JP5276508B2 - Ｍｉｍｏ送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）」という。）伝搬環境におけるＭＩＭＯ送信装置に関し、特に、空間フィルタリングと誤り訂正を組み合わせ、空間領域で多重された信号の分離及び検出を繰り返して行い、干渉を除去するＩＤＤ（Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）方式の性能を向上させる送信技術に関するものである。

従来、複数の送信アンテナを用いたＭＩＭＯ送信装置と、複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ受信装置とにより構成されたＭＩＭＯ伝送システムは、伝送容量を飛躍的に向上させることを可能にするシステムとして知られている。このＭＩＭＯ送信装置は、系統毎の送信データをそれぞれ処理し、系統毎の複数の送信アンテナから信号をそれぞれ送信する。ＭＩＭＯ受信装置は、ＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された信号を、空間領域で多重された信号として複数の受信アンテナを介して受信する。そして、各送信アンテナから送信された信号の伝搬チャネル特性の違いを利用することにより、空間領域で多重された信号の分離及び検出を行う。ここで、個々の送信データを処理する系統を複数備えたＭＩＭＯ送信装置において、その系統毎の信号であって、送信アンテナから出力される信号を「送信データ系列」という。空間領域で多重された信号を分離及び検出するには、空間フィルタリングアルゴリズムであるＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）またはＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）等による手法が用いられる。ＺＦ及びＭＭＳＥによる手法は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。

一般に、ＭＩＭＯ伝送システムにおいて、ＭＩＭＯ送信装置及びＭＩＭＯ受信装置が離れた見通し（ＬＯＳ：Ｌｉｎｅ−Ｏｆ−Ｓｉｇｈｔ）環境にあり、卓越した受信電力を有する送信データ系列の直接波が同一方向から到来する場合には、空間領域で多重された信号の分離及び検出特性が著しく劣化してしまうことがある。これでは、安定した伝送を実現することが困難である。

このような環境にあったとしても、空間領域で多重された信号の分離及び検出特性を向上させるための手法として、非特許文献１に記載された技術が広く知られている。非特許文献１には、受信した複数の送信データ系列の中から、受信状況の良い送信データ系列をまず復号し、その送信データ系列の干渉レプリカを生成し、各送信データ系列が空間多重された受信信号からその送信データ系列の干渉レプリカを除去し、残りの送信データ系列を順次復号する手法が記載されている。この手法はＶ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）と呼ばれている。

しかしながら、復号結果に誤りがある場合には、干渉レプリカの除去に伴うキャンセル誤りが伝搬し、空間領域で多重された信号の分離及び検出特性が劣化してしまう。ここで、信頼性の低い干渉レプリカを用いてキャンセルしたことに起因する誤りを、キャンセル誤りという。そこで、誤り訂正後の信号を用いてより信頼性の高い干渉レプリカを生成し、その干渉レプリカによるキャンセルと誤り訂正の復号とを繰り返して行うＩＤＤ方式の検討が行われた。このＩＤＤ方式を用いて干渉を除去する手法の詳細については、例えば非特許文献２及び特許文献１に記載されている。

一般に、誤り訂正による符号化利得を得るためには、送信データ系列を誤り訂正符号化した後に、信号をランダムに配置するためのインタリーブの処理を行う。ＩＤＤ方式では、空間フィルタリングによって送信データ系列を分離及び検出した後にデインタリーブの処理を行い、誤り訂正復号した後に再度インタリーブの処理を行い、干渉レプリカを生成する。

一方、ＭＩＭＯ送信装置が時間的に長いインタリーブの処理を行う場合、ＭＩＭＯ受信装置は、受信特性を向上させるためにＩＤＤ方式の繰り返し回数を増やすと、デインタリーブ及び再インタリーブも繰り返し回数分だけ必要となる。このため、映像伝送にかかる遅延時間を許容することができず、メモリ容量等の要求されるハードウェアの規模も増大するという問題があった。この問題を解決するため、デインタリーブの処理及び再インタリーブの処理を、ＩＤＤ方式の繰り返し処理の中で行わないようにするＭＩＭＯ受信装置が、本出願と同一の出願人により提示されている（本出願の出願時に未公開の特許出願：特願２００８−２０３５２９号公報を参照）。

特開２００３−１５２６０３号公報

G.D.Golden,G.J.Foschini,R.A.Valenzuela and P.W.Wolniansky,"Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST spacetime communication architecture,",Electron. Lett.,35,1,pp.14-16,1999.1. B.Lu,G.Yue,and X.Wang,"Performance Analysis and Design Optimization of LDPC-Coded MIMO OFDM Systems,"IEEE Trans. Signal Proc.,vol.52,no.2,pp.348-361,Feb.2004.

前述のＭＩＭＯ伝送システムでは、ＭＩＭＯ送信装置が、複数の送信アンテナから複数の送信データ系列を同一周波数でそれぞれ送信し、ＭＩＭＯ受信装置が、これらの送信データ系列を、空間領域で多重された信号として複数の受信アンテナを介して受信する。非特許文献１のＭＩＭＯ受信装置は、Ｖ−ＢＬＡＳＴの手法を採用し、受信状況の良い送信データ系列をまず復号し、復号結果を用いてその送信データ系列の干渉レプリカを生成し、各送信データ系列が空間多重された受信信号からその送信データ系列の干渉レプリカを除去し、残りの送信データ系列を順次復号する。これにより、送信データ系列の受信品質が等しい場合だけでなく、送信データ系列の受信品質が異なる場合であっても、送信データ系列を高精度に復号することができる。

これに対し、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置、すなわち、誤り訂正後の信号を用いて干渉レプリカを生成し、その干渉レプリカによるキャンセルと誤り訂正の復号とを繰り返して行う方式を採用するＭＩＭＯ受信装置では、並列復号の処理を基本としているから、送信データ系列の受信品質が異なる場合、送信データ系列の受信品質が同じ場合に比べてＩＤＤ方式の特性が劣化し、送信データ系列を高精度に復号することができないことが報告されている（光山、 神原、 中川、 池田、 大槻、“８００ＭＨｚ帯ＦＰＵシステムにおけるＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ反復復号法の検討”、信学技報、ＲＣＳ−２００８−８０（２００８−８））。

この問題を解決するために、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置に、前述のＶ−ＢＬＡＳＴの手法である順次復号の処理を組み込むことが考えられる。

しかしながら、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置に、前述の順次復号の処理を組み込むことは困難である。具体的には、ＭＩＭＯ送信装置が送信データ系列を符号化した後に２系統のデータに分けて送信する場合、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置は、原理的に前述の順次復号の処理を行うことができない。誤り訂正の復号を行うためには、２系統に分ける前の送信データ系列に戻す必要があり、分岐した片系統の信号だけでは復号できないためである。一方、ＭＩＭＯ送信装置が異なる複数の送信データ系列を独立して符号化し送信する場合、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置は、原理的に前述の順次復号の処理を行うことができる。しかしながら、ＭＩＭＯ受信装置には、ＩＤＤ方式を実現する回路に加えて、順次復号の処理を実現する回路が必要になるから、回路規模が増大すると共に処理遅延が増大するという問題があった。

このように、送信データ系列の受信品質が異なる場合であっても、送信データ系列を高精度に復号することができるようにするため、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置に、前述の順次復号の処理を組み込むことが考えられるが、この手法は不可能または困難である。そこで、ＭＩＭＯ受信装置は、品質の等しい送信データ系列をそれぞれ受信し、ＩＤＤ方式を実現する回路のみを用いて並列復号を行うことが望ましい。

しかしながら、送信データ系列を送信するＭＩＭＯ送信装置の出力電力及びアンテナ特性は異なるものである。このため、ＭＩＭＯ受信装置では、分離及び検出した送信データ系列の受信品質に少なからず差異が生じてしまう。また、移動伝送を行うＭＩＭＯ伝送システムにおいては、伝搬経路の違いによっても、送信データ系列の受信品質の差異が時々刻々と変動する。したがって、ＩＤＤ方式を採用するＭＩＭＯ受信装置は、受信品質の等しい送信データ系列を必ずしも受信することができるとは限らず、ＩＤＤ方式の性能を最大限に向上させることができなかった。

そこで、本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、送信データ系列を出力するＭＩＭＯ送信装置の出力電力、アンテナ特性及び伝搬経路に違いがあったとしても、ＭＩＭＯ受信装置においてＩＤＤ方式により分離及び検出される送信データ系列の受信品質を等しくし、ＩＤＤ方式による復号性能を向上させることが可能なＭＩＭＯ送信装置を提供することにある。

前記課題を解決するため、本発明によるＭＩＭＯ送信装置は、送信データ系列の信号を、誤り訂正符号により符号化してインタリーブし、直交変調して送信アンテナから送信する系統を複数備えたＭＩＭＯ送信装置と、空間多重された送信データ系列の信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記受信した信号を復調し、デインタリーブして誤り訂正復号を行うＭＩＭＯ受信装置とにより構成されるＭＩＭＯ伝送システムの下で、前記送信データ系列の分離及び検出を、誤り訂正復号と共に繰り返すＩＤＤ方式を採用する前記ＭＩＭＯ受信装置に対して送信を行う前記ＭＩＭＯ送信装置において、複数の送信データ系列の信号を、所定の符号化により誤り訂正符号を行う符号化部と、前記誤り訂正符号が行われた複数の送信データ系列の信号に、所定の単位でインタリーブを行うインタリーブ部と、前記インタリーブされた複数の送信データ系列の信号を、キャリア変調のコンスタレーション配置上にマッピングするマッピング部と、前記マッピングされた複数の送信データ系列の信号にパイロット信号を挿入し、ＯＦＤＭフレームを構成するＯＦＤＭフレーム構成部と、前記ＯＦＤＭフレームが構成された複数の送信データ系列の信号にＩＦＦＴを行い、時間軸データに変換するＩＦＦＴ部と、前記時間軸データに変換された複数の送信データ系列の信号にＧＩを付加するＧＩ付加部と、ＧＩが付加された複数の送信データ系列の信号に直交変調を行う直交変調部と、前記直交変調された複数の送信データ系列の信号を入力し、複数のシンボル期間である所定のシンボルブロック期間毎に、前記送信データ系列の位相を異なる位相に切り替え、前記入力した送信データ系列の信号と、異なる位相に切り替えた他の送信データ系列の信号とを合成し、前記合成した送信データ系列の信号を合成信号として、前記入力した送信データ系列の系統毎に出力する送信ビームパターン生成部と、前記送信ビームパターン生成部により出力された複数の合成信号であるデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部と、前記アナログ信号に変換された複数の合成信号における周波数を無線周波数に変換する周波数変換部と、前記無線周波数に変換された複数の合成信号を送信する送信アンテナと、を備え、前記送信ビームパターン生成部が、前記送信アンテナによって、前記送信データ系列の信号が他の送信データ系列の信号とは異なるビームパターンで送信されるように、前記送信データ系列の位相を、予め設定された異なる位相に切り替える、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ送信装置は、前記送信ビームパターン生成部が、前記送信アンテナによって、前記送信データ系列の信号が、他の送信データ系列の信号との間で前記送信アンテナの水平面内全方向にわたる指向性利得の差の積分が最大となるビームパターンで送信されるように、前記送信データ系列の位相を、予め設定された異なる位相に切り替える、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ送信装置は、前記送信ビームパターン生成部が送信データ系列の位相を異なる位相に切り替えるタイミングを示す前記所定のシンボルブロック期間を、ＭＩＭＯ受信装置が伝搬チャネルを推定するために必要なシンボル期間を整数倍した期間とする、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、送信データ系列を出力するＭＩＭＯ送信装置の出力電力、アンテナ特性及び伝搬経路に違いがあったとしても、ＭＩＭＯ受信装置においてＩＤＤ方式により分離及び検出される送信データ系列の受信品質を等しくし、ＩＤＤ方式による復号性能を向上させることが可能となる。

実施例１におけるＭＩＭＯ送信装置の構成を示す図である。 データ系列切り替え部における、Ｋ＝１のときの切り替え処理を説明する図である。 データ系列切り替え部における、Ｋ＝２のときの切り替え処理を説明する図である。 実施例２におけるＭＩＭＯ送信装置の構成を示す図である。 送信ビームパターンの組み合わせ例を説明する図である。 送信ビームパターン生成部における、Ｋ＝１のときの切り替え処理を説明する図である。 市街地における野外実験結果を示す図である。 ＬＤＰＣ符号及びＭＭＳＥアルゴリズムを用いたＩＤＤ方式の実験結果を比較する図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図１は、実施例１によるＭＩＭＯ送信装置の構成を示す図である。このＭＩＭＯ送信装置１０１は、２つの異なる送信データ系列ａ，ｂを、予め設定されたシンボルブロック単位に切り替えることにより、２つの送信アンテナ１０−１，１０−２からそれぞれ送信するものである。送信アンテナ１０−１，１０−２は、互いに異なる偏波の信号を出力するものとする。

ＭＩＭＯ送信装置１０１は、２系統の処理部を備えている。具体的には、送信データ系列ａを処理するＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号化部１−１、インタリーブ部２−１、マッピング部３−１、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）フレーム構成部４−１、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部５−１、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加部６−１、直交変調部７−１、Ｄ／Ａ変換部８−１及び周波数変換部９−１を備え、送信データ系列ｂを処理するＬＤＰＣ符号化部１−２、インタリーブ部２−２、マッピング部３−２、ＯＦＤＭフレーム構成部４−２、ＩＦＦＴ部５−２、ＧＩ付加部６−２、直交変調部７−２、Ｄ／Ａ変換部８−２、周波数変換部９−２を備え、さらに、ＧＩ付加部６−１，６−２と直交変調部７−１，７−２との間にデータ系列切り替え部１１を備えている。ＯＦＤＭ変調については、例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」の規格が適用される。

ＬＤＰＣ符号化部１−１は、送信データ系列ａを入力し、ＬＤＰＣ符号化により誤り訂正を行い、符号化した信号を出力する。インタリーブ部２−１は、ＬＤＰＣ符号化部１−１から符号化された信号を入力し、１本のサブキャリアに割り当てる１ビットまたは複数ビットをインタリーブの１単位としてインタリーブし、インタリーブしたサブキャリア単位の信号を出力する。ＬＤＰＣ符号化部１−２は、送信データ系列ｂを入力し、ＬＤＰＣ符号化部１−１と同様の処理を行う。また、インタリーブ部２−２は、インタリーブ部２−１と同様の処理を、送信データ系列ｂについて行う。これにより、ＬＤＰＣ符号化部１−１，１−２により符号化された信号は時間軸方向にそれぞれ分散される。ここでは、説明を簡単にするために、各系統のＬＤＰＣ符号化部１−１，１−２は同じ符号化器を用い、インタリーブ部２−１，２−２も同じインタリーブパターンを用いるものとする。

マッピング部３−１は、インタリーブ部２−１からインタリーブされたサブキャリア単位の信号を入力し、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等のキャリア変調のコンスタレーション配置上にマッピングし、マッピングした信号を出力する。マッピング部３−２は、マッピング部３−１と同様の処理を、送信データ系列ｂについて行う。

ＯＦＤＭフレーム構成部４−１は、マッピング部３−１からマッピングされた信号を入力し、この信号をデータ信号として扱い、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）等の信号をリファレンスあるいは制御信号としてデータ信号内に挿入すると共に、予め設定された周波数に配置してフレームを構成し、ＯＦＤＭ信号として出力する。ＯＦＤＭフレーム構成部４−２は、ＯＦＤＭフレーム構成部４−１と同様の処理を、送信データ系列ｂについて行う。

ＩＦＦＴ部５−１は、ＯＦＤＭフレーム構成部４−１からフレーム構成されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行い、周波数軸データから時間軸データに変換し、時間軸データのＯＦＤＭ信号を出力する。ＩＦＦＴ部５−２は、ＩＦＦＴ部５−１と同様の処理を、送信データ系列ｂについて行う。

ＧＩ付加部６−１は、ＩＦＦＴ部５−１から時間軸データのＯＦＤＭ信号を入力し、ＧＩ信号を付加する。ＧＩ付加部６−２は、ＧＩ付加部６−１と同様の処理を、送信データ系列ｂについて行う。

データ系列切り替え部１１は、ＧＩ付加部６−１からＧＩ信号が付加された送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を入力し、ＧＩ付加部６−２からＧＩ信号が付加された送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を入力する。そして、データ系列切り替え部１１は、ＯＦＤＭフレームの先頭シンボルを基準にして、予め設定されたシンボルブロック単位に、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号と送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号との系統を切り替えて、垂直偏波を有する送信アンテナ１０−１系統の直交変調部７−１に出力すると共に、水平偏波を有する送信アンテナ１０−２系統の直交変調部７−２に出力する。この場合、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を直交変調部７−１に出力しているときは、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を直交変調部７−２に出力し、逆に、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を直交変調部７−１に出力しているときは、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を直交変調部７−２に出力するように、信号を交互に選択して系統を切り替える。切り替えはデジタル信号処理で行われ、送信アンテナ１０−１，１０−２から送信される信号には、一時的に無信号となるような不連続な状態が生じないものとする。データ系列切り替え部１１による信号切り替え処理の詳細については後述する。

直交変調部７−１は、データ系列切り替え部１１から出力された第１のＯＦＤＭ信号を入力し、ここまで実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）として処理されてきたＯＦＤＭ信号を、同相信号と直交信号に載せて直交化する直交変調を行い、直交変調したＯＦＤＭ信号を出力する。直交変調部７−２は、直交変調部７−１と同様の処理を、データ系列切り替え部１１から出力された第２のＯＦＤＭ信号について行う。

Ｄ／Ａ変換部８−１は、直交変調部７−１から直交変調されたＯＦＤＭ信号を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換する。周波数変換部９−１は、Ｄ／Ａ変換部８−１によりアナログ信号に変換された信号を入力し、入力した信号の周波数を無線周波数に変換する。このようにして処理された信号は、図示しない送信アンテナ１０−１を介して垂直偏波の信号として送信される。Ｄ／Ａ変換部８−２及び周波数変換部９−２は、それぞれＤ／Ａ変換部８−１及び周波数変換部９−１と同様の処理を行い、処理された信号は、図示しない送信アンテナ１０−２を介して水平偏波の信号として送信される。

このように、ＭＩＭＯ送信装置１０１は、送信アンテナ１０−１，１０−２を介して、送信データ系列ａの信号と送信データ系列ｂの信号とを、予め設定されたシンボルブロック単位で交互に送信する。そして、送信アンテナ１０−１，１０−２から送信された送信データ系列ａの信号及び送信データ系列ｂの信号は、空間領域において多重される。

ここで、送信アンテナ１０−１，１０−２は、互いに異なる偏波の信号を送信する。例えば、前述したとおり、送信アンテナ１０−１が垂直偏波の信号を、送信アンテナ１０−２が水平偏波の信号をそれぞれ送信する。送信アンテナ１０−１が水平偏波の信号を、送信アンテナ１０−２が垂直偏波の信号をそれぞれ送信するようにしてもよい。これにより、互いの干渉を空間領域で事前に減少させることができるから、ＭＩＭＯ受信装置において、ＩＤＤ方式により送信データ系列ａ，ｂを高精度に復号することができる。尚、送信アンテナ１０−１，１０−２は、互いに等しい偏波の信号を出力するようにしてもよい。

（データ系列切り替え部の処理）
次に、データ系列切り替え部１１の処理について詳細に説明する。ＭＩＭＯ受信装置は、空間領域において多重された信号（ＭＩＭＯ送信装置１０１からの送信データ系列ａの信号及び送信データ系列ｂの信号が多重された信号）を受信する。そして、ＭＩＭＯ受信装置は、受信した多重信号を送信データ系列ａ及び送信データ系列ｂに復調するための処理として、送信データ系列ａ及び送信データ系列ｂの分離及び検出処理のために伝搬チャネルを推定する。伝搬チャネルの推定は、通常数シンボルを１ブロック（以下、「伝搬チャネル推定用シンボルブロック」という。）として、１伝搬チャネル推定用シンボルブロック単位に行われ、伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間内では伝搬チャネルの変動または不連続性がないことが前提条件となる。

したがって、データ系列切り替え部１１では、少なくとも伝搬チャネル推定用シンボルブロックより短い期間で、送信データ系列ａ，ｂの切り替えは行わないものとする。データ系列切り替え部１１は、伝搬チャネル推定用シンボルブロック（この期間をＢとする。）の整数倍（Ｋ）の期間を１周期とした一定のタイミングで切り替える。すなわち、データ系列切り替え部１１は、ＯＦＤＭフレームの先頭シンボルを基準にして、Ｂ×Ｋのシンボルブロック期間の周期で、直交変調部７−１への送信データ系列ａの出力、及び直交変調部７−２への送信データ系列ｂの出力と、直交変調部７−１への送信データ系列ｂの出力、及び直交変調部７−２への送信データ系列ａの出力とを切り替える。

図２は、Ｋ＝１のときの切り替え処理を説明する図であり、ＭＩＭＯ受信装置において、伝搬チャネルを推定するために必要な伝搬チャネル推定用シンボルブロックが２シンボルであり、ＭＩＭＯ送信装置１０１のデータ系列切り替え部１１において、送信データ系列ａ，ｂの切り替え周期を、伝搬チャネル推定用シンボルブロックと同じ２シンボルとした場合、すなわち、Ｂ＝２，Ｋ＝１とした場合を示している。

図２において、Ｔ_ｔはシンボルブロックの切り替え単位（切り替え周期）を示しており、ｔはシンボルブロックの番号である。また、Ｓ_ｎ＿ｉはシンボルを示している。ｎは、送信データ系列ａのときに１、送信データ系列ｂのときに２である。ｉはシンボル番号である。

データ系列切り替え部１１は、Ｔ_０の期間において、ＧＩ付加部６−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_１＿１を直交変調部７−１に出力する。また、ＧＩ付加部６−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_２＿１を直交変調部７−２に出力する。信号Ｓ_１＿０，Ｓ_１＿１は送信アンテナ１０−１から送信され、信号Ｓ_２＿０，Ｓ_２＿１は送信アンテナ１０−２から送信される。

そして、データ系列切り替え部１１は、Ｔ_１の期間において、ＧＩ付加部６−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３を直交変調部７−２に出力する。また、ＧＩ付加部６−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３を直交変調部７−１に出力する。信号Ｓ_１＿２，Ｓ_１＿３は送信アンテナ１０−２から送信され、信号Ｓ_２＿２，Ｓ_２＿３は送信アンテナ１０−１から送信される。

このように、データ系列切り替え部１１は、Ｂ×Ｋ＝２×１＝２シンボルのシンボルブロック毎に、ＧＩ付加部６−１，６−２から入力した送信データ系列ａ，ｂを切り替えて、直交変調部７−１，７−２にそれぞれ出力する。そして、２シンボルのシンボルブロック毎に切り替えられた送信データ系列ａ，ｂの信号が、送信アンテナ１０−１，１０−２から交互に送信される。

図３は、Ｋ＝２のときの切り替え処理を説明する図であり、ＭＩＭＯ受信装置において伝搬チャネル推定用シンボルブロックが２シンボルであり、ＭＩＭＯ送信装置１０１のデータ系列切り替え部１１において、送信データ系列ａ，ｂの切り替え周期を、伝搬チャネル推定用シンボルブロックの２倍の周期である４シンボルとした場合、すなわち、Ｂ＝２，Ｋ＝２とした場合を示している。Ｔ_ｔ，Ｓ_ｎ＿ｉは図２と同様である。

データ系列切り替え部１１は、Ｔ_０の期間において、ＧＩ付加部６−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０、シンボル番号１の信号Ｓ_１＿１、シンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３を直交変調部７−１に出力する。また、ＧＩ付加部６−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０、シンボル番号１の信号Ｓ_２＿１、シンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３を直交変調部７−２に出力する。信号Ｓ_１＿０，Ｓ_１＿１，Ｓ_１＿２，Ｓ_１＿３は送信アンテナ１０−１から送信され、信号Ｓ_２＿０，Ｓ_２＿１，Ｓ_２＿２，Ｓ_２＿３は送信アンテナ１０−２から送信される。

そして、データ系列切り替え部１１は、Ｔ_１の期間において、ＧＩ付加部６−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号４の信号Ｓ_１＿４、シンボル番号５の信号Ｓ_１＿５、シンボル番号６の信号Ｓ_１＿６及びシンボル番号７の信号Ｓ_１＿７を直交変調部７−２に出力する。また、ＧＩ付加部６−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号４の信号Ｓ_２＿４、シンボル番号５の信号Ｓ_２＿５、シンボル番号６の信号Ｓ_２＿６及びシンボル番号７の信号Ｓ_２＿７を直交変調部７−１に出力する。信号Ｓ_１＿４，Ｓ_１＿５，Ｓ_１＿６，Ｓ_１＿７は送信アンテナ１０−２から送信され、信号Ｓ_２＿４，Ｓ_２＿５，Ｓ_２＿６，Ｓ_２＿７は送信アンテナ１０−１から送信される。

このように、データ系列切り替え部１１は、Ｂ×Ｋ＝２×２＝４シンボルのシンボルブロック毎に、ＧＩ付加部６−１，６−２から入力した送信データ系列ａ，ｂを切り替えて、直交変調部７−１，７−２にそれぞれ出力する。そして、４シンボルのシンボルブロック毎に切り替えられた送信データ系列ａ，ｂの信号が、送信アンテナ１０−１，１０−２から交互に送信される。

尚、ＭＩＭＯ受信装置は、ＭＩＭＯ送信装置１０１の送信アンテナ１０−１，１０−２から交互に送信された送信データ系列ａ，ｂを受信し、ＯＦＤＭフレームの先頭シンボルを基準にして、シンボルブロック単位で、チャネル推定、ウェイト演算、信号分離及び検出の各処理を行う。

以上のように、実施例１によるＭＩＭＯ送信装置１０１によれば、データ系列切り替え部１１が、伝搬チャネルの変動または不連続性がない伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間を整数倍したシンボルブロックの期間（Ｂ×Ｋ）の周期で、入力した送信データ系列ａ，ｂを切り替えるようにした。そして、送信アンテナ１０−１は、送信データ系列ａ，ｂの信号をＢ×Ｋのシンボルブロックの周期で交互に送信し、送信アンテナ１０−２は、送信データ系列ｂ，ａの信号をＢ×Ｋのシンボルブロックの周期で交互に送信する。これにより、送信アンテナ１０−１から交互に送信された送信データ系列ａ，ｂの信号と、送信アンテナ１０−２から交互に送信された送信データ系列ｂ，ａの信号とが空間領域において多重された信号となる。ＭＩＭＯ受信装置は、このような多重信号を受信し、誤り訂正後の信号を用いてより干渉レプリカを生成し、その干渉レプリカによるキャンセルと誤り訂正の復号とを並列に繰り返して行うＩＤＤ方式によって、送信データ系列ａ，ｂを分離及び検出する。

これにより、送信データ系列ａ，ｂを送信するＭＩＭＯ送信装置１０１における送信アンテナ１０−１，１０−２間の出力電力の違い、送信アンテナ１０−１，１０−２自体の特性の違い、または伝搬経路の違いがあったとしても、送信アンテナ１０−１から送信データ系列ａ，ｂの信号が交互に送信され、送信アンテナ１０−２から送信データ系列ｂ，ａの信号が交互に送信されるから、これらの違いは、送信データ系列ａの信号及び送信データ系列ｂの信号に対して同じように反映されることになる。つまり、ＭＩＭＯ受信装置が受信する送信データ系列ａの信号と送信データ系列ｂの信号との間で、伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間を整数倍したシンボルブロックの期間、すなわち、送信データ系列ａ，ｂの切り替え期間において、その受信品質の差は存在するが、送信データ系列ａ, ｂの切り替え期間に比べて十分長い期間をＬＤＰＣ符号の１ブロックとする場合、この１ブロックの期間の平均的な受信品質の差をなくすことができる。したがって、ＭＩＭＯ受信装置においてＩＤＤ方式により分離及び検出される送信データ系列ａと送信データ系列ｂとの間の受信品質を等しくすることができ、ＩＤＤ方式の復号性能を向上させることができる。

すなわち、実施例１によるＭＩＭＯ送信装置１０１によれば、複数の送信アンテナ１０−１，１０−２を用いて空間多重伝送を行う場合、ＭＩＭＯ送信装置１０１の出力電力、アンテナ特性及び伝搬経路の違いがある場合でも、ＭＩＭＯ受信装置において分離及び検出される送信データ系列ａ，ｂの受信品質、すなわち平均ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）を等しくすることができ、ＩＤＤ方式の復号性能を向上させることができる。また、送信アンテナ１０−１，１０−２から送信される送信データ系列ａ，ｂの伝搬経路が高頻度に切り替えられるから、空間インタリーブ効果により誤り訂正の符号化利得を向上させることができる。さらに、偏波の異なるアンテナを用いるＭＩＭＯ方式に適用することで送信データ系列ａ，ｂにおける伝搬経路間の相関を下げ、送信データ系列ａ，ｂの分離及び検出性能を一層向上させることができる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図４は、実施例２によるＭＩＭＯ送信装置の構成を示す図である。このＭＩＭＯ送信装置１０２は、２つの異なる送信データ系列ａ，ｂの位相を、予め設定されたシンボルブロック単位にシフトして合成した後、２つの送信アンテナ１２−１，１２−２からそれぞれ送信するものである。２つの送信アンテナ１２−１，１２−２を用いてビームパターンを形成するため、送信アンテナ１２−１，１２−２は、互いに等しい偏波の信号を出力するものとする。

ＭＩＭＯ送信装置１０２は、２系統の処理部を備えている。具体的には、送信データ系列ａを処理するＬＤＰＣ符号化部１−１、インタリーブ部２−１、マッピング部３−１、ＯＦＤＭフレーム構成部４−１、ＩＦＦＴ部５−１、ＧＩ付加部６−１、直交変調部７−１、Ｄ／Ａ変換部８−１及び周波数変換部９−１を備え、送信データ系列ｂを処理するＬＤＰＣ符号化部１−２、インタリーブ部２−２、マッピング部３−２、ＯＦＤＭフレーム構成部４−２、ＩＦＦＴ部５−２、ＧＩ付加部６−２、直交変調部７−２、Ｄ／Ａ変換部８−２、周波数変換部９−２を備え、さらに、直交変調部７−１，７−２とＤ／Ａ変換部８−１，８−２との間に送信ビームパターン生成部１３を備えている。

実施例１のＭＩＭＯ送信装置１０１と、実施例２のＭＩＭＯ送信装置１０２とを比較すると、両装置は、ＬＤＰＣ符号化部１−１，１−２、インタリーブ部２−１，２−２、・・・及び周波数変換部９−１，９−２を備えている点で同一である。これに対し、実施例２のＭＩＭＯ送信装置１０２は、実施例１のデータ系列切り替え部１１の代わりに送信ビームパターン生成部１３を備えている点で相違する。また、実施例１のデータ系列切り替え部１１は、ＧＩ付加部６−１，６−２と直交変調部７−１，７−２との間に設けられているのに対し、実施例２の送信ビームパターン生成部１３は、直交変調部７−１，７−２とＤ／Ａ変換部８−１，８−２との間に設けられている点で相違する。

ＬＤＰＣ符号化部１−１，１−２からＧＩ付加部６−１，６−２までは、実施例１と同様であるから、ここでは説明を省略する。直交変調部７−１は、ＧＩ付加部６−１からＧＩ信号が付加された送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を入力し、ここまで実数と虚数の２つずつの組合せ信号（複素数）として処理されてきたＯＦＤＭ信号を、同相信号と直交信号に載せて直交化する直交変調を行い、直交変調したＯＦＤＭ信号を出力する。直交変調部７−２は、直交変調部７−１と同様の処理を、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号について行う。

送信ビームパターン生成部１３は、直交変調部７−１から直交変調された送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を入力し、直交変調部７−２から直交変調された送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を入力する。そして、送信ビームパターン生成部１３は、予め設定されたシンボルブロック単位に、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号における位相を異なる位相に切り替えると同時に、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号における位相を異なる位相に切り替える。そして、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号と異なる位相に切り替えた送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号とを合成し、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号と異なる位相に切り替えた送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号とを合成し、前者の送信データ系列ａ，ｂの合成信号を、送信アンテナ１２−１系統のＤ／Ａ変換部８−１に出力し、後者の送信データ系列ｂ，ａの合成信号を、送信アンテナ１２−２系統のＤ／Ａ変換部８−２に出力する。この場合、同じシンボルブロックの期間において、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａのビームパターンと送信データ系列ｂのビームパターンとの間で、互いに重なりが少なくなるように、切り替え前後の位相が設定されているものとする。互いに重なりが少ないビームパターンの説明については後述する。位相の切り替えはデジタル信号処理で行われ、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される信号には、一時的に無信号となるような不連続な状態が生じないものとする。

送信ビームパターン生成部１３は、位相制御器１３１−１，１３１−２及び加算器１３２−１，１３２−２を備えている。送信ビームパターン生成部１３は、入力した送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を複製し、一方のＯＦＤＭ信号を、送信アンテナ１２−１系統の加算器１３２−１に出力し、他方のＯＦＤＭ信号を、送信アンテナ１２−２系統の位相制御器１３１−２に出力する。また、入力した送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を複製し、一方のＯＦＤＭ信号を、送信アンテナ１２−２系統の加算器１３２−２に出力し、他方のＯＦＤＭ信号を、送信アンテナ１２−１系統の位相制御器１３１−１に出力する。

位相制御器１３１−１は、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号を入力し、その位相をφ_２だけシフトする。位相制御器１３１−２は、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号を入力し、その位相をφ_１だけシフトする。ここで、位相シフト量φ_１，φ_２は予め設定された値である。例えば、φ_１に０及び３．１３が設定され、φ_２に３．１３及び０が設定されている場合、あるシンボルブロックの期間において、位相制御器１３１−１は、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号の位相をφ_２＝３．１３だけシフトし、位相制御器１３１−２は、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号の位相をφ_１＝０だけシフトする（シフトしない）。そして、次のシンボルブロックの期間において、位相制御器１３１−１は、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号の位相をφ_２＝０だけシフトし（シフトせず）、位相制御器１３１−２は、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号の位相をφ_１＝３．１３だけシフトする。このようなシンボルブロックの期間は交互に繰り返される。

加算器１３２−１は、送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号と、位相制御器１３１−１からφ_２だけ位相シフトした送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号とをそれぞれ入力し、これらのＯＦＤＭ信号を加算して合成し、合成信号としてＤ／Ａ変換部８−１に出力する。合成信号Ｓ_１は、以下の式で表すことができる。
Ｓ_１＝ａ＋ｂ・ｅｘｐ（ｊφ_２）
また、加算器１３２−２は、送信データ系列ｂのＯＦＤＭ信号と、位相制御器１３１−２からφ_１だけ位相シフトした送信データ系列ａのＯＦＤＭ信号とをそれぞれ入力し、これらのＯＦＤＭ信号を加算して合成し、合成信号をＤ／Ａ変換部８−２に出力する。合成信号Ｓ_２は、以下の式で表すことができる。
Ｓ_２＝ｂ＋ａ・ｅｘｐ（ｊφ_１）

Ｄ／Ａ変換部８−１は、送信ビームパターン生成部１３から、合成信号Ｓ_１を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換する。周波数変換部９−１は、Ｄ／Ａ変換部８−１によりアナログ信号に変換された合成信号Ｓ_１を入力し、合成信号Ｓ_１の周波数を無線周波数に変換する。このようにして処理された信号は、図示しない送信アンテナ１２−１を介して送信される。Ｄ／Ａ変換部８−２及び周波数変換部９−２は、それぞれＤ／Ａ変換部８−１及び周波数変換部９−１と同様の処理を行い、処理された信号は、図示しない送信アンテナ１２−２を介して送信される。

このように、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、送信アンテナ１２−１，１２−２を介して、送信データ系列ａとφ_２だけ位相シフトした送信データ系列ｂとの間の合成信号Ｓ_１、及び、送信データ系列ｂとφ_１だけ位相シフトした送信データ系列ａとの間の合成信号Ｓ_２を送信する。この場合、位相シフト量φ_１，φ_２は、送信アンテナ１２−１，１２−２において、送信データ系列ａのビームパターンと送信データ系列ｂのビームパターンとの間の重なりが少なくなるように、シンボルブロックの期間毎に、予め設定された第１の位相シフト量と第２の位相シフト量とが交互に切り替えられる。そして、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信された合成信号Ｓ_１，Ｓ_２は、空間領域において多重される。

（送信ビームパターン生成部における位相制御器の処理）
次に、送信ビームパターン生成部１３における位相制御器１３１−１，１３１−２の処理について詳細に説明する。ＭＩＭＯ受信装置では、実施例１にて説明したとおり、伝搬チャネルの推定が伝搬チャネル推定用シンボルブロック単位に行われ、伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間内では伝搬チャネルの変動または不連続性がないことが前提条件となる。

したがって、位相制御器１３１−１，１３１−２では、少なくとも伝搬チャネル推定用シンボルブロックより短い期間で、位相シフト量φ_１の切り替え及び位相シフト量φ_２の切り替えは行わないものとする。位相制御器１３１−１，１３１−２は、伝搬チャネル推定用シンボルブロック（この期間をＢとする。）の整数倍（Ｋ）の期間を１周期とした一定のタイミングで位相シフト量を切り替える。すなわち、位相制御器１３１−１は、Ｂ×Ｋのシンボルブロック期間の周期で、位相シフト量φ_２を異なる位相シフト量に切り替える。また、位相制御器１３１−２も、Ｂ×Ｋのシンボルブロック期間の周期で、位相制御器１３１−１と同じタイミングで、位相シフト量φ_１を異なる位相シフト量に切り替える。

ここで、具体的な数値を用いて説明する。例えば、送信アンテナ１２−１と送信アンテナ１２−２との間隔ｄを無線周波数の１．５倍（ｄ＝１．５λ（λは波長））とし、あるシンボルブロック期間Ｔ_０では、位相シフト量（φ_１，φ_２）＝（０，３．１３）（単位：ラジアン）が設定されるものとする。

図５（１）は、ｄ＝１．５λ、（φ_１，φ_２）＝（０，３．１３）のときの送信ビームパターンの組み合わせ例を説明する図である。円周に沿って付した数値（０，３０，６０，・・・，３３０）は、送信される信号の水平面内における方向（方位）を示しており、円の中心に向かって付した数値（０，−１０，−２０，−３０）は、最大を０ｄＢとした指向性利得、すなわち、アンテナ利得の大きさを示している。円以外の実線は、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａのビームパターンＡを示しており、円及び直線以外の破線は、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ｂのビームパターンＢを示している。

仮に、送信データ系列ａのビームパターンＡと送信データ系列ｂのビームパターンＢとが同じである場合、伝搬チャネルの違いがなくなり、ＭＩＭＯ受信装置は、受信した多重信号から送信データ系列ａ，ｂを分離及び検出することができない。このため、送信データ系列ａのビームパターンＡと送信データ系列ｂのビームパターンＢとは、互いにできるだけ重ならないように予め選択されている必要がある。つまり、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、送信ビームパターン生成部１３の位相制御器１３１−１，１３１−２において、送信アンテナ１２−１，１２−２が互いにできるだけ重なりの少ないビームパターンＡ及びビームパターンＢで送信データ系列ａ，ｂを送信することができるように、位相シフト量φ_１，φ_２を予め設定しておく必要がある。

そこで、送信データ系列ａのビームパターンにおける各方向の指向性利得と、送信データ系列ｂのビームパターンにおける各方向の指向性利得との間の差を、全方位に渡って積分して求め、その値が最も大きくなるように、ビームパターンの組み合わせが選択されるものとする。いま、送信データ系列ａにおいて、位相シフト量がφ_１のときのビームパターンをＧ_Ａ（θ，φ_１）とする。また、送信データ系列ｂにおいて、位相シフト量がφ_２のときのビームパターンをＧ_Ｂ（θ，φ_２）とする。互いに重なりが最も少ないそれぞれのビームパターンを生成する位相シフト量（φ_１，φ_２）の組み合わせは次式で表される。

ただし、

は、関数ｆ（ｘ）を最大にする変数ｘの値を出力する関数とする。

このように、ＭＩＭＯ送信装置１０２において、送信ビームパターン生成部１３の位相制御器１３１−１，１３１−２が使用する位相シフト量φ_１，φ_２は、前述の（１）式に基づいて予め設定される。つまり、予め多数の位相シフト量に対する送信データ系列ａのビームパターン及び送信データ系列ｂのビームパターンが測定され、多数のビームパターンの中から前述の（１）式を満足する、重なりが最も少ないビームパーンが選定され、そのときの位相シフト量φ_１，φ_２が用いられる。このようにして設定された位相シフト量は、ｄ＝１．５λの例として、図５（１）に示すように、（φ_１，φ_２）＝（０，３．１３）であり、後述する図５（２）に示すように、（φ_１，φ_２）＝（３．１３，０）である。すなわち、ビームパターンＡ，Ｂのときに互いの重なりが最も少なくなるから、そのときの位相シフト量が用いられる。

また、位相制御器１３１−１，１３１−２において、例えば、送信アンテナ１２−１と送信アンテナ１２−２との間隔ｄを無線周波数の１．５倍（ｄ＝１．５λ）とし、あるシンボルブロック期間Ｔ_１では、位相シフト量（φ_１，φ_２）＝（３．１３，０）が設定されるものとする。

図５（２）は、ｄ＝１．５λ、（φ_１，φ_２）＝（３．１３，０）のときの送信ビームパターンの組み合わせ例を説明する図であり、図５（１）におけるφ_１，φ_２の値を切り替えたときの図である。円以外の実線は、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａのビームパターンＢを示しており、図５（１）に示した送信データ系列ｂのビームパターンＢ（破線）と同じである。また、円及び直線以外の破線は、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ｂのビームパターンＡを示しており、図５（１）に示した送信データ系列ａのビームパターンＡ（実線）と同じである。

このように、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、あるシンボルブロック期間Ｔ_０において、送信ビームパターン生成部１３の位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相をシフトさせず、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相を３．１３シフトさせ、送信アンテナ１２−１，１２−２から、送信データ系列ａの信号を図５（１）に示した実線のビームパターンＡで送信し、送信データ系列ｂの信号を図５（１）に示した破線のビームパターンＢで送信する。そして、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、次のシンボルブロック期間Ｔ_１になると、位相制御器１３１−１，１３１−２が異なる位相にそれぞれ切り替える。すなわち、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、あるシンボルブロック期間Ｔ_１において、位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相を３．１３シフトさせ、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相をシフトさせず、送信アンテナ１２−１，１２−２から、送信データ系列ａの信号を図５（２）に示した実線のビームパターンＢで送信し、送信データ系列ｂの信号を図５（２）に示した破線のビームパターンＡで送信する。そして、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、図５（１）（２）に示したビームパターンＡ，Ｂで送信するように、位相制御器１３１−１において、予め設定された２つの位相シフト量（０及び３．１３）を交互に切り替え、それと同じタイミングで、位相制御器１３１−２において、予め設定された２つの位相シフト量（３．１３及び０）を交互に切り替える。

図６は、位相制御器１３１−１，１３１−２において、Ｋ＝１のときの切り替え処理（伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間で、位相シフト量φ_１，φ_２を異なる位相シフト量に切り替える処理）を説明する図である。具体的には、図６は、ＭＩＭＯ受信装置において、伝搬チャネル推定用シンボルブロックが２シンボルであり、ＭＩＭＯ送信装置１０２の位相制御器１３１−１，１３１−２において、位相シフト量φ_１，φ_２を異なる位相シフト量に切り替える周期を、伝搬チャネル推定用シンボルブロックと同じ２シンボルとした場合を示している。

図６において、Ｔ_ｔはシンボルブロックの切り替え単位（切り替え周期）を示しており、ｔはその番号である。また、Ｓ_ｎ＿ｉはシンボルを示している。ｎは、送信データ系列ａのときに１、送信データ系列ｂのときに２である。ｉはシンボル番号である。

位相制御器１３１−１は、Ｔ_０の期間において、直交変調部７−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_２＿１に対し、その位相をφ_２（＝３．１３）だけシフトする。そして、加算器１３２−１は、送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_１＿１と、φ_２（＝３．１３）だけ位相がシフトした送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_２＿１とを合成する。また、位相制御器１３１−２は、Ｔ_０の期間において、直交変調部７−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_１＿１に対し、その位相をφ_１（＝０）だけシフトする（シフトしない）。そして、加算器１３２−２は、送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_２＿１と、φ_１（＝０）だけ位相がシフトした（シフトしていない）送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_１＿１とを合成する。これにより、送信データ系列ａにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_１＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_１＿１は、図５（１）の実線で示したビームパターンＡで送信され、送信データ系列ｂにおけるシンボル番号０の信号Ｓ_２＿０及びシンボル番号１の信号Ｓ_２＿１は、図５（１）の破線で示したビームパターンＢで送信される。

そして、位相制御器１３１−１は、Ｔ_１の期間において、直交変調部７−２から入力した送信データ系列ｂにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３に対し、その位相をφ_２（＝０）だけシフトする（シフトしない）。そして、加算器１３２−１は、送信データ系列ａにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３と、φ_１（＝０）だけ位相がシフトした（シフトしていない）送信データ系列ｂにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３とを合成する。また、位相制御器１３１−２は、Ｔ_１の期間において、直交変調部７−１から入力した送信データ系列ａにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３に対し、その位相をφ_１（＝３．１３）だけシフトする。そして、加算器１３２−２は、送信データ系列ｂにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３と、φ_１（＝３．１３）だけ位相がシフトした送信データ系列ａにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３とを合成する。これにより、送信データ系列ａにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_１＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_１＿３は、図５（２）の実線で示したビームパターンＢで送信され、送信データ系列ｂにおけるシンボル番号２の信号Ｓ_２＿２及びシンボル番号３の信号Ｓ_２＿３は、図５（２）の破線で示したビームパターンＡで送信される。Ｔ_２の期間以降のシンボルブロック期間については、図５（１）（２）に示すようなビームパターンが繰り返される。

このように、位相制御器１３１−１は、Ｂ×Ｋ＝２×１＝２シンボルのシンボルブロック毎に、送信データ系列ｂの位相をφ_２（＝３．１３，０）に交互に切り替える。また、位相制御器１３１−２は、Ｂ×Ｋ＝２×１＝２シンボルのシンボルブロック毎に、送信データ系列ａの位相をφ_１（＝０，３．１３）に交互に切り替える。

尚、ＭＩＭＯ受信装置は、ＭＩＭＯ送信装置１０２の送信アンテナ１２−１，１２−２から送信された合成信号Ｓ_１，Ｓ_２を受信し、ＯＦＤＭフレームの先頭シンボルを基準にして、シンボルブロック単位で、チャネル推定、ウェイト演算、信号分離及び検出の各処理を行う。

以上のように、実施例２によるＭＩＭＯ送信装置１０２によれば、送信ビームパターン生成部１３が、伝搬チャネルの変動または不連続性がない伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間を整数倍したシンボルブロック期間（Ｂ×Ｋ）の周期で、入力した送信データ系列ａ，ｂの位相をシフトし、送信データ系列ａと位相シフトした送信データ系列ｂとを合成すると共に、送信データ系列ｂと位相シフトした送信データ系列ａとを合成するようにした。そして、送信データ系列ａ，ｂの位相シフト量をそれぞれ切り替えることにより、送信データ系列ａのビームパターンと送信データ系列ｂのビームパターンとの重なりが最少になるように、合成した信号（合成信号Ｓ_１，Ｓ_２）を送信アンテナ１２−１，１２−２から送信するようにした。これにより、送信アンテナ１２−１，１２−２からそれぞれ送信された合成信号Ｓ_１，Ｓ_２が空間領域において多重された信号となる。ＭＩＭＯ受信装置は、このような多重信号を受信し、誤り訂正後の信号を用いて干渉レプリカを生成し、その干渉レプリカによる干渉成分のキャンセルと誤り訂正の復号とを並列に繰り返して行うＩＤＤ方式によって、送信データ系列ａ，ｂを分離及び検出する。

これにより、合成信号Ｓ_１，Ｓ_２を送信するＭＩＭＯ送信装置１０２の送信アンテナ１２−１，１２−２間の出力電力の違い、送信アンテナ１２−１，１２−２自体の特性の違い、または伝搬経路の違いがあったとしても、送信アンテナ１２−１，１２−２から合成信号Ｓ_１，Ｓ_２が送信され、送信データ系列ａ，ｂの重なりが最少のビームパターンに交互に切り替えられるから、これらの違いは、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａの信号及び送信データ系列ｂの信号に対して同じように反映されることになる。つまり、ＭＩＭＯ受信装置が受信する送信データ系列ａの信号と送信データ系列ｂの信号との間で、伝搬チャネル推定用シンボルブロックの期間を整数倍したシンボルブロックの期間、すなわち、送信データ系列ａ，ｂの位相をシフトする期間において、その受信品質の差は存在するが、送信データ系列ａ, ｂの位相をシフトする期間に比べて十分長い期間をＬＤＰＣ符号の１ブロックとする場合、この１ブロックの期間の平均的な受信品質の差をなくすことができる。また、図５（１）（２）に示したように、送信データ系列ａの指向性利得が大きい値となる方向と送信データ系列ｂの指向性利得が大きい値となる方向とが異なって、送信データ系列ａの放射方向と送信データ系列ｂの放射方向とが異なるから、ＭＩＭＯ受信装置の受信アンテナである受信点まで到達する送信データ系列ａ，ｂの伝搬経路の違いをもたらすことになる。つまり、送信データ系列ａ，ｂにおける伝搬経路の相関を小さくすることができる。したがって、ＭＩＭＯ受信装置においてＩＤＤ方式による分離及び検出を容易にし、ＩＤＤ方式の復号性能を向上させることができる。

すなわち、実施例２によるＭＩＭＯ送信装置１０２によれば、複数の送信アンテナ１２−１，１２−２を用いて空間多重伝送を行う場合、送信データ系列ａ，ｂに対応する出力電力、アンテナ特性及び伝搬経路の違いがある場合でも、ＭＩＭＯ受信装置において分離及び検出される送信データ系列ａ，ｂの受信品質、すなわち平均ＢＥＲを等しくすることができ、ＩＤＤ方式の復号性能を向上させることができる。また、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａ，ｂの伝搬経路が高頻度に切り替えられるから、空間インタリーブ効果により誤り訂正の符号化利得を向上させることができる。さらに、互いにできるだけ重なりの少ないビームパターンで送信データ系列ａ，ｂを送信することで、送信データ系列ａ，ｂにおける伝搬経路間の相関が低下するから、送信データ系列ａ，ｂの分離及び検出性能を一層向上させることができる。
すなわち、実施例２によるＭＩＭＯ送信装置１０２によれば、複数の送信アンテナ１２−１，１２−２を用いて空間多重伝送を行う場合、送信データ系列ａ，ｂに対応する出力電力、アンテナ特性及び伝搬経路の違いがある場合でも、ＭＩＭＯ受信装置において分離及び検出される送信データ系列ａ，ｂの受信品質、すなわちＢＥＲを等しくすることができ、ＩＤＤ方式の復号性能を向上させることができる。また、送信アンテナ１２−１，１２−２から送信される送信データ系列ａ，ｂの伝搬経路が高頻度に切り替えられるから、インタリーブ効果により誤り訂正の符号化利得を向上させることができる。さらに、送信データ系列ａ，ｂにおける伝搬経路間の相関が低下するから、送信データ系列ａ，ｂの分離及び検出性能を一層向上させることができる。

尚、ここでは、２つのビームパターンＡ，Ｂを切り替える手法について具体例を挙げて説明したが、４つのビームパターンを切り替えるようにしてもよい。例えば、ビームパターンＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを切り替える場合、送信ビームパターン生成部１３の位相制御器１３１−１，１３１−２において、それぞれのビームパターンに対応する位相シフト量ｐ，ｑ，ｒ，ｓを予め設定しておく。そして、Ｔ_０の期間において、位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相シフト量ｑを用いて処理を行い、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相シフト量ｐを用いて処理を行い、送信データ系列ａをビームパターンＡで送信し、送信データ系列ｂをビームパターンＢで送信する。そして、Ｔ_１の期間において、位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相シフト量ｐを用いて処理を行い、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相シフト量ｑを用いて処理を行い、送信データ系列ａをビームパターンＢで送信し、送信データ系列ｂをビームパターンＡで送信する。
そして、Ｔ_２の期間において、位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相シフト量ｓを用いて処理を行い、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相シフト量ｒを用いて処理を行い、送信データ系列ａをビームパターンＣで送信し、送信データ系列ｂをビームパターンＤで送信する。そして、Ｔ_３の期間において、位相制御器１３１−１が送信データ系列ｂの位相シフト量ｒを用いて処理を行い、位相制御器１３１−２が送信データ系列ａの位相シフト量ｓを用いて処理を行い、送信データ系列ａをビームパターンＤで送信し、送信データ系列ｂをビームパターンＣで送信する。すなわち、Ｔ_０〜Ｔ_３期間において、送信データ系列ａのビームパターン及び送信データ系列ｂのビームパターンを、（Ａ，Ｂ）→（Ｂ，Ａ）→（Ｃ，Ｄ）→（Ｄ，Ｃ）に切り替える。そして、これらの順番を繰り返す。

また、ＭＩＭＯ送信装置１０２は、最初に、２つのビームパターンの切り替えを行う処理を行い、手動にてまたは所定の時間後に自動的に、４つのビームパターンの切り替えを行う処理に変更するようにしてもよい。具体的には、送信ビームパターン生成部１３の位相制御器１３１−１，１３１−２は、切り替えを行う位相シフト量φ_１として使用する値の数を、２から４に変更し、位相シフト量φ_２として使用する値の数も、２から４に変更する。

（実験結果）
図７は、実際の市街地において移動伝送を行った場合の野外実験結果を示す図である。図７（１）は、水平面内無指向性の各送信アンテナ１２−１，１２−２からそれぞれの送信データ系列ａ，ｂを一様に送信した場合の実験結果、すなわち、位相シフトを行わず、ビームパターンの切り替えを行わない場合の実験結果である。図７（２）は、ＭＩＭＯ送信装置１０２において実施例２により位相シフトを行い、ビームパターンの切り替えを行った場合の実験結果である。縦軸が、ＭＩＭＯ受信装置において測定した平均ＢＥＲであり、横軸が時間である。

図７（１）から、ビームパターンの切り替えを行わない場合は、送信データ系列ａ，ｂ間に受信品質の差が生じていることがわかる。一方、図７（２）から、実施例２によりビームパターンの切り替えを行う場合は、移動環境であっても送信データ系列ａ，ｂ間に受信品質の差はなく、常に等しい受信品質が保たれていることがわかる。

図８は、ＬＤＰＣ符号及びＭＭＳＥアルゴリズムを用いたＩＤＤ方式の実験結果を比較する図である。図８（１）は、時間インタリーブの処理がなく、ビームパターンの切り替えも行わない場合の実験結果である。図８（２）は、本出願の出願時に未公開の特許出願（特願２００８−２０３５２９号公報）に記載された時間インタリーブの処理があり、ビームパターンの切り替えを行わない場合の実験結果である。図８（３）は、前記時間インタリーブの処理があり、ＭＩＭＯ送信装置１０２において実施例２によるビームパターンの切り替えを行った場合の実験結果である。縦軸が、ＭＩＭＯ受信装置において測定したＢＥＲであり、横軸がサンプルフレームの番号である。また、バツ印は、ＭＩＭＯ受信装置において、ＭＭＳＥの空間フィルタリングアルゴリズムを用いてウェイトベクトルを算出し、このウェイトベクトルを用いて送信データ系列ａ，ｂを分離した後のＢＥＲであって、ＬＤＰＣによる誤り訂正がされていない状態のＢＥＲを示している。三角印は、ウェイトベクトルを用いて送信データ系列ａ，ｂを分離し、ＬＤＰＣによる誤り訂正を１回行った後のＢＥＲを示している。丸印は、ウェイトベクトルを用いて送信データ系列ａ，ｂを分離し、ＬＤＰＣによる誤り訂正を３回行った後のＢＥＲを示している。

図８（３）から、時間インタリーブの処理があり、実施例２によるビームパターンの切り替えを行った場合は、図８（２）に比べ、ＢＥＲが改善される方向（下方向）に丸印が分布していることがわかる。つまり、ＬＤＰＣによる誤り訂正を１回行った後のＢＥＲが２×１０^−３から２×１０^−２までのサンプルだけを抽出し、これらのサンプルがＩＤＤ方式によってどの程度改善されるかに着目すると、図８（３）が最も改善効果が得られている。

以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施例１，２では、２つの送信データ系列ａ，ｂに対して２系統の処理部により２つの送信アンテナ１０−１，１０−２または送信アンテナ１２−１，１２−２から信号を送信するようにしたが、本発明は、送信データ系列、処理系統、送信アンテナの数を限定するものではない。

１ ＬＤＰＣ符号化部
２ インタリーブ部
３ マッピング部
４ ＯＦＤＭフレーム構成部
５ ＩＦＦＴ部
６ ＧＩ付加部
７ 直交変調部
８ Ｄ／Ａ変換部
９ 周波数変換部
１０，１２ 送信アンテナ
１１ データ系列切り替え部
１３ 送信ビームパターン生成部
１０１，１０２ ＭＩＭＯ送信装置
１３１ 位相制御器
１３２ 加算器

Claims (3)

1. 送信データ系列の信号を、誤り訂正符号により符号化してインタリーブし、直交変調して送信アンテナから送信する系統を複数備えたＭＩＭＯ送信装置と、空間多重された送信データ系列の信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記受信した信号を復調し、デインタリーブして誤り訂正復号を行うＭＩＭＯ受信装置とにより構成されるＭＩＭＯ伝送システムの下で、前記送信データ系列の分離及び検出を、誤り訂正復号と共に繰り返すＩＤＤ方式を採用する前記ＭＩＭＯ受信装置に対して送信を行う前記ＭＩＭＯ送信装置において、
   複数の送信データ系列の信号を、所定の符号化により誤り訂正符号を行う符号化部と、
   前記誤り訂正符号が行われた複数の送信データ系列の信号に、所定の単位でインタリーブを行うインタリーブ部と、
   前記インタリーブされた複数の送信データ系列の信号を、キャリア変調のコンスタレーション配置上にマッピングするマッピング部と、
   前記マッピングされた複数の送信データ系列の信号にパイロット信号を挿入し、ＯＦＤＭフレームを構成するＯＦＤＭフレーム構成部と、
   前記ＯＦＤＭフレームが構成された複数の送信データ系列の信号にＩＦＦＴを行い、時間軸データに変換するＩＦＦＴ部と、
   前記時間軸データに変換された複数の送信データ系列の信号にＧＩを付加するＧＩ付加部と、
   ＧＩが付加された複数の送信データ系列の信号に直交変調を行う直交変調部と、
   前記直交変調された複数の送信データ系列の信号を入力し、複数のシンボル期間である所定のシンボルブロック期間毎に、前記送信データ系列の位相を異なる位相に切り替え、前記入力した送信データ系列の信号と、異なる位相に切り替えた他の送信データ系列の信号とを合成し、前記合成した送信データ系列の信号を合成信号として、前記入力した送信データ系列の系統毎に出力する送信ビームパターン生成部と、
   前記送信ビームパターン生成部により出力された複数の合成信号であるデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部と、
   前記アナログ信号に変換された複数の合成信号における周波数を無線周波数に変換する周波数変換部と、
   前記無線周波数に変換された複数の合成信号を送信する送信アンテナと、を備え、
   前記送信ビームパターン生成部は、前記送信アンテナによって、前記送信データ系列の信号が他の送信データ系列の信号とは異なるビームパターンで送信されるように、前記送信データ系列の位相を、予め設定された異なる位相に切り替える、ことを特徴とするＭＩＭＯ送信装置。
2. 請求項１に記載のＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信ビームパターン生成部は、前記送信アンテナによって、前記送信データ系列の信号が、他の送信データ系列の信号との間で前記送信アンテナの水平面内全方向にわたる指向性利得の差の積分が最大となるビームパターンで送信されるように、前記送信データ系列の位相を、予め設定された異なる位相に切り替える、ことを特徴とするＭＩＭＯ送信装置。
3. 請求項１に記載のＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信ビームパターン生成部が送信データ系列の位相を異なる位相に切り替えるタイミングを示す前記所定のシンボルブロック期間を、ＭＩＭＯ受信装置が伝搬チャネルを推定するために必要なシンボル期間を整数倍した期間とする、ことを特徴とするＭＩＭＯ送信装置。

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