JP5234768B2 - ディジタル歪み補償増幅器及びディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法 - Google Patents

Description

本発明はディジタル歪み補償増幅器に関し、特に、妨害波に起因するディジタル歪み補償増幅器の誤動作の防止に関する。

ディジタル歪み補償制御において妨害波の入力は誤動作の原因となる。この種の誤動作を回避するための技術が開示されている。

一例として、図５を参照して特許文献１に記載の歪み補償増幅器５００について説明する。歪み補償増幅器５００は、サーキュレータ８の終端端子側に固定減衰器１４を備え、固定減衰器１４の出力側に妨害波電力モニタ回路５１を備えている。妨害波電力モニタ回路５１は、アンテナ端子からの妨害波レベルを検出し、設定閾値以上か以下かを判別する。この判別結果に応じて、監視制御回路５２は、妨害波レベルが高くディジタル歪み補償制御が誤動作する条件下ではディジタル歪み補償部２での更新を停止する。

このように、歪み補償増幅器５００のアプローチは、妨害波のレベルに応じてディジタル歪み補償制御の更新を停止するといったものである。このため、所定のレベルを越えた妨害波が存在する環境下では常にディジタル歪み補償制御が停止し、その結果、無線特性の劣化を引き起こしていた。

一般に、妨害波は外部要因であるため持続時間を事前に特定することは不可能であり、長時間に及ぶ場合もある。従来の技術によれば、妨害波が長時間持続する環境下において無線特性を確保するのは極めて困難であった。

また、特許文献２には、直列に接続した方向性結合器とサーキュレータの間に方向性素子を接続し、これを通過する際の減衰レベルを所定レベルより大きくすることにより、妨害波が歪み補償部の帰還系に及ぼす影響を抑えるといった技術が開示されている。

この種の技術によれば、帰還系に入力される信号は妨害波のレベルに関係なく一律に減衰される。このため、妨害波が小さいときに歪み補償を適切に実行することができない恐れがある。

特開２００５−１４２８８１ 特開２００６−１９７５４５

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、本発明が解決しようとする課題は、妨害波が常時存在する環境下においても良好な無線特性を維持することができるディジタル歪み補償増幅器を提供することである。

また、本発明の他の課題は、妨害波のレベルが低い場合であっても適切な歪み補償制御処理を行うことができるディジタル歪み補償増幅器を提供することである。

上述の課題を解決するため、本発明は、その一態様として、ディジタル歪み補償増幅器において、主信号を出力するための主信号線及び帰還信号が入力されるための帰還信号線へと接続されたディジタル歪み補償部と、主信号線へと接続された増幅器と、増幅器の出力及び帰還信号線へと接続された方向性結合器と、方向性結合器へと接続されたサーキュレータを備え、方向性結合器は、増幅器の出力へと接続された端子ｄ１と、サーキュレータへと接続された端子ｄ２と、端子ｄ３と、帰還信号線へと接続された端子ｄ４とを備え、サーキュレータは、端子ｄ２へと接続された端子ｃ１と、端子ｃ２と、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子へと接続された端子ｃ３とを備え、ディジタル歪み補償増幅器は、端子ｄ３と端子ｃ２の間に接続された可変減衰器及び可変移相器と、増幅器の出力リターンロスに応じて可変減衰器を制御し、外気の温度変化に応じて可変移相器を制御する制御手段とを更に備えることを特徴とするディジタル歪み補償増幅器を提供する。

また、本発明は、他の一態様として、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波を制御する方法において、ディジタル歪み補償増幅器は、主信号を出力するための主信号線及び帰還信号が入力されるための帰還信号線へと接続されたディジタル歪み補償部と、主信号線へと接続された増幅器とを備えるものであって、入力波を主信号線とは異なる経路に導く段階と、経路に導かれた入力波の振幅を、増幅器の出力リターンロスに応じて減衰すると共に、ディジタル歪み補償増幅器の内部乃至近傍の温度の変化に応じて入力波を移相する制御段階とを含むことを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法を提供する。

本発明によれば、外部からの妨害波が増幅器で反射して帰還系に漏れ込む経路における妨害波の振幅と位相に合わせて、可変減衰器と可変移相器の制御値を設定することにより、主信号系に影響を及ぼすことなく、妨害波の影響を除去することができる。

本発明の実施の形態では、ディジタル歪み補償方式（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ、以下ＤＰＤと呼ぶ）の増幅器において、アンテナ端子から入力され、ＤＰＤ増幅器の帰還系コンバータ経由でディジタル歪み補償部に到達する妨害波を抑制する。

図１を参照すると、サーキュレータ８の終端側と方向性結合器７の終端側を接続し、それらの高周波信号線間に可変減衰器１５と可変移相器１６を備える。可変減衰器１５と可変移相器１６はディジタル歪み補償部２で検出されたアンテナ端子から入力された妨害波をキャンセルするよう最適状態に制御する。

このように、主信号系の経路以外の経路に可変減衰器１５と可変移相器１６の付加的回路およびそれらの制御回路を付加することで、主信号系の特性に影響与えることなく簡単な回路構成でアンテナ端子から入力された妨害波をキャンセルし、これによるディジタル歪み補償部２の誤動作を回避する。

以下、実施例に則して本発明について説明する。

図１を参照して本発明の一実施例である歪み補償増幅器１００について説明する。歪み補償増幅器１００において、ベースバンド入力端子１から入力された信号は、ディジタル歪み補償部２、ディジタル直交変調部（ＱＭＯＤ）３、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）４を通過して、ディジタル歪み補償、多重化、ピーク信号のクリッピング等の各種ディジタル処理を経てアナログ信号に変換される。アップコンバータ５で周波数変換された信号が増幅器６に入力され、方向性結合器７とサーキュレータ８を経由して出力端子９から出力される。

方向性結合器７で取り出された主信号の一部はダウンコンバータ１０で周波数変換され、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１１でベースバンドディジタル信号に変換され、ディジタル直交復調部（ＱＤＥＭ）１２を経てディジタル歪み補償部２に戻される。ここでは、方向性結合器７、ダウンコンバータ１０、ＡＤＣ１１、ディジタルＱＤＥＭ１２、ディジタル歪み補償部２からなる経路を帰還系と呼ぶ。

方向性結合器７の４つの端子をそれぞれ端子ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４と呼ぶものとする。端子ｄ１は増幅器６の出力に接続されている。端子ｄ２はサーキュレータ８に接続されている。端子ｄ３は固定減衰器１３を介して後述する可変移相器に接続されている。端子ｄ４は帰還系、つまりダウンコンバータ１０に接続されている。

サーキュレータ８は３つの端子ｃ１、ｃ２、ｃ３を有する。端子ｃ１は方向性結合器７の端子ｄ２に接続されている。端子ｃ２、即ちサーキュレータ８の終端には固定減衰器１４が接続されている。固定減衰器１３と１４の間に可変減衰器１５、可変移相器１６が実装されている。可変減衰器１５及び可変移相器１６は制御回路１７により制御される。端子ｃ３は出力端子１８に接続されている。

図２に示すように、制御回路１７は、フラッシュメモリ等の記憶素子１８、ＤＡＣ１９、可変減衰器駆動回路２０、可変移相器駆動回路２１、記憶素子１８を制御する中央演算回路２２、温度センサ２３、可変減衰器用参照値取得部２４を備える。記憶素子１８は制御テーブル２５及び温度履歴２６を格納する。

次に、具体的な妨害波レベルを例に挙げつつ歪み補償増幅器１００の動作について説明する。まず、歪み補償増幅器１００において、可変減衰器１５及び可変移相器１６により減衰及び移相のどちらも行わないときにダウンコンバータ１０に入力される所要波と不要波の比を求める。

第３世代の無線基地局装置の送信部の耐妨害波規格として、３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）では、Ｔｒａｎｓｍｉｔ ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ規格が規定されている。同規格によれば、送信キャリアの周波数に＋５ＭＨｚ、−５ＭＨｚ、＋１０ＭＨｚ、−１０ＭＨｚ、＋１５ＭＨｚ、−１５ＭＨｚした周波数を有し、アンテナ端の平均送信電力よりも３０ｄB低い妨害波が入力されたときであっても、送信歪みの大きさが所定の規格内に収まることが求められている。

基地局増幅器として一般的な最大出力４０Ｗの増幅器を例に挙げて動作を説明する。キャリア数を４キャリアとし、１キャリア当たり１０Ｗ、即ち、１キャリア当たり＋４０ｄＢｍとして考える。妨害波レベルは総送信電力４０Ｗの３０ｄＢ下とすると＋１６ｄＢｍである。サーキュレータ７のアイソレーションを２０ｄＢとし、増幅器６の出力リターンロスを１０ｄＢとする。方向性結合器６の結合量をＡｄＢ（Ａは任意の値）とし、アイソレーション型と考えて逆方向結合量は無視できるものとする。方向性結合器６とサーキュレータ７の通過損失は簡単のため０ｄＢとする。

以上の前提下で、ダウンコンバータ１０に入力される主信号の帰還レベルは１キャリア当たり（４０−Ａ）ｄＢ、ダウンコンバータ１０に入力される妨害波レベルは、＋１６ｄＢｍ−２０ｄＢ（サーキュレータ８のアイソレーション）−１０ｄＢ（増幅器６の出力リターンロス）−ＡｄＢ（方向性結合器７の結合量）＝（−１４−Ａ）ｄＢとなる。所要波（Ｄｅｓｉｒｅｄ）と不要波（Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ）の比（Ｄ／Ｕ）はＤ／Ｕ＝（４０−Ａ）−（−１４−Ａ）＝５４ｄＢとなる。

つまり、サーキュレータ８のアイソレーションは２０ｄＢであり、増幅器６の出力リターンロスは１０ｄＢであり、方向性結合器７の結合量はＡｄＢであり、方向性結合器７の逆方向結合量は無視できるものであり、方向性結合器７とサーキュレータ８の通過損失は０ｄＢであるような歪み補償増幅器１００に対して、１キャリア当たり＋４０ｄBmの主信号と、＋１６ｄBmの妨害波が入力されるとき、ダウンコンバータ１０に入力される所要波と不要波の比は、方向性結合器６の結合量に関係なく、５４ｄＢとなる。

次に、３ＧＰＰで規定される歪みに関連する規格である隣接チャネル漏洩電力比規格（ＡＣＬＲ）に基づいて、歪み補償増幅器１００に求められる分解能を求める。増幅器６の出力である主信号系帰還信号と、外部からの妨害波は、同一の帰還系経路を通過してディジタル歪み補償部２に戻される。このため、ディジタル歪み補償制御に特別な制御条件を付与しない限りは、両者は区別なく歪み補償制御の対象となる。ディジタル歪み補償部２で制御値を変更しても、外部からの妨害波レベルは一切変化しないためディジタル歪み補償部２で制御不能となり誤動作する可能性がある。ＡＣＬＲ規格によると、５ＭＨｚ離れで４５ｄＢｃ、１０ＭＨｚ離れで５０ｄＢｃであることが定められている。外部からの妨害波のレベルや周波数によっては、ＡＣＬＲ規格を割る制御が発生する可能性が否定できない。歪み補償増幅器の性能上、系の制御下限としては５０ｄＢｃより十分マージンを取った６５ｄＢｃ程度の分解能を有した設計がなされるのが一般的と考えられる。

以上のように、可変減衰器１５及び可変移相器１６による減衰及び移相を行わないときにダウンコンバータ１０に入力されるＤ／Ｕは５４ｄＢであり、ＡＣＬＲ規格の元でディジタル歪み補償部２に入力されるべきＤ／Ｕは６５ｄＢｃであるから、歪み補償増幅器１００において、可変減衰器１５及び可変移相器１６により低減すべき不要波は６５−５４＝１１ｄＢとなる。

よって可変減衰器１５と可変移相器１６の制御値は送信信号出力電力と温度で一意に決まる。高々１５ｄＢ程度の妨害波キャンセルを実現すればよいので、制御の精度も例えば振幅誤差１ｄＢ、位相誤差７ｄｅｇ程度で構わない。以上により、工場出荷時に送信信号出力電力、温度をパラメータとして可変減衰器１５と可変移相器１６の制御テーブル２５を作成し記憶素子１８に格納しておき、これをもとに可変減衰器１５と可変移相器１６を制御することで、ごく簡単な制御で所要の妨害波抑圧が実現できる。

歪み補償増幅器１００では、送信信号出力電力に依存した増幅器６の出力リターンロスに応じて可変減衰器１５を微調整し、温度変化に応じて可変移相器１６を微調整する制御方式によって妨害波をキャンセルする。外部からの妨害波が増幅器６で反射して帰還系に漏れ込む経路の振幅と位相に合わせて、可変減衰器１５と可変移相器１６の制御値を設定する。

制御回路１７は、可変減衰器１５及び可変移相器１６の制御値を設定し、これら制御値に基づいて可変減衰器１５及び可変移相器１６を駆動する。

制御回路１７は可変減衰器１５を次のように制御する。中央演算回路２２は、可変減衰器用参照値取得部２４から可変減衰器用参照値を取得し、この参照値に対応する制御値を制御テーブル２５から求め、可変減衰器制御値として設定する。更に、設定した可変減衰器制御値に基づいて、中央演算回路２２はＤＡＣ１９、可変減衰器駆動回路２０を介して可変減衰器１５を制御する。

また、制御回路１７は可変移相器１６を次のように制御する。中央演算回路２２は、温度センサ２３で取得した外気温度と温度履歴２６に基づいて温度変化量を求め、求めた温度変化量に対応する制御値を制御テーブル２５から求めて可変移相器制御値として設定する。更に、設定した可変移相器制御値に基づいて、中央演算回路２２はＤＡＣ１９、可変移相器駆動回路２１を介して可変移相器１６を制御する。制御テーブル２５に格納される温度変化量と可変移相器制御値との対応関係は、サーキュレータ７や方向性結合器６、プリント基板等の採用デバイスにより決まる位相温度特性によって定められる。

可変減衰器用参照値取得部２４には様々な構成が考えられる。

増幅器６の出力リターンロスは一般に増幅器６の出力レベルに応じて決まる。基地局は利得一定制御が一般的であるため、ベースバンド入力端子１への入力ディジタル信号レベルの平均値を使用すれば増幅器６の出力レベルは容易に取得可能である。このようにして出力リターンロスを求める場合、可変減衰器用参照値取得部２４は、ディジタル歪み補償部２の前段に設けた入力ディジタル信号レベルの平均値を求める回路となる。

あるいは増幅器６の消費電流をモニタすることでも、等価的に増幅器６の平均出力レベルを検出することも可能であり、これを元に出力リターンロスを推定することも可能である。この場合、増幅器６の消費電流を検出する回路を設け、これを可変減衰器用参照値取得部２４とする。

または、ダウンコンバータ１０、ＡＤＣ１１、ディジタルＱＤＥＭ１２を経由してディジタル歪み補償部２で検出される帰還系レベルを直接的に読み取る構成としてもよい。この場合、可変減衰器用参照値取得部２４は、方向性結合器７とディジタル歪み補償部２の前段との間のいずれかに設けられるレベル測定回路となる。

以上のように、実施例１の歪み補償増幅器１００によれば、アンテナ端子から入力される妨害波が帰還系経路を通してディジタル歪み補償部に入力されることを、可変減衰器と可変移相器の簡単な制御によりキャンセルしているので、妨害波によるディジタル歪み補償制御の誤動作を抑圧できることである。

図３を参照して本発明の実施例２として歪み補償増幅器２００について説明する。上述の歪み補償増幅器１００と比較すると、歪み補償増幅器２００は、可変移相器及び可変減衰器の接続順序が逆転している点で異なる。即ち、サーキュレータ８の端子ｃ２、固定減衰器１４、可変移相器３１、可変減衰器３２、固定減衰器１３、方向性結合器の端子ｄ３の順序で接続されている。これ以外の点では歪み補償増幅器２００の構成は歪み補償増幅器１００と同様であり、その動作や効果についても同様である。このように、本発明では可変減衰器と可変移相器を実装する際の接続順序を問わない。

図４を参照して本発明の実施例３として歪み補償増幅器３００について説明する。実施例１では、サーキュレータ８から固定減衰器１４を通して可変減衰器１５、可変移相器１６に入力している。これに対して、実施例３では、サーキュレータ８と固定減衰器１４の間に方向性結合器４１を実装している。方向性結合器４１は方向性結合器７と同じものであり、同じ周波数特性を有する。

アンテナ端から入力される妨害波はサーキュレータ８を逆方向に伝達、増幅器６で反射して方向性結合器７を経由し帰還系経路に到達する。この、主信号経路を逆方向に経由して帰還系経路に到達する妨害波は、少なくとも方向性結合器７に相当する振幅・位相の周波数特性をもつことになる。本妨害波とキャンセルする振幅・位相の周波数特性をもつ信号を可変減衰器１５と可変移相器１６の経路で作り出すために、この経路にも主信号系と同一の周波数特性を有する方向性結合器４１を実装する。

このように、本実施例では、主信号経路の方向性結合器７の周波数特性を、補償回路側の方向性結合器４１の周波数特性でキャンセルしているので、歪み補償増幅器１００と比較して、妨害波抑圧回路としての周波数特性の広帯域化を実現することが可能であり、妨害波抑圧量を増大する効果が得られる。

本発明の実施例１である歪み補償増幅器１００のブロック図である。 制御回路１７のブロック図である。 本発明の実施例２である歪み補償増幅器２００のブロック図である。 本発明の実施例３である歪み補償増幅器３００のブロック図である。 従来の歪み補償増幅器５００のブロック図である。

符号の説明

１ ベースバンド入力端子
２ ディジタル歪み補償部
３ ディジタル直交変調部（ＱＭＯＤ）
４、１９ ディジタル‐アナログコンバータ（ＤＡＣ）
５ アップコンバータ
６ 増幅器
７、４１ 方向性結合器
８ サーキュレータ
９ 出力端子
１０ ダウンコンバータ
１１ アナログ‐ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
１２ ディジタル直交復調部（ＱＤＥＭ）
１３、１４、４２ 固定減衰器
１５、３２ 可変減衰器
１６、３１ 可変移相器
１７ 制御回路
１８ 記憶素子
２０ 可変減衰器駆動回路
２１ 可変移相器駆動回路
２２ 中央演算回路
２３ 温度センサ
２４ 可変減衰器用参照値取得部
２５ 制御テーブル
２６ 温度履歴
１００、２００、３００ ディジタル歪み補償増幅器

Claims (10)

1. ディジタル歪み補償増幅器において、
   主信号を出力するための主信号線及び帰還信号が入力されるための帰還信号線へと接続されたディジタル歪み補償部と、前記主信号線へと接続された増幅器と、前記増幅器の出力及び前記帰還信号線へと接続された方向性結合器と、前記方向性結合器へと接続されたサーキュレータと、温度センサと、前記温度センサによる測定結果を記憶する記憶手段とを備え、
   前記方向性結合器は、前記増幅器の出力へと接続された端子ｄ１と、前記サーキュレータへと接続された端子ｄ２と、端子ｄ３と、前記帰還信号線へと接続された端子ｄ４とを備え、
   前記サーキュレータは、前記端子ｄ２へと接続された端子ｃ１と、端子ｃ２と、前記ディジタル歪み補償増幅器の出力端子へと接続された端子ｃ３とを備え、
   前記ディジタル歪み補償増幅器は、前記端子ｄ３と前記端子ｃ２の間に接続された可変減衰器及び可変移相器と、前記増幅器の出力リターンロスに応じて前記可変減衰器を制御し、前記温度センサによる測定結果及び前記記憶手段に記憶した測定結果から求めた外気の温度変化に応じて前記可変移相器を制御する制御手段とを更に備える
   ことを特徴とするディジタル歪み補償増幅器。
   
2. 請求項１に記載のディジタル歪み補償増幅器において、前記制御手段は、送信信号出力電力及び温度をパラメータとして含む制御テーブルを備え、前記制御テーブルに基づいて可変減衰器と可変移相器を制御することを特徴とするディジタル歪み補償増幅器。
3. 請求項１及び２のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器において、前記方向性結合器、可変移相器、可変減衰器、サーキュレータの順に接続されてなることを特徴とするディジタル歪み補償増幅器。
4. 請求項１及び２のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器において、前記方向性結合器、可変減衰器、可変移相器、サーキュレータの順に接続されてなることを特徴とするディジタル歪み補償増幅器。
5. 請求項1乃至4のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器において、前記端子ｄ３と前記端子ｃ２との間に前記方向性結合器と同じ周波数特性を有する第2の方向性結合器を備えることを特徴とするディジタル歪み補償増幅器。
6. ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波を制御する方法において、
   前記ディジタル歪み補償増幅器は、主信号を出力するための主信号線及び帰還信号が入力されるための帰還信号線へと接続されたディジタル歪み補償部と、前記主信号線へと接続された増幅器と、温度センサと、前記温度センサによる測定結果を記憶する記憶手段とを備えるものであって、
   前記入力波を前記主信号線とは異なる経路に導く段階と、
   前記経路に導かれた前記入力波の振幅を、前記増幅器の出力リターンロスに応じて減衰すると共に、前記温度センサによる測定結果及び前記記憶手段に記憶した測定結果から求めた前記ディジタル歪み補償増幅器の内部乃至近傍の温度の変化に応じて前記入力波を移相する制御段階と
   を含むことを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法。
7. 請求項６に記載のディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法において、前記制御段階は、送信信号出力電力及び温度をパラメータとして含む、予め用意された制御テーブルに基づいて前記入力波を減衰及び移相することを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法。
8. 請求項６及び７のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法において、前記制御段階は、前記入力波を移相した後で減衰することを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法。
9. 請求項６及び７のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法において、前記制御段階は、前記入力波を減衰した後で移相することを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法。
10. 請求項６乃至９のいずれかに記載のディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法において、
    前記増幅器の出力が方向性結合器を介して前記出力端子から出力される段階と、
    前記経路にて、前記入力波が、前記方向性結合器と同じ周波数特性を有する第２の方向性結合器を通過する段階と
    を更に含むことを特徴とする、ディジタル歪み補償増幅器の出力端子から入力された入力波の制御方法。

Images