JP5256900B2

JP5256900B2 - キャリア間干渉処理装置、方法及びそれを用いた受信機

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Publication number: JP5256900B2
Application number: JP2008187853A
Authority: JP
Inventors: ジャンジエ; ティエヌジュヌ; 宏行林
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2007-07-20
Filing date: 2008-07-18
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2028-07-18
Also published as: CN101350800A; CN101350800B; JP2009027717A

Description

本発明は、キャリア間干渉処理装置、方法及びそれを用いた受信機に関する。

実際に応用される通信システムにおいて、直交周波数分割多重(OFDM)システムは様々なメリットがあり、特にマルチバスフェージングの厳しい無線環境では、そのメリットが顕著である。OFDMシステムは、伝送帯域幅全体を複数の狭帯域サブチャネルに分け、各狭帯域サブチャネルのフェージングが大体周波数フラットフェージングであり、また、狭帯域サブチャネルのデータストリームは、システム全体のデータストリームに比べて、伝送レートが低い。異なるサブチャネル間の相互干渉を避けるために、通常、離散フーリエ変換(DFT)及び逆離散フーリエ変換(IDFT)技術を採用して、伝送しようとする符号の変調及び復調が実現される。特に、実際のシステムでは、高速フーリエ変換(FFT)及び逆高速フーリエ変換(IFFT)により効率を向上させる。各サブチャネルに配分された伝送しようとする直列データ符号は、まず、直並列変換器(S/P)により並列データストリームを形成して、そして逆フーリエ変換を行い、サイクルプレフィックス（cyclic prefix）CP（サイクルプレフィックスの長さが物理チャネルの最大マルチバスタイム遅延より大きい）を添加することによって、隣接するOFDM符号間の干渉を除去し、異なるサブチャネル間の直交性を確保しながら、無線周波数リンクにより無線チャネルへ送信される。

受信側において、受信信号は、まず直並列変換、サイクルプレフィックス除去、フーリエ変換、並直列変換を含む送信側に対応する逆操作が行われる。受信側にとって無線チャネルが未知であるので、差分復調が時不変チャネル（time-invariant channel）の場合又はスロー時変チャネル(slow time-varying channel)の場合にデータの復調を実現できるが、それにより約3ｄBの品質損失が発生する。OFDMシステムの品質を最大化すために、受信側で通信リンクのチャネル情報を取得できることが望ましい。OFDM通信システムにおいて、チャネル周波数応答を推定するために、通常、送信信号に伝送信号の一部としてパイロット符号が含まれる。送信機と受信機にとって、パイロット符号が既知のもので、且それらの二次元時間周波数平面における位置も既知であるので、それらの既知情報により未知の無線チャネルパラメータを推定できる。

図1は従来技術におけるシングル入力シングル出力（SISO）OFDMシステムの構成のブロック図である。図1の上部は送信機部分を示す。図に示すように、元の情報ビットはエンコーダ101、インタリーバ102を経由して、符号マッピング手段103を利用してOFDM星座符号（constellation symbol）にマッピングされる。直並列変換器105により直並列変換される前に、パイロット挿入手段104はチャネル推定のためにパイロット符号をデータ符号に多重した。パイロット挿入手段104は周知の特定位置に設置する。パイロット符号を挿入するとともに、ゼロサブキャリアを周波数領域における高周波数バンドに設置させることによって、周波数スペクトルがエリアシングされることを避ける。パイロット、データ、ゼロサブキャリアを含む合計N点の符号が逆フーリエ変換器106により時間領域信号波形が得られて、そして手段107でサイクルプレフィックスを添加し、最後にこの時間領域信号を送信アンテナ108を介して無線チャネルへ送信する。図1の下部では受信機部分を示す。図に示すように、OFDM符号間干渉の発生を避けるとともに異なるサブチャネル間の直交性を確保するために、手段110により受信アンテナ109からの受信信号からサイクルプレフィックスを除去した後、フーリエ変換手段111及び並直列変換手段112を通過させる。そのとき、等化されない周波数領域信号が得られた。パイロット符号及びそれらの二次元時間周波数平面における位置は既知のものであるので、手段113はチャネル推定手段114の入力としてパイロット符号を抽出して、チャネル推定に用いる。チャネル推定に関する詳細は下記の部分で説明する。

OFDMシステムは周波数選択性フェージングチャネルを周波数フラットフェージングに変換させるので、パイロット符号に基づきチャネルの周波数応答を推定できれば、複雑度の低いシングルタップ周波数領域イコライザ116はデータ抽出モジュール115から抽出された信号をOFDM符号に回復することができる。イコライザ116の出力はデマップ117、デインタリーバ118を通過して、最後には復号器119により元の送信情報ビットが得られる。

図2は従来技術におけるマルチ入力マルチ出力（MIMO）OFDMシステムの構成の一例を示すブロック図である。このシステムにおいて、送信側と受信側にはともに複数のアンテナが配置された。図1と図2とは下記の４つの相違点がある。1. MIMO-OFDMシステム送信側において、符号マップ203の後に、高速データストリームを幾つかの低速データストリームに符号化させるスペースタイムエンコーダ204を添加する必要があり、ここで、スペースタイムエンコーダ204は、サービス品質を向上するためのスペースタイム符号化回路（space-time coding）と、周波数スペクトル利用率を向上するための空間多重リンクとの二つ形式のうちのひとつでよい。2. MIMO-OFDMシステムにおいて、送信分岐ごとにパイロット挿入手段205、直並列変換手段206、逆フーリエ変換手段207及びサイクルプレフィックス拡張手段208が必要である。3. 受信機の受信分岐ごとに以上の四つの手段の逆操作をするためのCP除去手段209、FFT手段210、並直列変換手段211及びパイロット抽出手段213が必要であり、その中、図2に示すように、各分岐されたパイロット抽出手段213は一つの手段として合併されてもよいし、各分岐されたデータ抽出手段212は一つの手段として合併されてもよい。4. MIMO-OFDM受信機はスペースタイム復号化及び等化のためのスペースタイムイコライザ215が必要である。以下、イコライザ116とスペースタイムイコライザ215は、区分する必要がない場合にイコライザ手段と称する。

パイロットによるOFDM伝送において、パイロット符号は一定の規則に従って二次元時間周波数平面のバーストフレームに分布されている。実際の応用において、少量のパイロット符号で帯域幅全体におけるチャネル特徴を十分に描写でき、且つチャネルの周波数応答も正確に推定できるように、物理チャネルは大きいコヒーレント帯域幅を有する。チャネル推定の他に、OFDMシステムでは、時変チャネルによるキャリア間干渉という問題もある。キャリア間干渉によりチャネル推定及びデータ復調の性能が悪くなり、さらに、それもノイズと干渉（自身干渉）を生じる主な原因の一つとなる。2.5GHzバンドで動作するOFDMシステムにおいて、移動局の移動速度が60 Km/時間を越えると、キャリア間干渉によりシステム全体の伝送性能が大幅に低下する。従って、上記のような動作環境では、キャリア間干渉抑制技術の開発は要求される。

マルチ入力マルチ出力技術(MIMO)は、無線通信分野で周波数スペクトル小効率を向上する一つの重要な技術であり、通信システムのサービス品質(QoS)も改善でき、システムの容量も向上できる。MIMO通信システムには、複数のデータストリームを伝送するためにNT個の送信アンテナとNR個の受信アンテナとが配置されている。一つのブロードバンドMIMO伝送システムは周波数選択性マルチバスチャネルを経由すると等化が非常に複雑になり、MIMOとOFDM技術の組み合わせにより送信受信アンテナ間のサブ接続チャネルのそれぞれが複数の周波数フラットフェージングの狭帯域サブチャネルに分けられるので、MIMOとOFDM技術のそれぞれの長所を共に発揮できる。一方、送信側と受信側にともに複数のアンテナが配置されたMIMOシステムにおいて、未知チャネルの数も比例に増え（NT×NR倍）、かつ、各受信アンテナにおける受信信号はともにNT個送信アンテナのキャリア間干渉を受けるので、キャリア間干渉の影響はより厳しくなる。この２つの原因で、チャネル推定及びキャリア間干渉の抑制がとても困難である。

パイロット符号補助によるチャネル推定は、パイロット符号を異なる挿入方式で伝送しようとするデータストリームに多重することができる。従来は、一次／高次線形補間、多項式補間、FFTによる補間及び最小平均二乗偏差ルール(MMSE)による補間など様々な補間方法は、チャネル推定手段によりデータサブキャリア上でチャネル補間を実現するために用いられた。

従って、係る技術分野では、移動環境におけるキャリア間干渉抑制能力を有するOFDM受信機、及び高速移動環境におけるシングル入力シングル出力/マルチ入力マルチ出力OFDMの統合チャネル推定とキャリア間干渉除去の方法及び装置を提供する必要がある。

本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、従来技術における一つ又は2つ以上の欠点及び局限を改善することを目的とする。

本願発明者が鋭意研究を行った結果、キャリア間干渉が存在する場合、時変チャネルの固有の特徴により、チャネルの各マルチバスが一定の時間範囲で線形に近似する変化をすることを見いだし、本発明はこの特徴を利用してキャリア間干渉除去装置と方法、及びその装置と方法を用いた受信機を提供する。

本発明の第1の観点によれば、本発明のキャリア間干渉処理装置は、入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段とを含む無線通信システムの受信機に用いられるキャリア間干渉処理装置であって、前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段と、前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行い、信号の符号を取得する符号判断手段と、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段の出力及び前記符号判断手段の出力に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリング手段と、リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行い、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理手段とを含む。

好適に、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段は、隣接する二つの符号のチャネルのキャリア間のスロープに基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出する。

好適に、前記符号判断手段は、最小ユークリッド距離ルール又は復号化-変調方法に基づいて、符号判断を行う。

好適に、前記キャリア間干渉リファクタリング手段は、チャネルのキャリア間干渉をリファクタリングする場合に、相互の距離が所定の閾値を超えたキャリア間干渉を無視する。

好適に、前記除去処理手段は、前記キャリア間干渉リファクタリング手段でリファクタリングされたキャリア間干渉を前記入力信号から引くことによって、キャリア間干渉を除去する減算手段である。

好適に、前記無線通信システムはマルチ入力・マルチ出力システムであり、前記イコライザ手段はマルチ入力・マルチ出力イコライザ手段である。

好適に、前記イコライザ手段と接続されると共に、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段、前記符号判断手段、前記キャリア間干渉リファクタリング手段、及び前記除去処理手段のうちの少なくとも一つの手段と接続され、反復終止条件を満たすかどうかを判定する反復終止条件判定手段をさらに含み、
前記反復終止条件判定手段は、反復終止条件を満たすと判断した場合に、それと接続された前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段、前記符号判断手段、前記キャリア間干渉リファクタリング手段、及び前記除去処理手段のうちの少なくとも一つの手段の操作を終止させる。

好適に、前記反復終止条件は、全てのデータサブキャリアにおけるキャリア間干渉の平均パワーが所定の設定値より小さいか否かを含み、前記設定値より小さいとき、前記反復終止条件を満たし、前記設定値より小さくないとき、前記反復終止条件を満さない。

本発明の第２の観点によれば、本発明の無線通信システムの受信機は、入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、
前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段と、キャリア間干渉処理装置を含み、前記キャリア間干渉処理装置は、前記チャネル推定手段と接続され、前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉を起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段と、前記イコライザ手段と接続され、前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行って、信号の符号を取得する符号判断手段と、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段の出力及び前記符号判断手段の出力に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリング手段と、リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行って、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理手段とを含む。

本発明の第３の観点によれば、本発明のキャリア間干渉処理方法は、入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段とを含む無線通信システムの受信機に用いられるキャリア間干渉処理方法であって、前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出ステップと、前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行い、信号の符号を取得する符号判断ステップと、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出ステップで推定されたチャネルパラメータ及び前記符号判断ステップで得られた符号に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリングステップと、リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行い、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理ステップとを含む。

本発明により、移動環境においてキャリア間干渉抑制能力を有するOFDM受信機、及び高速移動環境におけるシングル入力シングル出力/マルチ入力マルチ出力OFDMの共通のチャネル推定とキャリア間干渉除去の方法及び装置を提供することができる。

次に、添付した図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。

本発明による実施例におけるOFDM通信システムの送信機は、送信に際して、元の情報ビットがまずエンコーダ手段301、インタリーバ302を通過し、そして符号マッピング手段303によりPSK又はQAM変調方式のOFDM符号に符号マッピングされる。と同時に、受信機が無線チャネルを精確に推定できるように確保するために、パイロット挿入手段304でパイロット符号をOFDMデータに多重して伝送される。送信機/受信機にとってパイロット信号は既知であり、且つパイロット符号の二次元時間周波数平面における位置も既知である。OFDMシステムにおいて、使用できる帯域幅は有効的に周波数領域で相互に直交された一連のサブチャネルに分けられている。一つの所定の符号周期で、送信機はこれらのサブチャネルによりデータを送信する。異なるサブキャリア間の直交性を確保するために、OFDM（IFFT手段306）は逆フーリエ変換により、直並列変換手段305で直並列変換された複数のサブキャリアにおける符号を送信する。フーリエ変換の点数をNとすると、周波数がエリアシングされることを避けるとともに帯域外信号のエネルギーを抑制するために、Nu+1個のデータ符号だけが異なるサブチャネルに変調され、残りのN-Nu-1個のサブキャリアは仮想サブキャリアとして高周波数バンドに配分される。周波数領域におけるOFDM符号は下記のように示される。

ここで、ｓ_ｋ(k=0,1,…,N-1)は周波数領域で伝送される第k個の符号を示し、Tは転置を示す。周波数領域符号sに対して逆フーリエ変換操作を行った後、そのときの時間領域信号、即ちN点の逆フーリエ変換出力ベクトルxは下記のように表す。

ここで、Hは共役転置を示し、Fはフーリエ変換マトリックスを示す。

以上のように得られた時間領域信号序列は、マルチバスチャネルによるOFDM符号間干渉を克服するようにCP挿入手段307によりサイクルプレフィックスを添加する必要があるが、そのサイクルプレフィックスの添加プロセスは下記の式で表すことができる。

該式は、逆フーリエ変換の出力の後μ個サンプリング点をN個符号の前にサイクルシフトさせることによって、マルチバスフェージングチャネルの影響を解消させることを意味する。

離散等価のマルチバスチャネルの第１本のマルチバスの第ｍ個のサンプリングをh_l(m)とし，ここでl=0,1,…,L-1であり、そのうち、Lはチャネルの最大マルチバス時間遅延のサンプリング数を示す。送信信号xが時変周波数選択性(双選択性)フェージングチャネルを通過した後、受信アンテナで得られた受信信号は以下の式で示される。

ここで、w(m)は加算性ホワイトガウスノイズである。

受信側では、まずCP除去手段310を利用してアンテナ309により受信された時間領域信号からサイクルプレフィックスを取り出して、そしてFFT手段311によりサイクルプレフィックスに対してN点の高速フーリエ変換をすることによって、同時に伝送された周波数領域符号を回復する。サイクルプレフィックスの長さμがチャネルの最大マルチバス時間遅延よりも大きいので、周波数領域サブチャネル間の直交性が確保された。受信側の後継の操作はパイロットの抽出、チャネルの推定、シングルタップ周波数領域の等化、デインターレース(De-interlace)、チャネルの復号化、最終的に元の情報ビットの回復を含む。

図3は本発明による一実施例におけるシングル入力シングル出力OFDMシステムの構成のブロック図である。図4は本発明による一実施例におけるマルチ入力マルチ出力（MIMO）OFDMシステムの構成のブロック図である。図3と図4から分かるように、図3、図4に示すシステム構成と従来技術のシステム構成とは基本的に同じであるが、その相違点として、図3、図4のシステムではそれぞれに干渉チャネル係数算出手段316,418、キャリア間干渉リファクタリング装置321,423、符号判断手段320,422、除去処理手段313,415及びイテレーション（iteration）終止判定手段319,421を追加した。

また、図4のシステムと図3のシステムは、本発明に係る改良部分は同じである。チャネル推定手段の算出の際に用いたパイロットの位置だけが適当に変更された。また、MIMO-OFDMでは、SISO-OFDMシステムにおけるシングルタップ周波数領域イコライザをMIMOイコライザに切り替えた。具体的には、MIMO等化方法がスペースタイムエンコーダのタイプ及び等化性能、複雑度により決められる。なお、本実施形態では、いかなるMIMO等化方法を使ってもよい。MIMO-OFDMシステムとSISO-OFDMシステムとは基本的に同じであるので、本発明のキャリア間干渉処理装置及び方法のSISO-OFDMシステムにおける応用を明白に説明すれば、当業者は当該装置と方法のMIMO-OFDMシステムにおける応用を容易に理解できるので、以下では、本発明を図3のSISO-OFDMシステムを例として説明する。

図3に示すように、イコライザ318の出力は反復終止判定手段319へ入力され、また反復する必要がある場合、反復終止判定手段319はイコライザからの出力を符号判断手段320へ転送し、符号判断手段320の出力はキャリア間干渉リファクタリング手段321へ入力される。

一方、並直列変換手段312の入力は、パイロット抽出手段314によりパイロット抽出され、信号推定手段315によりチャネル推定されて、干渉チャネル係数算出手段316に転送されて、干渉チャネル係数の算出を行って、その算出結果もキャリア間干渉リファクタリング手段321に入力された。

キャリア間干渉リファクタリング装置321によりキャリア間干渉リファクタリングされた後、除去処理手段313へ入力され、キャリア間干渉除去が行われる。キャリア間干渉除去された信号は、反復終止判定手段319により再度反復する必要がないと判定されるまで、再び上記のサイクルを行う。

以下、図5をも用い、図3の送信機を詳しく説明する。簡潔のために、従来技術と重複する内容については説明をしない。

図5と図6はそれぞれSISO-OFDM及びMIMO-OFDM受信機装置の本発明による一実施例におけるキャリア間干渉処理装置を示す構成のブロック図である。明確のために、図3と図4におけるパイロット抽出手段、チャネル推定手段、及びイコライザ手段をも示した。また、図5、図6において、図3、図4と重複する手段に新たな番号を付けた。

以下、図5だけを説明する。

図5に示すように、本発明による一実施例におけるキャリア間干渉処理装置は、チャネル推定手段503に接続され、前記チャネル推定手段503のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉を起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するためのキャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段504と、イコライザ手段506に接続され、前記イコライザ手段506の出力に対して符号判断を行って信号の符号を取る符号判断手段508と、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段504の出力及び前記符号判断手段508の出力に基づいて、入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリング手段509と、リファクタリングされたキャリア間干渉を除去し、その処理結果（前記リファクタリングされたキャリア間干渉を除去した信号）を新しい入力信号として次の反復を行う除去処理手段510とを含む。次の等化とチャネル推定を完成した後、反復終止判定手段507により再度反復する必要があるかどうかを判定する。

図5における入力信号501は、フーリエ変換及び並直列変換され、サイクルプレフィックスが除去された信号である。ここで、その第k点（r_kと記す）を例として説明する。その場合、

である。上記の式で、v(k)はノイズ序列w(m)フーリエ変換の第k点出力であり、チャネルパラメータH_k,qは下記のように定義されたチャネル周波数領域応答マトリックスH_fの第(k,q)個要素である。k=qである場合，H_k,qは第k個のサブキャリアにおけるチャネルの周波数応答であり、k≠qである場合、H_k,qは第k個のサブキャリアに対する第q個のサブキャリアの干渉を示す。

また、上記の式から分かるように、サブキャリア干渉項H_k,q(k≠q)は下記の式で算出できる。

N点の高速フーリエ変換出力を列ベクトルｒ_ｋに配列する。

その中で、パイロットサブキャリアの下書きマークは[n₀,n₁,…,n_p-1]である。もしサブキャリア干渉項及びノイズが存在しなければ、下記のような入力-出力関係が成立する。

その時、第n_i個のサブキャリアにおけるチャネル応答
（外１）

は精確に
（外２）

と示される。

具体的に、パイロット抽出手段502は、受信信号501にパイロット抽出を行う。その後、チャネル推定手段503は、パイロット抽出手段502で抽出されたパイロット信号に基づいてチャネル推定を行う。チャネルのパイロットサブキャリアにおける応答を推定することではなく、チャネルのデータサブキャリアにおける応答を推定すべきであるので、本発明ではパイロットにおけるチャネル推定値を使用して、一定の補間方法により、チャネルのデータサブキャリアにおける応答を推定する。サブキャリア間の干渉がないとすると、チャネル推定手段503によるチャネル推定は下記の三つのステップで完成できる。

1)推定時間領域パイロットサブキャリアにおけるチャネル係数を推定するが、上記のように、以下の公式で行える。

チャネル推定手段403の動作をさらに説明するために、以下は、図7、図8及び図9を参照しながら説明する。図7は周波数領域におけるパイロット構成を示す概略図である。図７で、薄い丸はパイロットサブキャリアを示し、白い丸はデータサブキャリアを示す。パイロットサブキャリアにおける受信信号はチャネルフェージングの影響を受けるだけではなく、ノイズとキャリア間干渉の影響も受けるので、われわれの目標はチャネルの周波数応答を推定すると共に、キャリア間干渉を抑制することである。また、統合信号推定とキャリア間干渉除去装置を説明するために、われわれはIEEE802.16E規格におけるパイロット構成を例として紹介するが、パイロット分布の構成はこれに限られない。

2)時間領域内で補間をすることによって、仮想パイロットサブキャリアにおけるチャネル係数を取得する。図8は該ステップ2)を完成した後のパイロット、データサブキャリアを示す概略図である。補間方法は一次線形補間方法、多項式補間方法などでもよい。一次線形補間方法を例とする場合、図7における第1列の三つのパイロットを示す薄い丸のチャネル係数を
（外３）

とすると、2つ深い丸におけるチャネル係数の補間値はそれぞれ
（外４）

である。各列（即ち、時間軸に沿う方向）において、他の行（即ち、周波数軸に沿う方向）のパイロットサブキャリアに対するデータサブキャリアを仮想パイロットサブキャリアと呼び、深いマークでそれらを記す。

a. 深い丸が2つのパイロットを示す薄い丸の中心に位置すると（前記のように、これら丸の位置は全て事前に周知されるものである）、線形補間方法によりチャネルの深い丸における応答を推定する。

b. 深い丸の両側に一つのパイロットを示す薄い丸だけそれと隣接したと（前記のように、これら丸の位置は全て事前に周知されるものである）、外挿アルゴリズム又は他の方法により、チャネルの深い丸における応答を推定する。

3) 図9を参照して、周波数領域内で他のデータサブキャリアにおけるチャネル応答を補間する。二次元時間周波数平面内の行ごとに、残りのデータサブキャリアにおけるチャネル応答を推定し、罫書きでそれにマークを付ける必要がある。補間の利便性を考慮すると、一次線形補間により、これらの罫書きが付けられた丸を推定できる。逆に、推定の正確性を考慮すると、最小平均二乗誤差(MMSE)アルゴリズムを使える。本発明において、補間アルゴリズムは上記の方法に限られない。

a. 罫書きの丸が二つ薄い丸の間、二つ深い丸の間又は一つ深い丸と一つ薄い丸の間（第1行の後ろから第4個の丸を参照）に位置すると、補間アルゴリズムによりこれらの罫書きの丸におけるチャネルパラメータを推定する。

b. 罫書きの丸の両端に薄い丸又は深い丸が（前記のように、これら薄い丸と深い丸の位置は既知であるので、簡単にそのような判断ができる）一つだけある、あるいはその左右（両端）に薄い丸も深い丸もないと、外挿アルゴリズムによりそれらのチャネル応答を推定する必要がある。

上記のステップで紹介した方法により、全てのデータサブキャリアにおけるチャネル応答を推定できる。そのとき、チャネル推定手段503の機能が実現された。チャネル推定手段503はそれぞれ時間領域パイロットサブキャリアチャネル係数推定手段、時間領域内仮想パイロットサブキャリアチャネル係数推定手段、周波数領域データサブキャリアチャネル応答推定手段により、上記の三つのステップが完成できる。

イコライザ506は、データ抽出手段505によりデータ抽出されたノイズ付き信号をシングルタップ等化させるが、該イコライザ506の出力は以下の式のようである。

以上の式で、
（外５）

は周波数領域受信チャネルの第k個のサンプル点、第k個のサブキャリアで伝送された信号の推定、チャネルの第k個のサブキャリアにおける周波数応答をそれぞれ示す。言い換えれば、イコライザ506は、チャネル推定手段503で得られたチャネル推定結果に基づいて、入力信号を等化させる。

等化された出力信号は、反復終止判定手段507により反復終止判定され、反復終止条件を満たすと、等化出力を行い、デインタリーバ322（図3を参照）及び復号器323（図3を参照）を通過した後、元の情報ビットを回復できる。反復終止条件を満たさないと、信号を符号判断手段508に入力して符号判断を行う。本発明の一実施例において、反復終止条件は、現時点の反復回数が所定の規格を超えたかどうかのものでもよい。反復回数の所定の規格を予め設定してもよく、例えば3と設定できる。また、反復終止条件は、毎回リファクタリングされたキャリア間干渉のパワーにより決めるものでもよく、例えば、全てのデータサブキャリアにおけるキャリア間干渉の平均パワーが、設定値よりも低い。通常の場合、受信機では、2〜3回反復しても、受信機処理の複雑度は明らかに増えないが、受信性能は著しく改善される。カウントする場合、前記反復終止条件判定手段はカウント手段と判定手段を含み、前記カウント手段のカウント値が所定の閾値よりも大きいと、前記判定手段はフィードバック条件を満たさないと判定する。
反復終止条件を満たさない場合、信号を符号判断手段508に入力して、符号判断を行う。符号判断手段508は、送信符号の星座図に基づいて判断することによって、各データサブキャリアにおける最初のOFDM符号の判断
（外６）

を取得する。判断の目的は、元の送信符号の星座図を回復することである。ここで、符号判断の規則は例えば最小ユークリッド距離ルールでよく、即ち、送信符号の星座分布に基づき、全ての可能な星座点にはs_kから一番近づく点を見付ける。また、最小ハミング距離規則、復号化-変調方法等を使用してもよい。最小ユークリッド距離ルールは簡単で有効な方法であり、符号判断は下記の式で行う。

特に、マルチ入力マルチ出力MIMOの場合、設計されたパイロットが二つ送信アンテナの間において直交であれば、類似なチャネル推定方法を直接にMIMO-OFDMシステムに応用できる。具体的なところはシングル送信受信アンテナの場合と類似しているので、ここでは、重複に説明をしない。

一方、チャネルが時間に従って高速に変化する場合、チャネルのドップラー(Doppler)周波数シフトが厳しいキャリア間干渉が起きる可能性があり、ことによりチャネル推定とデータ復調の性能が悪くなる。現在、注意力を統合チャネル推定とキャリア間干渉抑制装置の設計に集中する。図10は時変チャネルの一つバスの時間による変化を示す概略図である。図10において、実線は三つのOFDM符号内の実際チャネルの変化曲線であり、点線は実際チャネルの分段近似の結果を示し、各段点線の終点はともに理想チャネルの各OFDM符号持続時間における中点である。移動台の移動速度が適当である場合、上記のような分段線形近似モデルを用いて、実際チャネルの変化を正確に近似できる。第l本のマルチバスの第i個のOFDM符号間隔内における波形は下記のようである。

ここで、μはサイクルプレフィックスの長さである。サイクルプレフィックスが除去されたN個サンプリングの等价チャネルはi個のOFDM符号周期内で以下の線形モデルにより近似できる。

ここで、h_l ⁽ⁱ⁾=h_l(i(N+μ)+N/2)はチャネルの第i個のOFDM符号周期内における時不変部分であり、第二項α_l ⁽ⁱ⁾はチャネルが第i個のOFDM符号周期内で変化するスロープである。
実際のOFDM通信において、われわれが関心するのは、無線チャネルの衝撃応答ではなく、チャネルの周波数応答である。マトリックスH_fの定義によると、

その中で、

これにより、キャリア間干渉を起きるパラメータH_k,q(k≠q)が推定される。

その中で、
（外７）

はベクトル
（外８）

の高速フーリエ変換の出力である。

チャネル推定手段503がチャネル周波数応答
（外９）

の推定を完成した後（ここで算出された
（外１０）

と前に算出された仮に無干渉とする場合における
（外１１）

をHkkと統称してもよいが、前の説明で第i個のOFDM符号を記述したので、それらの変数に上書きマーク（i）を付け、手段504が下記の公式でスロープパラメータSlope_qを算出する。スロープはチャネル変化の速度を示すものであり、スロープを算出できれば、公式
（外１２）

により干渉チャネルパラメータを算出できる。

（外１３）

はそれぞれ第ｑ個のサブキャリアの第i、第i-1個のOFDM符号におけるチャネル応答であり、上記の式は一つの標準的にスロープを求める公式であり、その意味は二つの点で一つの直線のスロープSlope_qを確定することであり、N+μは
（外１４）

までの持続時間である。

即ち、手段503は入力された信号に基づいてチャネルを推定し、チャネル周波数応答を取得する。手段504は手段503により推定されたチャネル周波数応答に基づいて、干渉チャネルパラメータを算出する。

手段509は、手段504により推定されたパラメータSlop_q及び符号判断手段508により得られた元の送信符号の判断結果を用いて、第k個のサブキャリアに対するその他のサブキャリアのキャリア間干渉をリファクタリングする。算出公式は下記のようである。

上記のようなキャリア間干渉リファクタリング公式では、キャリア間干渉を発生するすべての第N-1項が考慮された。しかし、|k-q|の値が人間で設定されたパラメータ値Q(通常Q≦5)よりも大きい場合、第q個のサブキャリアによる第k個のサブキャリアに対するキャリア間干渉が極めて弱くなるので、無視してもよい。従って、算出の複雑度を低減するために、キャリア間干渉リファクタリングは下記の近似により実現できる。

パラメータSlope_q及び
（外１５）

の推定が充分に正確なものであると、受信信号の高速フーリエ変換の第k個の値からリファクタリングされたキャリア間干渉項
（外１６）

を引いて無干渉に近似する周波数領域信号が得られる。その信号の上で、再びチャネル推定及び等化を実行すると、さらに受信效果が向上られた。機能手段510はキャリア間干渉除去機能があり、下記式で示す。

つまり、

により、キャリア間干渉の除去が実現され、即ちr_kにキャリア間干渉が含まれ、
（外１７）

はリファクタリングされたキャリア間干渉であり、両者を直接に減算すると、キャリア間干渉の除去が実現できる。

更新された受信信号r_kは、再びパイロット抽出手段502及びチャネル推定手段503を通過する。その時、チャネル推定手段503はより正確なチャネル周波数応答推定が得られる。

注意してほしいのは、前述反復終止判定手段507の設置はかなり自由であり、例えば、パイロット抽出手段502及びデータ抽出手段503の前に置いてもよい。さらに、符号判断手段を制御しないか又は符号判断手段だけを制御することではなく、キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段504、キャリア間干渉リファクタリング手段509、除去処理手段510のうちの一つまたは二つ以上を制御してもよい。反復を中止すべきだと判定した場合、キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段504、キャリア間干渉リファクタリング手段509、除去処理手段510の操作を終止させる。また、この手段を省略してもよい。

移動OFDM通信において、受信機の移動によるキャリア間干渉ことで、チャネル推定の精度も影響されるとともに、データ周波数領域等化の正確度も影響される。本発明では、チャネル推定と周波数領域等化との二つ機能手段を組み合わせて設計することによって、まず、キャリア間干渉がないとする条件で、パイロットによりチャネルを推定し、推定されたチャネルパラメータによりキャリア間干渉を起きるチャネルパラメータを推定するとともに、周波数領域等化を行って、キャリア間干渉を除去する。その際、まだ残っているキャリア間干渉が存在する可能性があるが、反復の方法により更にアルゴリズムの有効性を向上でき、キャリア間干渉がない状況でのシステム性能をできるだけ実現する。チャネル推定、キャリア間干渉チャネルパラメータ算出及び周波数領域等化の三つの間で、反復の動作モデルを用いたので、性能が徐々に向上されて、安定的になる。
これまで、シングル送信受信アンテナSISO-OFDMの統合チャネル推定及びキャリア間干渉除去装置に対する本発明の設計を既に完了した。

図11は本発明による一実施例におけるキャリア間処理方法を示すフローチャートである。まず、ステップ1101において、受信信号に対してサイクルプレフィックスの除去、直並列変換及び高速フーリエ変換操作を行って、周波数領域受信信号を取得する。ステップ1102において、ステップ1101の出力をパイロット抽出ステップ1103及びデータ抽出ステップ1105の入力信号とする。パイロット抽出された信号はチャネル推定ステップ1104へ入力され、チャネル推定ステップ1104でチャネルの周波数応答を推定してから、チャネル推定の結果をステップ1106における周波数域等化手段による等化（ステップ1106ではステップ1105におけるデータ抽出結果も受信する）に入力して、等化された出力信号を取得する。また、この等化された出力信号に基づいて、反復終止条件判定を行い、反復終止条件を満たすと判断した場合、ステップ1112へ移行して、等化出力を行う。反復終止条件を満たさないと判断した場合、ステップ1108へ移行して、符号判断を行う。

符号判断ステップ1108において、該出力信号を判断してPSK又はQAM形式の変調符号を取得し、この符号をキャリア間干渉リファクタリングステップ1109に入力する。一方、チャネル推定ステップ1104のチャネル推定結果をまたステップ1107へ入力し、該ステップ1107で干渉チャネル係数を算出してから、算出された結果もキャリア間干渉リファクタリングステップ1109に入力された。

キャリア間干渉リファクタリングステップ1109では、ステップ1107の出力結果及びステップ1108の判断結果によってキャリア間干渉信号をリファクタリングする。キャリア間干渉除去ステップ1111では、キャリア間干渉を除去し、キャリア間干渉が除去された出力結果を信号切替手段にフィードバックして、それをステップ1103及びステップ1105の入力信号として次の反復を始める。

これから分かるように、反復終止判定ステップの位置は非常に自由であり、例えば、ステップ1108を実行するかどうかを制御するだけではなく、ステップ1107、1109、1111のうちの少なくとも一つのステップ又はそれらと符号判断ステップ1108との組み合わせを実行するかどうかを制御することができる。図12及び図13はそれぞれ二種方案のフローチャートを示す。図12及び図13において、反復終止条件を満たすと判断した場合、それぞれキャリア間干渉リファクタリングステップ、キャリア間干渉除去ステップの操作を終止させる。

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこの実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の範囲に属する。

また、本発明の方法は、コンピュウター又は他のロジックデバイスにより実行可能なプログラムにより実現することができる。また、本発明の方法を実現するコンピュウタープログラムは、コンピュウター読み取り可能な記録媒体に記録して提供されることができる。前記記録媒体は、例えば、周知されているいかなる媒体でもよく、例えば、ディスク、カセット、CD、CD−ROM、RAM、VCD、DVD、フラッシュメモリ等を含む。

従来技術におけるシングル入力シングル出力ＯＦＤＭシステムの構成のブロック図である。従来技術におけるマルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）ＯＦＤＭシステムの構成のブロック図である。本発明による一実施例におけるシングル入力シングル出力ＯＦＤＭシステムの構成のブロック図である。本発明による一実施例におけるマルチ入力マルチ出力ＯＦＤＭシステムの構成のブロック図である。本発明による一実施例におけるシングル入力シングル出力ＯＦＤＭシステムの統合チャネル推定とキャリア間干渉除去装置の概略図である。本発明による一実施例におけるマルチ入力マルチ出力ＯＦＤＭシステムの統合チャネル推定とキャリア間干渉除去装置の概略図である。周波数領域におけるパイロット構成を示す概略図である。時間領域におけるチャネル補間の概略図である。周波数領域におけるチャネル補間の概略図である。経時に伴う時変チャネルの変化を示す線形近似モデルである。本発明による一実施例におけるキャリア間処理方法のフローチャートである。本発明による他実施例におけるキャリア間処理方法のフローチャートである。本発明による他実施例におけるキャリア間処理方法のフローチャートである。

符号の説明

３０１、４０１エンコーダ
３０２、４０２インタリーバ
３０３、４０３符号のマッピング
３０４、４０５パイロットの挿入
３０５、４０６直並列変換
３０６、４０７ＩＦＦＴ
３０７、４０８ＣＰの挿入
３１０、４１２ＣＰの除去
３１１、４１３ＦＦＴ
３１２、４１４並直列変換
３１４、４１６パイロットの抽出
３１５、４１７チャネルの推定
３１６、４１８干渉チャネル係数の推定
３１７、４１９データの抽出
３１８イコライザ、
３１９、４２１反復終止判定、
３２０、４２２符号判断、
３２１、４２３キャリア間干渉のリファクタリング、
３２２、４２４デインタリーバ、
３２３、４２５復号器
４０４、４２０スペースタイムエンコーダ
４１１多重器
５０１、６０１受信信号
５０２、６０２パイロットの抽出
５０３、６０３チャネルの推定
５０４、６０５キャリア間干渉チャネルパラメータの算出
５０５、６０４データの抽出
５０６周波数領域イコライザ
５０７、６０７反復終止
５０８、６０８符号判断
５０９、６０９キャリア間干渉のリファクタリング
６０６ＭＩＭＯイコライザ
６１２イコライザの出力

Claims

入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段とを含む無線通信システムの受信機に用いられるキャリア間干渉処理装置であって、
前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段と、
前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行い、信号の符号を取得する符号判断手段と、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段の出力及び前記符号判断手段の出力に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリング手段と、
リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行い、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理手段と、
を含み、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段は、隣接する二つの符号のチャネルのキャリア間のスロープに基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出する、
キャリア間干渉処理装置。
前記符号判断手段は、最小ユークリッド距離ルール又は復号化-変調方法に基づいて、符号判断を行う
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア間干渉処理装置。
前記キャリア間干渉リファクタリング手段は、チャネルのキャリア間干渉をリファクタリングする場合に、相互の距離が所定の閾値を超えたキャリア間干渉を無視する
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア間干渉処理装置。
前記除去処理手段は、前記キャリア間干渉リファクタリング手段でリファクタリングされたキャリア間干渉を前記入力信号から引くことによって、キャリア間干渉を除去する減算手段である
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア間干渉処理装置。
前記無線通信システムはマルチ入力・マルチ出力システムであり、前記イコライザ手段はマルチ入力・マルチ出力イコライザ手段である
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア間干渉処理装置。
前記イコライザ手段と接続されると共に、前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段、前記符号判断手段、前記キャリア間干渉リファクタリング手段、及び前記除去処理手段のうちの少なくとも一つの手段と接続され、反復終止条件を満たすかどうかを判定する反復終止条件判定手段をさらに含み、
前記反復終止条件判定手段は、反復終止条件を満たすと判断した場合に、それと接続された前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段、前記符号判断手段、前記キャリア間干渉リファクタリング手段、及び前記除去処理手段のうちの少なくとも一つの手段の操作を終止させる
ことを特徴とする請求項１に記載のキャリア間干渉処理装置。
前記反復終止条件は、全てのデータサブキャリアにおけるキャリア間干渉の平均パワーが所定の設定値より小さいか否かを含み、前記設定値より小さいとき、前記反復終止条件を満たし、前記設定値より小さくないとき、前記反復終止条件を満さない
ことを特徴とする請求項６に記載のキャリア間干渉処理装置。
無線通信システムの受信機であって、
入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、
入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、
前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、
前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段と、
キャリア間干渉処理装置と
を含み、
前記キャリア間干渉処理装置は、
前記チャネル推定手段と接続され、前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段と、
前記イコライザ手段と接続され、前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行って、信号の符号を取得する符号判断手段と、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段の出力及び前記符号判断手段の出力に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリング手段と、
リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行って、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理手段と
を含み、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出手段は、隣接する二つの符号のチャネルのキャリア間のスロープに基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出する、
ことを特徴とする無線通信システムの受信機。
入力信号のパイロットを抽出するパイロット抽出手段と、入力信号のデータを抽出するデータ抽出手段と、前記パイロット抽出手段で抽出されたパイロットに基づいてチャネルを推定するチャネル推定手段と、前記データ抽出手段の抽出結果及び前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて前記入力信号を等化させるイコライザ手段とを含む無線通信システムの受信機に用いられるキャリア間干渉処理方法であって、
前記チャネル推定手段のチャネル推定結果に基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出するキャリア間干渉チャネルパラメータ算出ステップと、
前記イコライザ手段の出力に対して符号判断を行い、信号の符号を取得する符号判断ステップと、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出ステップで推定されたチャネルパラメータ及び前記符号判断ステップで得られた符号に基づいて、前記入力信号のキャリア間干渉をリファクタリングするキャリア間干渉リファクタリングステップと、
リファクタリングされたキャリア間干渉の除去処理を行い、その処理結果を前記パイロット抽出手段と前記データ抽出手段とにフィードバックする除去処理ステップと
を含み、
前記キャリア間干渉チャネルパラメータ算出ステップは、隣接する二つの符号のチャネルのキャリア間のスロープに基づいて、キャリア間干渉が起きるチャネルのチャネルパラメータを算出する、
キャリア間干渉処理方法。