アクティブ制御ベクトルの位相は、ステータに基づく表示（以下に詳細を述べる）のα軸と対応するアクティブ制御ベクトルとの成す角度と定義される。従って、例えば、（数２）の位相は０であり、（数６）の位相は６０°である。

非限定的な実施例においては、制御ロジック４によって生成される制御ベクトルは、負荷３が有する位相と同数のスイッチング関数ＳＣを備えている。相補的に制御される、２つのレベルを有する三相インバータを例にした場合、１つの制御ベクトルに対して、３つのスイッチング関数ＳＣが存在する。

図１ｂに示すように、制御ロジック４によって生成される制御ベクトルは、ステータに基づく表示で示される。ステータに基づく表示とは、ステータに関連する固定軸（α、β）を有する表示である。α軸は水平軸であり、β軸は垂直軸である。α軸は、β軸と９０°を成している。好適例では、制御ベクトル（数２）はα軸上にある。アクティブ制御ベクトル（数２）から（数３）の終点は、六角形を形成する。六角形の中心は、アクティブ制御ベクトルによって、六角形の各頂点と結ばれている。非限定的な実施例においては、アクティブ制御ベクトル（数２）から（数３）は、互いに６０°を成している。従って、六角形は、６つのアクティブ形ＳＨに分解され、各アクティブ形は、２つの隣接するアクティブ制御ベクトルによって形成され、六角形の中心とアクティブ形の中心は一致する。

１つの例では、第１アクティブ形ＳＨ１は、制御ベクトル（数２）と（数６）で成された部分であり、以下同様に、第６アクティブ形ＳＨ６は、制御ベクトル（数３）と（数２）で成された部分である。この例では、各制御ベクトルは、３つのスイッチング関数ＳＣを備えている。

フリーホイール制御ベクトル（数４）及び（数５）の幅は０であり、α軸とβ軸の交点にある。α軸とβ軸の交点は、ステータに基づく表示の中心であり、六角形の中心でもある。

従って、１つの例では、制御ベクトルのスイッチング関数ＳＣは、次の表で示される。制御ベクトルと、それに関連するスイッチング関数ＳＣの組合せには対応があり、次にその関係を示す。

表１の“０”は、１つのブリッジアームのロースイッチを閉にする命令、かつ、同じブリッジアームのハイスイッチを開にする命令に対応し、“１”は、１つのブリッジアームのロースイッチを開にする命令、かつ、同じブリッジアームのハイスイッチを閉にする命令に対応する。例えば、ＳＣ１＝１、ＳＣ２＝０、及びＳＣ３＝０である場合、第１アームＢ１のハイスイッチＩＮＴ１１は閉状態であり、第１アームＢ１のロースイッチＩＮＴ１２は開状態であり、第２アームＢ２のハイスイッチＩＮＴ２１は開状態であり、第２アームＢ２のロースイッチＩＮＴ２２は閉状態であり、第３アームＢ３のハイスイッチＩＮＴ３１は開状態であり、第３アームＢ３のロースイッチＩＮＴ３２は閉状態である。

インバータのスイッチを制御できる制御ロジック４は、集積回路として構成されることが多い。１つの例として、図１ａでは、制御ロジック４は、
−マイクロプロセッサ８と、
−プログラムメモリ９と、
−入出力インターフェース１０とを備え、マイクロプロセッサ８と、プログラムメモリ９と、入出力インターフェース１０とは、バス１１を介して相互接続されている。

実際には、制御ロジック４は、次のような装置である。制御ロジック４に１つの動作が割り当てられるとき、この動作は、プログラムメモリ９内に記憶された命令コードによって制御される、マイクロプロセッサ８によって実行される。

プログラムメモリ９は、複数の領域に分割されており、各領域は、装置の機能を実行するための命令コードに対応している。従って、メモリ９は、
−電圧指令値の取得を実行する命令コードを有する領域１２と、
−以下に詳細に述べる、選択する方法（交点方法、又は重心方法）に従って、モデュラントの計算を実行する命令コードを有する領域１３と、
−負荷３に印加したい電圧である、電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*に従って、電圧指令ベクトル（数１）を決定する命令コードを有する領域１４と、
−モデュラント間の順序関係を形成づける命令コードを有する領域１５と、
−負荷３の相電流の計測及び比較を実行する命令コードを有する領域１６と、
−負荷３の相電流の比較の結果に従って、ニュートラル量を決定する命令コードを有する領域１７と、
−１つ又は複数のモデュラントに従って、可変幅を有するパルスを発生させるキャリアを決定する命令コードを有する領域１８と、
−キャリアと、決定されたニュートラル量から変換されたモデュラントとの比較を実行する命令コードを有する領域１９と、
−この比較から、制御ベクトルの選択を実行する命令コードを有する領域２０と、
−インバータ１に対し選択された制御ベクトルの適用を実行する命令コードを有する領域２１とを備えている。

図２は、図１ａで示されている手段の操作フローを示している。このフローは、簡略化した方法で、インバータ１におけるスイッチング損失を低減しつつ、インバータ１を駆動する一連の制御ベクトルの選択を可能にする。

第１ステップ３０において、制御ロジック４は、インバータ１の３つのブリッジアームのそれぞれに対し、３つの電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*を取得する。３つの電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*は、負荷３に印加したい電圧であり、制御ロジック４によって、計測又は計算することができる。

従って、電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*は、制御ロジック４によって内部で計算されることが可能であり、例えば、制御ロジック４内において負荷の相電流の調整ループの管理を行う。直列接続、並列接続、又はＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）リンクを介して、制御ロジック４に電圧指令スカラを供給する監視制御ロジックを有することも可能である。そのときは、制御ロジック４は、監視制御ロジックによって得た情報を計測することが必要になると思われる。

第２ステップ３１において、制御ロジック４は、インバータ１の各ブリッジアームに対して、対応するモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３を決定する。制御ロジック４は、以下に詳細を述べる、交点方法、又は重心方法のような、複数の方法でモデュラントを決定することができる。このモデュラントは、電圧指令スカラの関数である。１つのモデュラントは、インバータの１つのブリッジアームの電圧指令スカラの、ＤＣバス電圧に関する標準値を表している。モデュラントと三角形の交点は、以下に詳細に述べるように、ブリッジアームのＰＷＭ制御命令を供給する。

次に、交点方法について述べる。

限定されない第１実施例において、制御ロジックは、交点方法に従ってモデュラントを計算できる。この場合、制御ロジック４は、好ましくはインバータ１に近い側の、ＤＣバス電圧でもある電源電圧Ｕ_DCを、計測又は予測し、インバータ１の端子において印加できる実際の電圧を得る。制御ロジック４は、負荷３の各相のモデュラントを決定する。モデュラントは、各ブリッジアームに関連している。このモデュラントは、限定されない例ではあるが、電圧指令スカラの電源電圧Ｕ_DCに関する標準値である。従って、制御ロジック４は、電圧指令スカラＶ１^*に対しモデュラントｍｏｄ１を、電圧指令スカラＶ２^*に対しモデュラントｍｏｄ２を、電圧指令スカラＶ３^*に対しモデュラントｍｏｄ３を決定する。

従って、標準化は、次のような要領で達成される。

Ｍａｘは、以下に定義する三角形キャリアによって達する最大値である。
Ｍｉｎは、三角形キャリアによって達する最小値である。
Ｍｉｎ＝−１、Ｍａｘ＝１であるとき、（数７）は、

よって、３つのモデュラントは、

従って、この場合、１つのブリッジアームの出力電圧Ｖ _S ^* は、ブリッジアーム制御値に電源電圧Ｕ_DCを乗じたものと等しい。

従って、制御ロジック４は、電圧指令スカラＶ１^*に対しモデュラントｍｏｄ１を、電圧指令スカラＶ２^*に対しモデュラントｍｏｄ２を、電圧指令スカラＶ３^*に対しモデュラントｍｏｄ３を決定する。

次に、重心方法について述べる。

限定されない第２実施例において、制御ロジック４は、重心方法に従ってモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３を決定することができる。この方法によると、２つのアクティブ制御ベクトル及び２つのフリーホイール制御ベクトルは、インバータ１の制御周期上で用いられ、電圧指令ベクトル（数１）を分解する。このために、制御ロジック４は、最初に、ステップ３２を適用し、その後、ステップ３１で３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３を決定する。

インバータの制御周期は、時間の間隔を表しており、この時間の間隔は、ブリッジアームのハイスイッチの開閉を制御する、チョッピング周期とも呼ばれる。（スイッチの制御は相補的である）。

最初に、制御ロジック４は、３つの電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*から、電圧指令ベクトル（数１）を決定する。制御ロジック４は、関係技術者に周知のクラーク変換に従って、電圧指令ベクトル（数１）を決定することができる。

この場合、制御ロジック４は、次の公式に従って、電圧指令ベクトル（数１）を形成する、２つの成分Ｖ^*ｘ及びＶ^*ｙを計算する。

もちろん、関係技術者に周知のコンコーディア変換のような他の変換も使用できる。コンコーディア変換は、標準化係数によって微分される。

ステップ３２では、制御ロジック４は、制御ベクトル（数４）から（数５）までによって形成された六角形における、電圧指令ベクトル（数１）のベクトルの位置を決定する。より詳細には、アクティブ形ＳＨのいずれかにおける電圧指令ベクトルの位置を決定する。

電圧指令ベクトル（数１）は、常に、六角形の６つのアクティブ形ＳＨのいずれかに位置する。

従って、位置決定のために、ａｒｃｔａｎ（Ｖ^*ｙ／Ｖ^*ｘ）に等しい電圧指令ベクトル（数１）の位相は計算され、次に、この値は、アクティブ制御ベクトルの位相と比較される。例えば、もし０＜電圧指令ベクトルの位相＜６０°であると、電圧指令ベクトルは第１角形ＳＨ１に位置する。

次に、図１ｃに示すように、アクティブ形ＳＨに位置する電圧指令ベクトル（数１）は、アクティブ形ＳＨを構成している、２つの隣り合うアクティブ制御ベクトル成分に分解される。

１つの例では、図１ｃに示すように、アクティブ形ＳＨ１に位置する電圧指令ベクトル（数１）は、アクティブ形ＳＨ１を構成している、２つの隣り合うアクティブ制御ベクトル（数２）及び（数６）成分に分解される。

この分解は、

のように、係数ｔｉ及びｔｊを決定することを可能にする。ここで、Ｔ_Sは、インバータが制御される周期に従う周期である。係数ｔｉ及びｔｊは、周期Ｔ_S内で、隣り合うアクティブ制御ベクトル（数１５）及び（数１６）を適用した時間に対応する。アクティブ制御ベクトル（数１５）及び（数１６）は、上記で述べたように、電圧指令ベクトル（数１）が位置するアクティブ形ＳＨを定義する。アクティブ形ＳＨｉは、隣り合うアクティブ制御ベクトル（数１５）及び（数２０）によって定義され、ｉ＝１、２、３、４、５、６（ただし、ｉ＝６のとき、ｊ＝１）であり、例えば、アクティブ形ＳＨ６は、隣り合うアクティブ制御ベクトル（数３）及び（数２）によって定義される。

電圧指令ベクトル（数１）が位置する六角形のアクティブ形ＳＨｉ内において、電圧指令ベクトル（数１）を分解後、すなわち、一度、適用時間係数ｔｉ及びｔｊが決定されると、制御ロジック４は、表２によって、制御ベクトル適用時間及びインバータ１の制御周期に従って、関連するアクティブ形ＳＨに対し、３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３を決定する。

Ｍｉｎ＝−１、Ｍａｘ＝１のとき、表２は表３のようになる。

時間ｔ０は、フリーホイール制御ベクトル（数４）及び（数５）の適用時間である。適用時間ｔ０は、電圧指令ベクトル（数１）が位置する、アクティブ形ＳＨに従って決定される。電圧指令ベクトル（数１）が、第１アクティブ形ＳＨ１に位置するとき、ｔ０＝Ｔ_S−ｔ１−ｔ２である。第２アクティブ形ＳＨ２に位置するとき、ｔ０＝Ｔ_S−ｔ２−ｔ３である。以下同様に続き、第６アクティブ形ＳＨ６に位置するときは、ｔ０＝Ｔ_S−ｔ６−ｔ１である。

もちろん、モデュラントを計算するために他の方法も用いることができる。

上記に述べたように、交点方法、又は重心方法に従って、各ブリッジアームのモデュラントを決定した後、以下に述べるように、電流ベクトル（数１９）に関して、又は電圧指令ベクトル（数１）の位置に関して、限定されない方法によって、制止すべき１つのブリッジアームは決定される。

次に、電流ベクトル（数１９）の位置に関して制止されるアームの決定について述べる。

第１実施例において、相電流に関して、制止すべきブリッジアームは決定される。この場合、制止すべきブリッジアームを決定するために、制御ロジック４は、ステップ４０から４５を適用する。１つのブリッジアームを制止するということは、このブリッジアームを所定の状態のまま維持することを意味する。換言すると、このブリッジアームのスイッチの状態は変わらない。アームのスイッチングは起こらない。

ステップ４０において、制御ロジックは、電流ベクトル（数１９）に関して、制止すべきブリッジアームを決定する。１つのブリッジアームの制止は、スイッチのスイッチング損失を低減することを可能にする。

このために、ステップ４１では、限定されない第１変形例において、制御ロジック４は、最初に、３つのブリッジアームの中から２つを選択する。この２つのブリッジアームは、３つのブリッジアームの３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３間の順序関係に従って制止することができ、限定されない例において、この順序関係は比較である。従って、３つのモデュラントの比較によって選択された２つのブリッジアームは、最大モデュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアーム及び最小モデュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームである。中間モデュラントに対応するブリッジアームは、他のアームを制止せずには制止できないので、電圧指令ベクトル（数１）を平均して生成することを不可能にする。１つのアクティブ制御ベクトル、及び１つのフリーホイール制御ベクトルしか用いることができないためである。

限定されない第２変形例において、制御ロジック４は、３つの電圧指令スカラＶ１^*、Ｖ２^*、及びＶ３^*間の比較に従って、制止できる２つのブリッジアームを選択する。モデュラントの計算方法（本明細書では交点方法、又は重心方法）が何であっても、１つのモデュラントと、それに対応する電圧指令スカラの間に存在する関係によって、３つのモデュラント間の順序関係は、３つの電圧指令スカラの順序関係と同じである。選択された２つのブリッジアームは、最大電圧指令スカラを有するブリッジアーム、及び最小電圧指令スカラを有するブリッジアームである。

残りのステップは、第１変形例におけるのと同様である。

ステップ４２で、制御ロジック４は、ステップ４１で選択された２つのアームから、制止すべきブリッジアームを選択する。制御ロジック４は、最大モデュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアームに対する相電流Ｉ_Mを決定する一方、最小モデュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームに対する相電流Ｉ_mを決定する。制止されるブリッジアームを決定するために、制御ロジック４は、相電流Ｉ_M及びＩ_mの絶対値を比較し、相電流の絶対値が最大のブリッジアームを制止する。この制止されたブリッジアームが、最大モデュラントｍｏｄ_Mを有するブリッジアームと一致する場合、そのブリッジアームは高い状態で制止される。この制止されたブリッジアームが、最小モデュラントｍｏｄ_mを有するブリッジアームと一致する場合、そのブリッジアームは低い状態で制止される。

ステップ４３では、制御ロジック４は、比較した結果に従って、モデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３に加算すべきニュートラル量Ｖ_n0を決定する。

最小モデュラントｍｏｄ_mの相電流Ｉ_mの絶対値が、最大モデュラントｍｏｄ_Mの相電流Ｉ_Mの絶対値より大きい場合において、制御ロジック４は、最小値Ｍｉｎから最小モデュラントｍｏｄ_mを減算したものに等しい、ニュートラル量Ｖ_n0を決定する。すなわち、ニュートラル量Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄ_mである。限定されない例において、最小値Ｍｉｎは−１に等しい。

絶対値の関係が逆の場合、制御ロジック４は、最大値Ｍａｘから最大モデュラントｍｏｄ_Mを減算したものに等しい、ニュートラル量Ｖ_n0を決定する。すなわち、ニュートラル量Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄ_Mである。限定されない例において、最大値Ｍａｘは＋１に等しい。

モデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３は、１つのアームを制止するために決定されたニュートラル量Ｖ_n0を加算することによって変換される。

さらに、限定されない第１変形例によると、最小モデュラントｍｏｄ_mの相電流の絶対値｜Ｉ_m｜が、最大モデュラントｍｏｄ_Mの相電流の絶対値｜Ｉ_M｜に等しい場合、ニュートラル量Ｖ_n0は、−１−ｍｏｄ_mに等しい。図２は、この第１変形例を示している。

第２変形例によると、最小モデュラントｍｏｄ_mの相電流の絶対値｜Ｉ_m｜が、最大モデュラントｍｏｄ_Mの相電流の絶対値｜Ｉ_M｜に等しい場合、ニュートラル量Ｖ_n0は、１−ｍｏｄ_Mに等しい。

ステップ４４では、制御ロジック４は、少なくとも１つのシンプルキャリア４０を決定する。キャリア４０は、チョッピング周期を有する信号である。制御ロジック４は、ブリッジアームが存在する数と同数のキャリアを決定することもできる。この場合、ブリッジアームの各モデュラントは、対応するキャリアと比較される。これらのキャリアは互いに異なっていてもよい。

図２の例において、制御ロジック４は、３つのブリッジアームに対しシンプルキャリアを１つだけ決定する。キャリア４０は、１つのモデュラントと、インバータ１の制御周期Ｔ_S上で対応するアームに発生するパルスの平均値との間の線形性を満たすために三角形を成している。図４の例では、この三角形は、頂点がこの例では＋１である最大値Ｍａｘと、底辺がこの例では−１である最小値Ｍｉｎの間に構成される。限定されない実施例では、キャリア４０は、二等辺三角形である。さらに、好適には、頂点は上に位置している。すなわち、頂点は最大値Ｍａｘ＝＋１に位置し、底辺は最小値Ｍｉｎ＝−１に位置している。

もう１つの実施例では、キャリア４０は、どのような形の三角形でもよく、パルス幅以外は変更が可能であり、チョッピング周期内で、パルス波の位置、又はパルスの極性を変更する（つまり、頂点は下に位置する）ことが可能である。

もう１つの実施例では、キャリア４０は、インバータ１のチョッピング周期Ｔ_Sを有する三角形の連続でもよい。

キャリア４０は、頂点が下にある三角形でもよい。すなわち、頂点は最小値Ｍｉｎ＝−１に位置し、底辺は最大値Ｍａｘ＝＋１に位置している。

インバータ１の出力電圧域を広げるために、インバータ１が稼動中のとき、チョッピング周期Ｔ_Sは、必ずしも一定である必要はない。このため、キャリア４０の周期も同様に一定である必要はない。電圧域が広がると、多相負荷３による発生音を変化させることができる。

図４に示すように（より詳細なことは、以下に述べる、シンプルキャリアとの比較についての説明を参照のこと。）、制御ロジック４は、ニュートラル量Ｖ_n0で変換された３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３とキャリア４０を比較する。ステップ４５で、この比較に従って、制御ロジック４は、インバータ１の３つのブリッジアームのそれぞれに対し、制御命令ＳＣを決定する。より詳細に言うと、制御命令の組合せは、一連の制御ベクトルを決定し、インバータ１が負荷３に印加する電圧指令ベクトル（数１）を、平均して発生させ、負荷３を駆動する。

この制御命令は、ブリッジアームのスイッチのスイッチング関数ＳＣである。

従って、このニュートラル量Ｖ_n0稼働技術は、変換された後のモデュラント間に１つの単純な交点を作ることによって、損失の観点からインバータ１にかかる圧力を低減することを可能にする。このインバータ１にかかる圧力の低減は、スイッチング損失を制限する。この技術が、１つのブリッジアームを制止することを可能にするからである。

制御ロジック４は、ステップ４５で決定された制御命令をインバータ１に適用する。

次に、電圧指令ベクトル（数１）の位置に関して制止されるアームの決定について述べる。

第２実施例では、制止すべきブリッジアームは、電圧指令ベクトル（数１）に関して決定され、より詳細には、電圧指令ベクトル（数１）が、ステータに基づく表示のどの角形ＳＡに位置するかが決定される。この場合、制止すべきブリッジアームを決定するために、制御ロジック４は、ステップ５０から５５を適用する。

この場合、図３に示すように、ステータに基づく表示は、角形ＳＡに細分される。各角形は、ステータに基づく表示の中心に頂点があり、６０°の角度を成している。各アクティブ制御ベクトルは、各角形ＳＡを２等分する。ステータに基づく表示は、６つの角形ＳＡを備えている。第１角形ＳＡ１は、制御ベクトル（数２）によって２等分される。以下同様に続き、第６角形ＳＡ６は、制御ベクトル（数３）によって２等分される。

ステップ５０では、制御ロジック４は、電圧指令ベクトル（数１）に関して制止すべきブリッジアームを決定する。ステップ５１では、制御ロジック４は、ステータに基づく表示のどの角形ＳＡに電圧指令ベクトル（数１）が位置するかを決定する。ステータに基づく表示の角形における電圧指令ベクトル（数１）の位置は、制止すべきブリッジアームが高い状態か、又は低い状態かを決定する。

１つのブリッジアームを制止するということは、このブリッジアームを所定の状態のまま維持することを意味する。換言すると、このブリッジアームのスイッチの状態は変わらない。アームのスイッチングは起こらない。

１つのブリッジアームの状態が高いか、又は低いかは、そのブリッジアームの２つのスイッチのうちのどちらが導通しているかを定義する。この状態の高低は、一般に、便宜上定義される。限定されない実施例において、高い状態とは、インバータの各ブリッジアームのハイスイッチが閉状態である時と定義する。低い状態とは、ハイスイッチが開状態である時と定義する。１つのブリッジアームの２つのスイッチのうちのどちらかの状態を知ることは、自動的に同じブリッジアームのもう１つのスイッチの状態を知ることになる。２つのスイッチの動作は相補的であるからである。

制止すべきブリッジアームは、ステータに基づく表示の角形ＳＡにおける電圧指令ベクトル（数１）の位置に依存し、次のようになる。
−電圧指令ベクトル（数１）が第１角形ＳＡ１にある場合、第１アームＢ１は高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトル（数１）が第２角形ＳＡ２にある場合、第３アームＢ３は低い状態で制止される。
−電圧指令ベクトル（数１）が第３角形ＳＡ３にある場合、第２アームＢ２は高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトル（数１）が第４角形ＳＡ４にある場合、第１アームＢ１は低い状態で制止される。
−電圧指令ベクトル（数１）が第５角形ＳＡ５にある場合、第３アームＢ３は高い状態で制止される。
−電圧指令ベクトル（数１）が第６角形ＳＡ６にある場合、第２アームＢ２は低い状態で制止される。

ステップ５２では、制御ロジック４は、ステータに基づく表示の角形ＳＡにおける電圧指令ベクトル（数１）の位置に従って、モデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３に加算すべきニュートラル量Ｖ_n0を決定する。

ブリッジアームＢｊが高い状態で制止されるとき、制御ロジックは、ニュートラル量Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄｊを決定する。ブリッジアームＢｊが低い状態で制止されるとき、制御ロジックは、ニュートラル量Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄｊを決定する。本明細書では、Ｍａｘ＝＋１、Ｍｉｎ＝−１である。

ステップ５３では、制御ロジック４は、決定されたニュートラル量Ｖ_n0で、モデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３を変換する。この変換とは、モデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３に、ニュートラル量Ｖ_n0を加算することである。

従って、例えば、第１アームＢ１が高い状態で制止される場合、３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３に加算されるニュートラル量Ｖ_n0は、１−ｍｏｄ１に等しい。このようにして、変換後のｍｏｄ１は値＋１を、変換後のｍｏｄ２は値ｍｏｄ２＋１−ｍｏｄ１を、変換後のｍｏｄ３は値ｍｏｄ３＋１−ｍｏｄ１を得る。

ステップ５４では、制御ロジック４は、少なくとも１つのキャリア４０を決定する。ここでは、キャリア４０は１つであり、連続していない。電流ベクトル（数１９）の位置に関して制止されるアームの決定の説明で述べた特徴と同様である。

図４に示すように（より詳細には、以下に述べるシンプルキャリアとの比較についての説明を参照のこと。）、制御ロジック４は、ニュートラル量Ｖ_n0で変換された３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３とキャリアを比較する。

ステップ５５では、この比較に従って、制御ロジック４は、インバータ１の３つのブリッジアームのそれぞれに対し、制御命令を決定する。より詳細には、制御命令の組合せは、一連の制御ベクトルを決定し、インバータ１が負荷３に印加する電圧指令ベクトル（数１）を平均して発生させ、負荷３を駆動する。

この制御命令は、ブリッジアームのスイッチのスイッチング関数ＳＣである。

制御ロジック４は、ステップ５５で決定された、発生された制御命令に対応する一連の制御ベクトルを、インバータ１に適用する。

従って、このニュートラル量Ｖ_n0稼働技術は、変換された後のモデュラント間に１つの単純な交点を作ることによって、損失の観点から、インバータ１にかかる圧力を低減することを可能にする。このインバータ１にかかる圧力の低減は、スイッチング損失を制限する。この技術が、１つのブリッジアームを制止することを可能にするからである。

次に、シンプルキャリアとの比較について述べる。

インバータのブリッジアームに送られる制御命令を決定するためのシンプルキャリアの使用について述べる。このキャリアは、チョッピング周期を有する信号である。制御ロジック４は、ブリッジアームが存在する数と同数のシンプルキャリアを決定することもできる。この場合、ブリッジアームの各モデュラントは、対応するキャリアと比較される。これらのシンプルキャリアは、互いに異なっていてもよい。

図４の例では、制御ロジック４は、３つのブリッジアームに対し、シンプルキャリアを１つだけ決定する。キャリア４０は、１つのモデュラントと、インバータ１の制御周期Ｔ_S上で対応するアームに発生するパルスの平均値との間の線形性を満たすために三角形を成す。図４の例では、この三角形は、頂点がこの例では＋１である最大値Ｍａｘと、底辺がこの例では−１である最小値Ｍｉｎの間に構成される。限定されない実施例では、キャリア４０は、二等辺三角形である。さらに、限定されない方法によって、頂点は上に位置する。すなわち、頂点は、最大値Ｍａｘ＝＋１に位置し、底辺は最小値Ｍｉｎ＝−１に位置する。

もう１つの実施例では、キャリア４０は、どのような形の三角形でもよく、パルス幅以外は変更が可能であり、チョッピング周期内で、パルス波の位置、又はパルスの極性を変更する（つまり、頂点は下に位置する。）ことが可能である。

もう１つの実施例では、キャリア４０は、インバータ１のチョッピング周期Ｔ_Sを有する三角形の連続でもよい。

キャリア４０は、頂点が下にある三角形でもよい。すなわち、頂点が最小値Ｍｉｎ＝−１に位置し、底辺が最大値Ｍａｘ＝＋１に位置する。

インバータ１の出力電圧域を広げるために、インバータ１が稼働中のとき、チョッピング周期Ｔ_Sは、必ずしも一定である必要はない。このため、キャリア４０の周期も、同様に一定である必要はない。電圧域が広がると、多相負荷３による発生音を変化させることができる。

図４は、シンプルキャリア４０と、ニュートラル量Ｖ_n0で変換された３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３の比較を示す。

図４において、第１タイムチャートでは、Ｘ軸は時間であり、Ｙ軸は標準化された電圧値である。他の３つのタイムチャートでは、Ｘ軸は時間であり、Ｙ軸は、３つのブリッジアームのそれぞれのスイッチング関数ＳＣである。

図４の例では、モデュラントｍｏｄ１は、ブリッジアームＢ１に対し、モデュラントｍｏｄ２は、ブリッジアームＢ２に対し、モデュラントｍｏｄ３は、ブリッジアームＢ３に対し計算される。

図４の例では、３つのモデュラントの中で、モデュラントｍｏｄ３は最小モデュラントであり、モデュラントｍｏｄ１は、最大モデュラントであるため、最大モデュラントｍｏｄ_Mは、モデュラントｍｏｄ１に等しい。この場合、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ１の電流Ｉ１の絶対値が、ブリッジアームＢ３の電流Ｉ３の絶対値より大きいため、ブリッジアームＢ１を制止する。このため、３つのモデュラントｍｏｄ１、ｍｏｄ２、及びｍｏｄ３に加算すべきニュートラル量は、Ｖ_n0＝１−ｍｏｄ１である。高い状態のまま制止されたブリッジアームＢ１は、＋１に等しい、変換されたモデュラントを有する。

図４に示すように、高い状態で制止されたブリッジアームＢ１は、三角形のキャリア４０と交わり、ある一定の時間の間ではなく、１点で交わる。具体的には、キャリア４０の頂点で、三角形キャリアと、モデュラントｍｏｄ１＋Ｖ_n0が交点を有する。従って、ブリッジアームＢ１は状態を変化させない。

キャリア４０と変換されたモデュラントとの比較は、インバータに適用される一連の制御命令ＳＣを定義することを可能にする。従って、変換されたモデュラントとキャリア４０の交点は、スイッチングされるブリッジアームＢ２及びＢ３のそれぞれに、パルスタイプの制御（立ち上がりエッジがハイスイッチを閉にしてロースイッチを開にし、立ち下がりエッジがハイスイッチを開にしてロースイッチを閉にする。）を決定する。このために、制御ロジック４は、一連の制御ベクトルによって、インバータを制御する。

六角形における電圧指令ベクトル（数１）の分解に従って、制御ロジック４は、適切なフリーホイール制御ベクトルを選択する。図４の例では、選択されたフリーホイール制御ベクトルは、ベクトル（数５）である。

従って、時間＝ｔ０において、ブリッジアームＢ１は高い状態で制止され、ニュートラル量Ｖ_n0で変換されたモデュラントは、電圧値＝＋１で水平方向に直線となる。時間＝ｔ０において、ブリッジアームＢ２及びＢ３の変換されたモデュラントは、キャリア４０の外側に位置する。すなわち、キャリア４０との交点がなく、キャリア４０によって形成された三角形の外側に位置する。２つのブリッジアームＢ２及びＢ３のスイッチは高い状態にある。この外側に位置する時間の間は、対応するスイッチング関数ＳＣは、＋１に等しい。従って、アームＢ２及びＢ３は、高い状態を保ったままである。従って、状態は変化しない。

時間＝ｔ１では、モデュラントｍｏｄ３＋Ｖ_n0は、キャリア４０の片方の側辺と交点を有する。制御ロジック４は、制御命令ＳＣをブリッジアームＢ３に送る。この制御命令は、ブリッジアームＢ３をスイッチングする。ブリッジアームＢ３は状態を変えて、低い状態へ変わる。

時間＝ｔ２では、モデュラントｍｏｄ２＋Ｖ_n0は、キャリア４０の片方の側辺と交点を有する。制御ロジック４は、制御命令ＳＣをブリッジアームＢ２に送る。この制御命令は、ブリッジアームＢ２をスイッチングする。ブリッジアームＢ２は状態を変えて、低い状態へ変わる。

時間＝ｔ２〜ｔ３では、モデュラントｍｏｄ２＋Ｖ_n0は、キャリア４０の三角形の内側に位置する。すなわち、キャリア４０と交点がなく、キャリア４０によって形成された三角形の内側に位置する。この間、ブリッジアームＢ２は低い状態のままである。

時間＝ｔ３では、モデュラントｍｏｄ２＋Ｖ_n0は、キャリア４０のもう一方の側辺と再び交点を有する。この時間＝ｔ３から、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ２に制御命令ＳＣを送る。この制御命令は、ブリッジアームＢ２を高い状態にスイッチングする。

時間＝ｔ１〜ｔ４では、モデュラントｍｏｄ３＋Ｖ_n0は、キャリア４０の三角形の内側に位置する。この間、ブリッジアームＢ３は低い状態のままである。

時間＝ｔ４では、モデュラントｍｏｄ３＋Ｖ_n0は、キャリア４０のもう一方の側辺と再び交点を有する。この時間＝ｔ４から、制御ロジック４は、ブリッジアームＢ３に制御命令ＳＣを送る。この制命令令は、ブリッジアームＢ３を高い状態にスイッチングする。

１つのモデュラントと三角形キャリア４０との間の交点方法による、制御命令ＳＣの確立は、インバータの制御命令ＳＣが２状態しかない存在しない状態をもたらす。さらに、モデュラントの値に従って、発生するパルス幅は可変である。従って、パルス幅変調があり、その結果、ＰＷＭによるインバータ駆動がある。これは、図４に示すとおりである。

最後に、本明細書で述べてきた本発明の方法は、不変的システムと変動的システムとの両者で機能する。これは、本発明の方法が、相電流の時間の変化に注意を払わないため、変動的システムで機能するからである。相電流は、一時的にしか観察されないため、本明細書では、その機能を分離してある。

本発明による方法を実行するための手段を示す。 図１ａの方法において使用されているステータに基づく表示を示す。 図１ｂのステータに基づく表示における電圧指令ベクトル（数１）分解図を示す。 本発明による方法の、第１実施例及び限定されない第２実施例のフローを示す。 図２の第２実施例において使用されているステータに基づく表示を示す。 キャリアと、インバータの各ブリッジアームのモデュラントとの比較に対応する、図２の方法の１つのステップのタイムチャートを示す。

符号の説明

１ 多相パワーブリッジ又は多相インバータ
２ ＤＣバス
３ 多相負荷
４ 制御ロジック
５ ＤＣ電圧源
６ デバイス
７ デカップリングキャパシタ
８ マイクロプロセッサ
９ プログラムメモリ
１０ 入出力インターフェース
１１ バス
１２〜２１ 領域
３０〜３２、４０〜４５、５０〜５５ ステップ
４０ キャリア
Ｕ_DC 電源電圧
ＳＣ スイッチング関数又は制御命令
ＳＣ１〜ＳＣ６ アクティブ形
ＳＨ１〜ＳＨ６ 角形

Claims (18)

1. 多相電気負荷（３）を制御するためのパワーブリッジ（１）駆動方法であって、前記パワーブリッジ（１）は、複数のアーム（Ｂ１、．．．、Ｂ３）、すなわち各相につき少なくとも１つのアームを介して、前記電気負荷（３）に接続されるようになっており、かつ、スイッチング関数（ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３）によって駆動されるようになっており、このスイッチング関数は、前記負荷制御のための制御ベクトル（数１、．．．、数２）を決定し、この制御ベクトル（数１、．．．、数２）は、フリーホイール制御ベクトル（数１、数２）及びアクティブ制御ベクトル（数３、．．．、数４）に細分され、前記フリーホイール制御ベクトル（数１、数２）に対応するスイッチング関数の組合せ数を有限にして生成する、スイッチング関数生成方法を適用して、一連の制御ベクトルを生成し、前記スイッチング関数生成方法は、順序関係に従って、制止されることの可能な少なくとも２つのブリッジアームを選択するステップと、前記パワーブリッジ（１）のチョッピング周期（Ｔ_S）の間中、前記制止されることの可能な少なくとも２つのブリッジアームのうちの１つを制止するステップとを有することを特徴とするパワーブリッジ（１）駆動方法。
   

   

   

   

   
2. 前記スイッチング関数生成方法は、電圧指令スカラ（Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*）から、各ブリッジアーム（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）に関連するモデュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）を決定するステップを有することを特徴とする、請求項１記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
3. １つのモデュラントは、交点方法に従って実行するように決定されることを特徴とする、請求項２記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
4. １つのモデュラントは、重心方法に従って実行するように決定されることを特徴とする、請求項２記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
5. 前記順序関係は、前記ブリッジアーム（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）に関連する前記モデュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）間の比較であることを特徴とする、請求項２〜４のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
6. 選択される前記ブリッジアームは、最大モデュラント（ｍｏｄ_M）及び最小モデュラント（ｍｏｄ_m）を有するブリッジアームと一致していることを特徴とする、請求項２〜５のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
7. 制止すべき前記ブリッジアームは、前記選択されたブリッジアームから選択され、前記ブリッジアーム（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）に関連するモデュラント（ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３）のうち、最大モデュラント（ｍｏｄ_M）に対応する相電流（Ｉ_M）の中で絶対値が最大の相電流と、最小モデュラント（ｍｏｄ_m）に対応する相電流（Ｉ_m）の中で絶対値が最大の相電流とを有するブリッジアームであることを特徴とする、請求項２〜６のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
8. 前記制止すべきブリッジアームは、最大モデュラントに対応するブリッジアームである場合、このブリッジアームは高い状態で制止され、前記制止すべきブリッジアームが最小モデュラントに対応するものである場合、このブリッジアームは低い状態で制止されることを特徴とする、請求項７記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
9. 前記スイッチング関数生成方法は、制止すべき１つのブリッジアームが高い状態にあるか、又は低い状態にあるかに従って、１つのモデュラントに加算すべきニュートラル量（Ｖ_n0）を決定するステップをも有することを特徴とする、請求項２〜８のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
10. −１つのアーム（Ｂｊ）が高い状態で制止される場合、前記ニュートラル量（Ｖ_n0）は、第１の値である最大値（Ｍａｘ）から、前記アームに関連するモデュラントを減算したものと等しい（Ｖ_n0＝Ｍａｘ−ｍｏｄ_j）こと、および、
    −前記アーム（Ｂｊ）が低い状態で制止される場合、前記ニュートラル量（Ｖ_n0）は、第２の値である最小値（Ｍｉｎ）から、前記アームに関連するモデュラントを減算したものと等しい（Ｖ_n0＝Ｍｉｎ−ｍｏｄ_j）ことを特徴とする、
    請求項９記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
11. 前記スイッチング関数生成方法は、１つのニュートラル量で変換されたモデュラントと、１つのシンプルキャリアとを比較するステップを有し、１つのモデュラントは、各ブリッジアームと関連し、前記比較により、前記ブリッジを制御するためのスイッチング関数（ＳＣ）を定めることを特徴とする、請求項２〜１０のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
12. 前記シンプルキャリアは、最大値（Ｍａｘ）に位置する頂点と、最小値（Ｍｉｎ）に位置する底辺とを有する二等辺三角形であることを特徴とする、請求項１１記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
13. 前記１つのブリッジアームを制止するステップは、前記制御ベクトル（数１、．．．、数２）によって決定される平面領域における、１つの電圧指令ベクトル（数５）の位置に依存し、この電圧指令ベクトル（数５）は、電圧指令スカラ（Ｖ１^*、Ｖ２^*、Ｖ３^*）から決定されることを特徴とする、請求項２〜１２のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
    

    
14. 前記平面領域は、ステータに基づく表示において定義され、前記ステータに基づく表示は、角形（ＳＡ）に細分され、高い状態、又は低い状態にある、前記１つのブリッジアームを制止するステップは、前記角形（ＳＡ）の１つにある前記電圧指令ベクトル（数５）の位置に依存することを特徴とする、請求項１３記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
15. −前記電圧指令ベクトル（数５）が第１角形（ＳＡ１）内にある場合、第１アーム（Ｂ１）は高い状態で制止され、
    −前記電圧指令ベクトル（数５）が第２角形（ＳＡ２）内にある場合、第３アーム（Ｂ３）は低い状態で制止され、
    −前記電圧指令ベクトル（数５）が第３角形（ＳＡ３）内にある場合、第２アーム（Ｂ２）は高い状態で制止され、
    −前記電圧指令ベクトル（数５）が第４角形（ＳＡ４）内にある場合、第１アーム（Ｂ１）は低い状態で制止され、
    −前記電圧指令ベクトル（数５）が第５角形（ＳＡ５）内にある場合、第３アーム（Ｂ３）は高い状態で制止され、
    −前記電圧指令ベクトル（数５）が第６角形（ＳＡ６）内にある場合、第２アーム（Ｂ２）は低い状態で制止されることを特徴とする、請求項１４記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
16. 前記１つのブリッジアームを制止するステップは、１つの電流ベクトル（数５）に依存することを特徴とする、請求項１〜１５のいずれか１項に記載のパワーブリッジ（１）駆動方法。
17. バス（２）を介して電気負荷（３）に接続されるようになっており、請求項１〜１６のいずれか１項に従って前記方法を実行し、制御ロジック（４）と、制御ロジック（４）に接続されるようになっている前記パワーブリッジと、前記方法を実行する前記制御ロジック（４）とを備えていることを特徴とする、パワーブリッジ駆動装置。
18. − 多相電気負荷（３）と、
    − 電圧源（５）と、
    − 下流側は電気負荷（３）に接続され、上流側はバス（２）を介して電圧源（５）に接続されるようになっているパワーブリッジと、
    − 前記バス（２）に並列に配置されるデカップリングキャパシタ（７）と、
    − 請求項１７記載のパワーブリッジ駆動装置とを備えている、回転系電気機器。

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