JP5218617B2 - Semiconductor device - Google Patents

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Description

本発明は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子を備えた半導体装置に関し、特にダイオード素子とＩＧＢＴ素子とが干渉しないようにしたものに関する。   The present invention relates to a semiconductor device including an IGBT element with a built-in diode, and more particularly to an apparatus in which a diode element and an IGBT element are prevented from interfering with each other.

従来より、ダイオード素子とＩＧＢＴ素子とが同一の半導体基板に設けられたダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子が提案されている（例えば特許文献１参照）。このダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子は、ダイオード素子のアノード電極とＩＧＢＴ素子のエミッタ電極とが共通電極とされ、ダイオード素子のカソード電極とＩＧＢＴ素子のコレクタ電極とが共通電極とされる構造になっている。このダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子は例えばインバータ回路に組み入れられ、負荷をＰＷＭ制御するものとして用いられる。   Conventionally, a diode built-in IGBT element in which a diode element and an IGBT element are provided on the same semiconductor substrate has been proposed (see, for example, Patent Document 1). This diode built-in IGBT element has a structure in which the anode electrode of the diode element and the emitter electrode of the IGBT element are used as a common electrode, and the cathode electrode of the diode element and the collector electrode of the IGBT element are used as a common electrode. This diode built-in IGBT element is incorporated in an inverter circuit, for example, and is used for PWM control of a load.

特開平６−３５１２２６号公報JP-A-6-351226

しかしながら、上記従来のダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子をインバータ回路に組み入れた場合、ＩＧＢＴ素子のゲート信号は原則、上下アームに位相反転した信号となるため、例えば、ダイオード素子がフリーホイール動作するタイミングでもＩＧＢＴ素子にゲート信号が入力される。つまり、ダイオード素子の動作とＩＧＢＴ素子の動作とが同時に起こる。なお、ＩＧＢＴ素子の動作とは、より詳しくはＩＧＢＴ素子にゲート信号が入力されることを指す。   However, when the above-mentioned conventional IGBT element with a built-in diode is incorporated in an inverter circuit, the gate signal of the IGBT element is a signal whose phase is inverted to the upper and lower arms in principle. A gate signal is input. That is, the operation of the diode element and the operation of the IGBT element occur simultaneously. More specifically, the operation of the IGBT element indicates that a gate signal is input to the IGBT element.

このように、ダイオード素子の動作とＩＧＢＴ素子の動作とが同時に起こると、上記のように各電極が共通とされているため、ＩＧＢＴ素子のチャネルがオンするとダイオード素子のアノードとカソードとが同電位になろうとする。これにより、ＩＧＢＴ素子のゲート電位によってボディーダイオードが順方向動作しにくくなる。その結果、ダイオード素子の順方向電圧Ｖｆが増加し、ダイオード素子の順方向損失が増加してしまうという問題があった。   As described above, when the operation of the diode element and the operation of the IGBT element occur at the same time, the electrodes are made common as described above. Therefore, when the channel of the IGBT element is turned on, the anode and cathode of the diode element have the same potential. Try to become. This makes it difficult for the body diode to operate in the forward direction due to the gate potential of the IGBT element. As a result, there is a problem that the forward voltage Vf of the diode element increases and the forward loss of the diode element increases.

このような問題をデバイス構造で回避する方法として、例えばProceedings of 2004 International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs, pp261-264に示されるように、ＩＧＢＴセルのボディーダイオードとは別にダイオード専用域、すなわちゲートが存在しない領域を設けることも考えられる。しかし、ＩＧＢＴ素子として動作しない領域、つまりダイオード動作のみを行う領域が増えてしまう。このため、チップサイズを維持してダイオード専用域を設けると、ＩＧＢＴ素子のオン電圧が増加してしまう。なお、ダイオード素子のオン電圧を固定すると、チップサイズが増加してしまう。   As a method of avoiding such a problem in the device structure, for example, as shown in Proceedings of 2004 International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs, pp261-264, a diode dedicated area, that is, a gate is separated from the body diode of the IGBT cell. It is also conceivable to provide a region that does not exist. However, a region that does not operate as an IGBT element, that is, a region that performs only a diode operation increases. For this reason, if the diode exclusive area is provided while maintaining the chip size, the on-voltage of the IGBT element increases. If the on-voltage of the diode element is fixed, the chip size increases.

本発明は、上記点に鑑み、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子を備えた半導体装置において、ダイオード素子の動作とＩＧＢＴ素子の動作との干渉を回避してダイオードの順方向損失増加を防止することを目的とする。   SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above points, an object of the present invention is to prevent an increase in forward loss of a diode by avoiding interference between the operation of the diode element and the operation of the IGBT element in a semiconductor device including a diode built-in IGBT element. .

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、ゲートに入力される駆動信号によって駆動されるＩＧＢＴ素子（２１ａ）と、ダイオード素子（２２ａ）とダイオード素子（２２ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるダイオードセンス素子（２２ｂ）とを有するダイオード部（２２）とを備え、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）とダイオード部（２２）とが同一の半導体基板に設けられてなるダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）と、ダイオードセンス素子（２２ｂ）に接続されるセンス抵抗（３０）と、外部から入力した駆動信号を通過させてＩＧＢＴ素子（２１ａ）のゲートに入力するものであって、ダイオード素子（２２ａ）に流れる電流を検出し、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れていない場合、外部から入力される駆動信号の通過を許可する一方、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れている場合、駆動信号の通過を停止するフィードバック手段（１０、４０）とを備えていることを特徴とする。   In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the IGBT element (21a) driven by the drive signal input to the gate and proportional to the current flowing through the diode element (22a) and the diode element (22a). And a diode part (22) having a diode sense element (22b) through which the current flows, and an IGBT element with built-in diode (20) in which the IGBT element (21a) and the diode part (22) are provided on the same semiconductor substrate. ), A sense resistor (30) connected to the diode sense element (22b), and a drive signal input from the outside is passed through and input to the gate of the IGBT element (21a), and the diode element (22a) When a current flowing through the diode element 22a is detected and no current flows through the diode element 22a, a drive signal input from the outside is detected. While allowing the passage of, when the current flows through the diode element (22a), characterized in that it comprises a feedback means for stopping the passage of the drive signals (10, 40).

これにより、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れている場合、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）の駆動を停止させることができる。すなわち、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れている場合、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に当該ＩＧＢＴ素子（２１ａ）を駆動させるためのゲート信号が入力されないようにしているため、ダイオード素子（２２ａ）の動作とＩＧＢＴ素子（２１ａ）の動作との干渉を回避することができる。   Thereby, when the electric current is flowing through the diode element (22a), the driving of the IGBT element (21a) can be stopped. That is, when a current flows through the diode element (22a), the gate signal for driving the IGBT element (21a) is not input to the IGBT element (21a). And the operation of the IGBT element (21a) can be avoided.

したがって、ダイオード素子（２２ａ）とＩＧＢＴ素子（２１ａ）とが同時にオンするために、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）と同一の半導体基板に形成されたダイオード素子（２２ａ）が順方向動作しにくくなることで起こるダイオード素子（２２ａ）の順方向電圧の増加を回避することができる。こうして、ダイオード素子（２２ａ）の順方向電圧の損失増加を防止することができる。   Therefore, since the diode element (22a) and the IGBT element (21a) are simultaneously turned on, the diode element (22a) formed on the same semiconductor substrate as the IGBT element (21a) becomes difficult to operate in the forward direction. An increase in the forward voltage of the diode element (22a) can be avoided. Thus, an increase in forward voltage loss of the diode element (22a) can be prevented.

また、請求項１に記載の発明では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、第１導電型の層（９１）を含む半導体基板と、半導体基板の表面側に形成された第２導電型ウェル（９２）と、第２導電型ウェル（９２）の表層部に形成された第１導電型エミッタ領域（９３）と、第１導電型エミッタ領域（９３）および第２導電型ウェル（９２）を貫通して第１導電型の層（９１）に達すると共に第２導電型ウェル（９２）の一部を囲むように形成されたトレンチと、トレンチの壁面に形成されたゲート絶縁膜と、ゲート絶縁膜の上に形成されたゲート電極とにより構成された複数のトレンチゲート構造（９４）と、半導体基板の裏面側に該裏面の面方向に交互に繰り返し形成された第１導電型領域（９５）および第２導電型領域（９６）とを備えて構成されており、半導体基板において第１導電型領域（９５）に対応した部位がダイオード素子（２２ａ）として動作し、半導体基板において第２導電型領域（９６）に対応した部位がＩＧＢＴ素子（２１ａ）として動作するようになっており、半導体基板において第１導電型領域（９５）の反対側に設けられた第２導電型ウェル（９２）のうち、トレンチゲート構造（９４）によって囲まれた領域がＩＧＢＴ素子（２１ａ）のエミッタに電気的に接続されていることを特徴とする。   According to the first aspect of the present invention, the diode built-in IGBT element (20) includes a semiconductor substrate including a first conductivity type layer (91), and a second conductivity type well ( 92), the first conductivity type emitter region (93) formed in the surface layer portion of the second conductivity type well (92), the first conductivity type emitter region (93) and the second conductivity type well (92). A trench formed so as to reach the first conductivity type layer (91) and surround a part of the second conductivity type well (92), a gate insulating film formed on a wall surface of the trench, and a gate insulating film A plurality of trench gate structures (94) composed of gate electrodes formed on the first conductive type regions (95) formed alternately and repeatedly in the surface direction of the back surface on the back surface side of the semiconductor substrate; A second conductivity type region (96) The portion corresponding to the first conductivity type region (95) in the semiconductor substrate operates as a diode element (22a), and the portion corresponding to the second conductivity type region (96) in the semiconductor substrate is an IGBT element ( 21a), and is surrounded by a trench gate structure (94) among the second conductivity type well (92) provided on the opposite side of the first conductivity type region (95) in the semiconductor substrate. The region is electrically connected to the emitter of the IGBT element (21a).

このように、ダイオード素子（２２ａ）のカソードとなる第１導電型領域（９５）上の第２導電型ウェル（９２）がエミッタに接続されるため、ダイオード面積を増加させることができる。これにより、ダイオード素子（２２ａ）の順方向電圧を低減することができる。   Thus, since the second conductivity type well (92) on the first conductivity type region (95) serving as the cathode of the diode element (22a) is connected to the emitter, the diode area can be increased. Thereby, the forward voltage of the diode element (22a) can be reduced.

請求項２に記載の発明では、第１導電型領域（９５）に対応した第２導電型ウェル（９２）のうち第１導電型領域（９５）と第２導電型領域（９６）との境界からもっとも離れた中央部（９７）には第２導電型ウェル（９２）のみが形成され、トレンチゲート構造（９４）は境界と中央部（９７）との間に設けられていることを特徴とする。   In the invention according to claim 2, the boundary between the first conductivity type region (95) and the second conductivity type region (96) of the second conductivity type well (92) corresponding to the first conductivity type region (95). Only the second conductivity type well (92) is formed in the central portion (97) farthest from the center, and the trench gate structure (94) is provided between the boundary and the central portion (97). To do.

これにより、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）の動作への影響を小さくすることができ、さらにダイオード素子（２２ａ）の有効面積を広げることができる。このため、ダイオード素子（２２ａ）の特性や順方向電圧のみをより下げることができる。   Thereby, the influence on the operation of the IGBT element (21a) can be reduced, and the effective area of the diode element (22a) can be further expanded. For this reason, only the characteristic and forward voltage of the diode element (22a) can be further reduced.

請求項３に記載の発明では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）を備え、ＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）はセンス抵抗（３０）に接続されており、フィードバック手段（１０、４０）は、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に過剰電流が流れていることを示す過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）を有しており、電位差（Ｖｓ）と過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）とを比較し、電位差（Ｖｓ）が過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも小さいとき、駆動信号の通過を許可してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、電位差（Ｖｓ）が過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きいとき、駆動信号の通過を停止してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっていることを特徴とする。   According to the third aspect of the present invention, the diode built-in IGBT element (20) includes the IGBT sense element (21b) through which a current proportional to the current flowing through the IGBT element (21a) flows, and the IGBT sense element (21b) includes a sense resistor. The feedback means (10, 40) is connected to (30) and has an overcurrent detection threshold (Vth2) indicating that excess current is flowing in the IGBT element (21a), and the potential difference (Vs). Are compared with the overcurrent detection threshold (Vth2), and when the potential difference (Vs) is smaller than the overcurrent detection threshold (Vth2), the drive signal is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on. When Vs) is larger than the overcurrent detection threshold (Vth2), it is determined that the drive signal is stopped and the IGBT element (21a) is turned off. And butterflies.

このように、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流をセンシングするＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）を設けることで、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に過剰電流が流れている場合、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）の駆動を停止することができる。これにより、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）の破壊を防止することができる。
（補正後の請求項１＋α；太字は記載不備回避のための追加部分）
請求項４に記載の発明では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）を備え、ダイオード素子（２２ａ）と同一の構造であると共にダイオード素子（２２ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるダイオードセンス素子（２２ｂ）と、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）と同一の構造であると共にＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）と、が１つの電流センス素子（６１）として構成されており、フィードバック手段（１０、４０）は、外部から入力した駆動信号を通過させてＩＧＢＴ素子（２１ａ）のゲートに入力するものであって、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れていることを示す第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）を有しており、センス抵抗（３０）の両端の電位差（Ｖｓ）を入力してこの電位差（Ｖｓ）と第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）とを比較し、電位差（Ｖｓ）が第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも大きいとき、駆動信号の通過を許可してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、電位差（Ｖｓ）が第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも小さいとき、駆動信号の通過を停止してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっており、ＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）はセンス抵抗（３０）に接続されており、フィードバック手段（１０、４０）は、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に過剰電流が流れていることを示す過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）を有しており、電位差（Ｖｓ）と過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）とを比較し、電位差（Ｖｓ）が過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも小さいとき、駆動信号の通過を許可してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、電位差（Ｖｓ）が過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きいとき、駆動信号の通過を停止してＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっていることを特徴とする。 As described above, by providing the IGBT sense element (21b) for sensing the current flowing through the IGBT element (21a), when the excessive current is flowing through the IGBT element (21a), the driving of the IGBT element (21a) is stopped. be able to. Thereby, destruction of the IGBT element (21a) can be prevented.
(Claim 1 + α after amendment; bold indicates additional parts to avoid incompleteness)
In the invention according to claim 4, the diode built-in IGBT element (20) includes an IGBT sense element (21b) through which a current proportional to a current flowing through the IGBT element (21a) flows, and has the same structure as the diode element (22a). And a diode sense element (22b) through which a current proportional to the current flowing through the diode element (22a) flows, and a current proportional to the current flowing through the IGBT element (21a) are the same as those of the IGBT element (21a). The flowing IGBT sense element (21b) is configured as one current sense element (61), and the feedback means (10, 40) allows the gate of the IGBT element (21a) to pass through an externally input drive signal. The first diode indicating that current is flowing through the diode element (22a). It has an Aode current detection threshold value (Vth1), a potential difference (Vs) between both ends of the sense resistor (30) is inputted, and this potential difference (Vs) is compared with the first diode current detection threshold value (Vth1). When (Vs) is larger than the first diode current detection threshold (Vth1), the drive signal is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on, while the potential difference (Vs) is the first diode current detection threshold (Vth1). Is smaller than the drive signal, the IGBT element (21a) is turned off and the IGBT sense element (21b) is connected to the sense resistor (30), and the feedback means (10, 40) has an overcurrent detection threshold value (Vth2) indicating that an excessive current is flowing through the IGBT element (21a), and the potential difference (Vs) and the overcurrent detection are detected. When the potential difference (Vs) is smaller than the overcurrent detection threshold (Vth2), the drive element is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on, while the potential difference (Vs) is excessive. When it is larger than the current detection threshold (Vth2), the drive signal is stopped and the IGBT element (21a) is turned off.

請求項５に記載の発明では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が作動することにより発生する熱の温度に応じた順方向電圧（Ｖｍ）を出力する感温ダイオード素子（５０）を備えており、フィードバック手段（１０、４０）は、第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）と、第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも大きい第２ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１’）とを有しており、感温ダイオード素子（５０）から入力した順方向電圧（Ｖｍ）がダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）の高温状態を示す温度閾値を超えるとき、センス抵抗（３０）の両端の電位差（Ｖｓ）と第２ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１’）とを比較するようになっていることを特徴とする。   The invention according to claim 5 includes a temperature-sensitive diode element (50) that outputs a forward voltage (Vm) corresponding to the temperature of heat generated when the diode-embedded IGBT element (20) operates. The feedback means (10, 40) has a first diode current detection threshold (Vth1) and a second diode current detection threshold (Vth1 ′) larger than the first diode current detection threshold (Vth1). When the forward voltage (Vm) input from the warm diode element (50) exceeds the temperature threshold indicating the high temperature state of the diode built-in IGBT element (20), the potential difference (Vs) across the sense resistor (30) and the second diode The current detection threshold value (Vth1 ′) is compared.

これによると、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が高温状態になった場合、ダイオード素子（２２ａ）に流れる電流が微少であっても、ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れていることを判定することができる。これにより、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が高温状態であってダイオード素子（２２ａ）に小電流が流れたとき、ＩＧＢＴ素子（２１ａ）の駆動を停止することができるため、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が高温によって破壊されてしまうことを防止することができる。   According to this, when the diode built-in IGBT element (20) is in a high temperature state, it is determined that the current flows through the diode element (22a) even if the current flowing through the diode element (22a) is very small. Can do. Accordingly, when the diode-embedded IGBT element (20) is in a high temperature state and a small current flows through the diode element (22a), the driving of the IGBT element (21a) can be stopped, and thus the diode-embedded IGBT element (20 ) Can be prevented from being destroyed by high temperatures.

請求項６に記載の発明では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が作動することにより発生する熱の温度に応じた順方向電圧（Ｖｍ）を出力する感温ダイオード素子（５０）を備えており、フィードバック手段（１０、４０）は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）の高温状態を示す温度閾値を有し、感温ダイオード素子（５０）から入力した順方向電圧（Ｖｍ）が温度閾値を超えないときには、電位差（Ｖｓ）に関わらず駆動信号の通過を許可して駆動信号に従ってＩＧＢＴ素子（２１ａ）を駆動し、順方向電圧（Ｖｍ）が温度閾値を超えるときには、電位差（Ｖｓ）を用いたフィードバック制御を行うことを特徴とする。   The invention according to claim 6 includes a temperature-sensitive diode element (50) that outputs a forward voltage (Vm) corresponding to the temperature of heat generated by the operation of the IGBT element with built-in diode (20). The feedback means (10, 40) has a temperature threshold value indicating a high temperature state of the diode built-in IGBT element (20), and the forward voltage (Vm) input from the temperature sensitive diode element (50) does not exceed the temperature threshold value. When the IGBT element (21a) is driven in accordance with the drive signal by allowing the drive signal to pass regardless of the potential difference (Vs) and the forward voltage (Vm) exceeds the temperature threshold, the feedback control using the potential difference (Vs) is performed. It is characterized by performing.

これにより、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が高温になったときにのみフィードバック制御を行うようにすることができる。これにより、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が高温によって破壊されてしまうことを防止することができる。   Thereby, it is possible to perform feedback control only when the diode-embedded IGBT element (20) becomes high temperature. Thereby, it can prevent that the diode built-in IGBT element (20) will be destroyed by high temperature.

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。   In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態に係る半導体装置の回路図である。1 is a circuit diagram of a semiconductor device according to a first embodiment of the present invention. 第１実施形態において、センス抵抗の両端の電位差Ｖｓ、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、過電流検知閾値Ｖｔｈ２、およびフィードバック回路の出力の関係を示した図である。In 1st Embodiment, it is the figure which showed the potential difference Vs of the both ends of a sense resistor, the diode current detection threshold Vth1, the overcurrent detection threshold Vth2, and the relationship of the output of a feedback circuit. 本発明の第２実施形態に係る半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of a semiconductor device concerning a 2nd embodiment of the present invention. 第２実施形態において、センス抵抗の両端の電位差Ｖｓ、第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’、過電流検知閾値Ｖｔｈ２、およびフィードバック回路の出力の関係を示した図である。In 2nd Embodiment, it is the figure which showed the potential difference Vs of the both ends of a sense resistor, the 1st diode current detection threshold Vth1, the 2nd diode current detection threshold Vth1 ', the overcurrent detection threshold Vth2, and the relationship of the output of a feedback circuit. . （ａ）は第３実施形態に係る半導体チップの全体模式図、（ｂ）は（ａ）に収納される半導体装置の回路図である。(A) is the whole semiconductor chip schematic diagram concerning 3rd Embodiment, (b) is a circuit diagram of the semiconductor device accommodated in (a). （ａ）は、第４実施形態に係る半導体チップの全体模式図、（ｂ）は（ａ）に示される半導体チップの裏面構造を示した図である。(A) is the whole semiconductor chip schematic diagram concerning 4th Embodiment, (b) is the figure which showed the back surface structure of the semiconductor chip shown by (a). 本発明の第５実施形態に係る半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of a semiconductor device concerning a 5th embodiment of the present invention. ダイオード素子に流れる電流とセンス抵抗の両端に生じる電位差Ｖｓとの関係を示した図である。It is the figure which showed the relationship between the electric current which flows into a diode element, and the electric potential difference Vs which arises at the both ends of a sense resistance. （ａ）はＡＮＤ回路から出力されるゲート電位Ｖｇに対する第１フィードバック回路の出力を示した図であり、（ｂ）は電位差Ｖｓに対する第２フィードバック回路の出力を示した図である。(A) is the figure which showed the output of the 1st feedback circuit with respect to the gate potential Vg output from an AND circuit, (b) is the figure which showed the output of the 2nd feedback circuit with respect to the potential difference Vs. 本発明の第６実施形態に係る半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of the semiconductor device which concerns on 6th Embodiment of this invention. （ａ）は電位差Ｖｓに対するＩＧＢＴフィードバック回路の出力を示した図であり、（ｂ）は電位差Ｖｓに対するダイオードシュミット回路の出力を示した図である。(A) is the figure which showed the output of the IGBT feedback circuit with respect to potential difference Vs, (b) is the figure which showed the output of the diode Schmitt circuit with respect to potential difference Vs. 本発明の第７実施形態に係る半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of a semiconductor device concerning a 7th embodiment of the present invention. （ａ）は電位差Ｖｓ１に対するＩＧＢＴセンスフィードバック回路の出力を示した図であり、（ｂ）は電位差Ｖｓ２に対するダイオードセンスシュミット回路の出力を示した図である。(A) is the figure which showed the output of the IGBT sense feedback circuit with respect to potential difference Vs1, (b) is the figure which showed the output of the diode sense Schmitt circuit with respect to potential difference Vs2. 第８実施形態に係る半導体チップの平面図である。It is a top view of the semiconductor chip concerning an 8th embodiment. （ａ）は第９実施形態に係るＩＧＢＴ素子のコレクタ電流とセンス抵抗の両端に生じる電位差Ｖｓとの実際の関係を示した図であり、（ｂ）は（ａ）に対する理想の関係を示した図である。(A) is the figure which showed the actual relationship between the collector current of the IGBT element which concerns on 9th Embodiment, and the electric potential difference Vs which arises at the both ends of a sense resistance, (b) showed the ideal relationship with respect to (a). FIG. 本発明の第１１実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子の断面図である。It is sectional drawing of the IGBT element with a built-in diode which concerns on 11th Embodiment of this invention. 本発明の第１２実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子の断面図である。It is sectional drawing of the IGBT element with a built-in diode which concerns on 12th Embodiment of this invention. 本発明の第１３実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子の断面図である。It is sectional drawing of the IGBT element with a built-in diode which concerns on 13th Embodiment of this invention. 本発明の第１４実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子の断面図である。It is sectional drawing of the IGBT element with a built-in diode which concerns on 14th Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。また、以下の各実施形態で示されるＮ型、Ｎ−型、Ｎ＋型は本発明の第１導電型に対応し、Ｐ型、Ｐ＋型は本発明の第２導電型に対応している。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings. Further, the N type, N− type, and N + type shown in the following embodiments correspond to the first conductivity type of the present invention, and the P type and P + type correspond to the second conductivity type of the present invention.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。本実施形態で示される半導体装置は、例えば、ＥＨＶ用インバータモジュールに使われるパワースイッチング素子（以下、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子という）として用いられる。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The semiconductor device shown in the present embodiment is used as, for example, a power switching element (hereinafter referred to as a diode built-in IGBT element) used in an EHV inverter module.

図１は、本実施形態に係る半導体装置の回路図である。この図に示されるように、半導体装置は、ＡＮＤ回路１０と、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０と、センス抵抗３０と、フィードバック回路４０とを備えて構成されている。   FIG. 1 is a circuit diagram of the semiconductor device according to the present embodiment. As shown in this figure, the semiconductor device includes an AND circuit 10, a diode built-in IGBT element 20, a sense resistor 30, and a feedback circuit 40.

ＡＮＤ回路１０は、入力されるすべての信号がＨｉレベルのとき、Ｈｉレベルの信号を出力するロジック回路であり、いわゆるＡＮＤ回路である。このＡＮＤ回路１０には、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０を駆動するための外部からのＰＷＭゲート信号とフィードバック回路４０の出力とが入力されるようになっている。なお、ＰＷＭゲート信号は外部のＰＷＭ信号発生回路等で生成され、ＡＮＤ回路１０の入力端子に入力されるようになっている。また、ＰＷＭゲート信号は本発明の駆動信号に相当する。   The AND circuit 10 is a logic circuit that outputs a Hi level signal when all input signals are at the Hi level, and is a so-called AND circuit. The AND circuit 10 receives an external PWM gate signal for driving the diode built-in IGBT element 20 and the output of the feedback circuit 40. The PWM gate signal is generated by an external PWM signal generation circuit or the like and is input to the input terminal of the AND circuit 10. The PWM gate signal corresponds to the drive signal of the present invention.

ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０は、ＩＧＢＴ部２１とダイオード部２２とにより構成されたものである。このようなダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０は、ＩＧＢＴ部２１とダイオード部２２とが同一の半導体基板に形成されたものである。   The diode built-in IGBT element 20 includes an IGBT part 21 and a diode part 22. Such a diode built-in IGBT element 20 has an IGBT portion 21 and a diode portion 22 formed on the same semiconductor substrate.

ＩＧＢＴ部２１は、負荷等に接続されるメイン用のＩＧＢＴ素子２１ａと、メイン用のＩＧＢＴ素子２１ａに流れる電流を検出するために用いられる電流検出用のＩＧＢＴセンス素子２１ｂとを備えている。これらＩＧＢＴ素子２１ａおよびＩＧＢＴセンス素子２１ｂはそれぞれ同一の構造に形成される。ＩＧＢＴセンス素子２１ｂには、ＩＧＢＴ素子２１ａに流れる電流に比例した電流が流れるようになっている。これらＩＧＢＴ素子２１ａおよびＩＧＢＴセンス素子２１ｂは、例えばトレンチゲート構造により構成されるものであり、ゲートはそれぞれ共通化されている。   The IGBT unit 21 includes a main IGBT element 21a connected to a load or the like, and a current detection IGBT sense element 21b used for detecting a current flowing through the main IGBT element 21a. The IGBT element 21a and the IGBT sense element 21b are formed in the same structure. A current proportional to the current flowing through the IGBT element 21a flows through the IGBT sense element 21b. The IGBT element 21a and the IGBT sense element 21b are configured by, for example, a trench gate structure, and the gates are shared.

なお、ＩＧＢＴ素子２１ａおよびＩＧＢＴセンス素子２１ｂとして、例えば、Ｎ−型ドリフト層の表層部に、チャネル領域を設定するＰ型ベース領域が形成され、Ｐ型ベース領域の表層部にＮ＋型ソース領域が形成されており、Ｎ＋型ソース領域およびＰ型ベース領域を貫通してＮ−型ドリフト層に達するようにトレンチが形成され、さらにトレンチの内壁にＳｉＯ２で構成されたゲート絶縁膜とＰｏｌｙＳｉで構成されたゲート電極とが順に形成され、これらトレンチ、ゲート絶縁膜、ゲート電極からなるトレンチゲート構造が構成されているものを採用することができる。 As the IGBT element 21a and the IGBT sense element 21b, for example, a P-type base region for setting a channel region is formed in the surface layer portion of the N− type drift layer, and an N + type source region is formed in the surface layer portion of the P-type base region. A trench is formed so as to penetrate the N + type source region and the P type base region to reach the N − type drift layer, and further, a gate insulating film made of SiO 2 and PolySi are formed on the inner wall of the trench It is possible to employ a structure in which a trench gate structure including a trench, a gate insulating film, and a gate electrode is formed.

これらメイン用のＩＧＢＴ素子２１ａおよび電流検出用のＩＧＢＴセンス素子２１ｂにおけるゲート電圧の制御は、ＡＮＤ回路１０を通過したＰＷＭゲート信号によって行われるようになっている。すなわち、例えば、ＡＮＤ回路１０の通過を許可されたＰＷＭゲート信号がＨｉレベルの信号であればＩＧＢＴ素子２１ａをオンして駆動することができ、ＰＷＭゲート信号がＬｏｗレベルの信号であればＩＧＢＴ素子２１ａをオフして駆動を停止させることができる。他方、ＰＷＭゲート信号がＡＮＤ回路１０の通過を停止された場合、ＩＧＢＴ素子２１ａおよびＩＧＢＴセンス素子２１ｂは駆動されない。   The gate voltage control in the main IGBT element 21a and the current detection IGBT sense element 21b is performed by the PWM gate signal that has passed through the AND circuit 10. That is, for example, if the PWM gate signal permitted to pass through the AND circuit 10 is a Hi level signal, the IGBT element 21a can be turned on and driven. If the PWM gate signal is a Low level signal, the IGBT element can be driven. The drive can be stopped by turning off 21a. On the other hand, when the PWM gate signal is stopped from passing through the AND circuit 10, the IGBT element 21a and the IGBT sense element 21b are not driven.

また、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタに図示しない負荷や電源等が接続され、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタ−エミッタ間にメイン電流が流れる。電流検出セル側のＩＧＢＴセンス素子２１ｂのコレクタは、メインセル側のＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタと共通化されており、電流検出セル側のＩＧＢＴセンス素子２１ｂのエミッタはセンス抵抗３０の一端に接続されている。センス抵抗３０の他端はＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタに接続されている。これにより、電流検出セル側のＩＧＢＴセンス素子２１ｂのエミッタから流れる電流検出用のセンス電流、すなわちメイン用のＩＧＢＴ素子２１ａに流れる電流に比例する電流がセンス抵抗３０を流れ、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓがフィードバック回路４０にフィードバックされるようになっている。   In addition, a load or a power source (not shown) is connected to the collector of the IGBT element 21a, and a main current flows between the collector and emitter of the IGBT element 21a. The collector of the IGBT sense element 21b on the current detection cell side is shared with the collector of the IGBT element 21a on the main cell side, and the emitter of the IGBT sense element 21b on the current detection cell side is connected to one end of the sense resistor 30. Yes. The other end of the sense resistor 30 is connected to the emitter of the IGBT element 21a. As a result, a sense current for current detection flowing from the emitter of the IGBT sense element 21b on the current detection cell side, that is, a current proportional to the current flowing through the main IGBT element 21a flows through the sense resistor 30, and The potential difference Vs is fed back to the feedback circuit 40.

ダイオード部２２はＩＧＢＴ素子２１ａに流れる負荷電流を転流させるためのものであり、ＩＧＢＴ素子２１ａに接続されるメイン用のダイオード素子２２ａと、メイン用のダイオード素子２２ａに流れる電流を検出するために用いられる電流検出用のダイオードセンス素子２２ｂとを備えている。これらメイン用のダイオード素子２２ａと電流検出用のダイオードセンス素子２２ｂとの各カソードは共通化されている。   The diode portion 22 is for commutating the load current flowing through the IGBT element 21a, and for detecting the main diode element 22a connected to the IGBT element 21a and the current flowing through the main diode element 22a. And a diode sensing element 22b for current detection used. The cathodes of the main diode element 22a and the current detection diode sense element 22b are shared.

ダイオード部２２のうちダイオード素子２２ａのアノードはＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタに接続され、ダイオードセンス素子２２ｂのアノードはセンス抵抗３０の一端に接続されている。また、ダイオード素子２２ａおよびダイオードセンス素子２２ｂのカソードはＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタに接続されている。   In the diode portion 22, the anode of the diode element 22 a is connected to the emitter of the IGBT element 21 a, and the anode of the diode sense element 22 b is connected to one end of the sense resistor 30. The cathodes of the diode element 22a and the diode sense element 22b are connected to the collector of the IGBT element 21a.

なお、ダイオード素子２２ａおよびダイオードセンス素子２２ｂとして、例えば、半導体基板の表層部にＩＧＢＴ部２１と同様のトレンチゲート構造が多数形成されていると共に、Ｎ型シリコン基板の裏面上にＮ＋型領域が設けられた構造を採用することができる。このような構成において、ＩＧＢＴ部２１を構成するＰ型ベース領域とＮ−型ドリフト層とをＰＮダイオードとして機能させることができる。   As the diode element 22a and the diode sense element 22b, for example, a number of trench gate structures similar to the IGBT part 21 are formed in the surface layer part of the semiconductor substrate, and an N + type region is provided on the back surface of the N-type silicon substrate. The structure can be adopted. In such a configuration, the P-type base region and the N − -type drift layer constituting the IGBT portion 21 can function as a PN diode.

フィードバック回路４０は、ダイオード素子２２ａに電流が流れているか否か、ＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れているか否かを判定し、判定結果に従ってＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可または停止させるものである。このため、フィードバック回路４０は、ダイオード素子２２ａに電流が流れていることを判定するために用いるダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１と、ＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れていることを判定するために用いる過電流検知閾値Ｖｔｈ２とを有している。なお、本実施形態では、これらダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１や過電流検知閾値Ｖｔｈ２は電圧値になっている。   The feedback circuit 40 determines whether or not a current is flowing through the diode element 22a and whether or not an excessive current is flowing through the IGBT element 21a, and permits the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 according to the determination result. Or stop it. For this reason, the feedback circuit 40 uses the diode current detection threshold Vth1 used to determine that current is flowing in the diode element 22a, and the overcurrent used to determine that excess current is flowing in the IGBT element 21a. And a detection threshold value Vth2. In the present embodiment, the diode current detection threshold Vth1 and the overcurrent detection threshold Vth2 are voltage values.

ＩＧＢＴ素子２１ａが正常に駆動される場合、すなわちダイオード素子２２ａに電流が流れない場合、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂからセンス抵抗３０に電流が流れる。このため、ＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタの電位を基準とするとセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは正の値となる。逆に、ダイオード素子２２ａに電流が流れる場合、センス抵抗３０からダイオードセンス素子２２ｂに電流が流れる。このため、ＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタを基準とするとセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは負となる。したがって、ダイオード素子２２ａに電流が流れていることを検出するため、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１を負の値とする。   When the IGBT element 21a is normally driven, that is, when no current flows through the diode element 22a, a current flows from the IGBT sense element 21b to the sense resistor 30. For this reason, when the potential of the emitter of the IGBT element 21a is used as a reference, the potential difference Vs between both ends of the sense resistor 30 becomes a positive value. Conversely, when a current flows through the diode element 22a, a current flows from the sense resistor 30 to the diode sense element 22b. For this reason, the potential difference Vs across the sense resistor 30 is negative when the emitter of the IGBT element 21a is used as a reference. Therefore, in order to detect that a current flows through the diode element 22a, the diode current detection threshold value Vth1 is set to a negative value.

他方、ＩＧＢＴ素子２１ａが正常に駆動される場合、上記のように、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは正の値となる。しかし、ＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れる場合、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂからセンス抵抗３０に流れるセンス電流の値は大きくなるため、過電流検知閾値Ｖｔｈ２を正の値とする。   On the other hand, when the IGBT element 21a is normally driven, the potential difference Vs across the sense resistor 30 becomes a positive value as described above. However, when an excess current flows through the IGBT element 21a, the value of the sense current flowing from the IGBT sense element 21b to the sense resistor 30 becomes large, so the overcurrent detection threshold Vth2 is set to a positive value.

このようなフィードバック回路４０は、ＩＧＢＴ素子２１ａを駆動する場合、ＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可する出力をする一方、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓを入力し、当該電位差Ｖｓがダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合もしくは過電流検知閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合、ＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を停止させる出力をする。また、フィードバック回路４０は、例えばオペアンプ等の回路が組み合わされて構成されるものである。以上が、本実施形態に係る半導体装置の全体構成である。   Such a feedback circuit 40, when driving the IGBT element 21a, outputs an output that allows passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10, while inputting the potential difference Vs between both ends of the sense resistor 30, and the potential difference. When Vs is smaller than the diode current detection threshold Vth1 or larger than the overcurrent detection threshold Vth2, an output for stopping the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 is output. The feedback circuit 40 is configured by combining circuits such as operational amplifiers. The above is the overall configuration of the semiconductor device according to the present embodiment.

なお、上記のＡＮＤ回路１０およびフィードバック回路４０は、本発明のフィードバック手段に相当する。   The AND circuit 10 and the feedback circuit 40 described above correspond to feedback means of the present invention.

次に、上記半導体装置の作動について、図２を参照して説明する。図２は、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓ、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、過電流検知閾値Ｖｔｈ２、およびフィードバック回路４０の出力の関係を示した図である。まず、半導体装置の通常の作動について説明する。   Next, the operation of the semiconductor device will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the potential difference Vs across the sense resistor 30, the diode current detection threshold Vth1, the overcurrent detection threshold Vth2, and the output of the feedback circuit 40. First, the normal operation of the semiconductor device will be described.

ＰＷＭ信号発生回路等の外部回路にて半導体装置のＩＧＢＴ素子２１ａを駆動するための駆動信号としてＰＷＭゲート信号が生成され、ＡＮＤ回路１０に入力される。他方、ダイオード素子２２ａはオフになっており、ダイオードセンス素子２２ｂにも電流は流れない。このため、センス抵抗３０のうちＩＧＢＴセンス素子２１ｂに接続される一端側の電位がＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタに接続される他端側よりも高くなり、ＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタを基準とするセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは正の値となる。   A PWM gate signal is generated as a drive signal for driving the IGBT element 21 a of the semiconductor device by an external circuit such as a PWM signal generation circuit and is input to the AND circuit 10. On the other hand, the diode element 22a is off and no current flows through the diode sense element 22b. For this reason, the potential on one end side connected to the IGBT sense element 21b in the sense resistor 30 is higher than the other end side connected to the emitter of the IGBT element 21a, and the sense resistor 30 with the emitter of the IGBT element 21a as a reference. The potential difference Vs at both ends of the positive value is a positive value.

したがって、図２に示されるように、電位差Ｖｓは負のダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１よりも大きいため、フィードバック回路４０にてダイオード素子２２ａに電流が流れていないと判定される。これにより、フィードバック回路４０の出力は、図２に示されるようなＨｉレベルとされ、ＡＮＤ回路１０に入力される。そして、ＡＮＤ回路１０にＨｉレベルのＰＷＭゲート信号およびフィードバック回路４０の出力が入力されると、ＰＷＭゲート信号はＡＮＤ回路１０の通過が許可されてＩＧＢＴ部２１に入力され、ＩＧＢＴ部２１がオンする。こうして、ＩＧＢＴ素子２１ａが駆動され、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタもしくはエミッタに接続された図示しない負荷に電流が流れる。   Therefore, as shown in FIG. 2, since the potential difference Vs is larger than the negative diode current detection threshold Vth1, the feedback circuit 40 determines that no current flows through the diode element 22a. As a result, the output of the feedback circuit 40 is set to the Hi level as shown in FIG. 2 and is input to the AND circuit 10. When the high-level PWM gate signal and the output of the feedback circuit 40 are input to the AND circuit 10, the PWM gate signal is allowed to pass through the AND circuit 10 and input to the IGBT unit 21, and the IGBT unit 21 is turned on. . In this way, the IGBT element 21a is driven, and a current flows through a load (not shown) connected to the collector or emitter of the IGBT element 21a.

ダイオード素子２２ａに電流が流れる場合、センス抵抗３０のうちＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタに接続された他端がＩＧＢＴセンス素子２１ｂのエミッタに接続された一端よりも電位が高くなるため、ＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタを基準とするセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは負となる。   When a current flows through the diode element 22a, the other end of the sense resistor 30 connected to the emitter of the IGBT element 21a has a higher potential than the one end connected to the emitter of the IGBT sense element 21b, and thus the emitter of the IGBT element 21a. The potential difference Vs across the sense resistor 30 with reference to is negative.

このため、電位差Ｖｓがダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１よりも小さくなった場合、フィードバック回路４０にてダイオード素子２２ａに電流が流れていると判定される。これにより、フィードバック回路４０の出力はＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を停止する出力とされ、ＡＮＤ回路１０に入力される。   For this reason, when the potential difference Vs becomes smaller than the diode current detection threshold Vth1, it is determined by the feedback circuit 40 that a current is flowing through the diode element 22a. As a result, the output of the feedback circuit 40 is an output that stops the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 and is input to the AND circuit 10.

したがって、ＡＮＤ回路１０からＩＧＢＴ部２１を駆動する信号が入力されないため、ＩＧＢＴ素子２１ａの駆動が停止される。つまり、ダイオード素子２２ａの順方向動作時にＩＧＢＴ素子２１ａは動作しない。   Therefore, since the signal for driving the IGBT unit 21 is not input from the AND circuit 10, the driving of the IGBT element 21a is stopped. That is, the IGBT element 21a does not operate during the forward operation of the diode element 22a.

これによると、ＩＧＢＴ素子２１ａとダイオード素子２２ａとが同一の半導体基板に形成されることにより、ダイオード素子２２ａが順方向動作する際にＩＧＢＴ素子２１ａのチャネルがオンすることで、ダイオード素子２２ａのアノードとカソードとが同電位になろうとすることはなく、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲート電位によってダイオード素子２２ａが順方向動作しにくくなることはない。すなわち、ダイオード素子２２ａの動作とＩＧＢＴ素子２１ａの動作、より詳しくはダイオード素子２２ａとＩＧＢＴ素子２１ａのゲート信号との干渉を回避することができる。これにより、ダイオード素子２２ａの順方向電圧の増加を回避することができるので、ダイオード素子２２ａの順方向電圧の損失増加を防止することができる。   According to this, since the IGBT element 21a and the diode element 22a are formed on the same semiconductor substrate, the channel of the IGBT element 21a is turned on when the diode element 22a operates in the forward direction, so that the anode of the diode element 22a And the cathode do not tend to be at the same potential, and the gate potential of the IGBT element 21a does not make the diode element 22a difficult to operate in the forward direction. That is, the operation of the diode element 22a and the operation of the IGBT element 21a, more specifically, interference between the diode element 22a and the gate signal of the IGBT element 21a can be avoided. As a result, an increase in the forward voltage of the diode element 22a can be avoided, and an increase in the forward voltage loss of the diode element 22a can be prevented.

他方、ＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れる場合、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂからセンス抵抗３０に流れるセンス電流も過剰電流に比例して大きくなる。当該電位差ＶｓはＩＧＢＴ素子２１ａが正常に動作する際にＩＧＢＴ素子２１ａに電流が流れる場合の電位差Ｖｓよりも高くなる。   On the other hand, when an excess current flows through the IGBT element 21a, the sense current flowing from the IGBT sense element 21b to the sense resistor 30 also increases in proportion to the excess current. The potential difference Vs is higher than the potential difference Vs when a current flows through the IGBT element 21a when the IGBT element 21a operates normally.

したがって、電位差Ｖｓが過電流検知閾値Ｖｔｈ２よりも大きくなった場合、フィードバック回路４０にてＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れていると判定される。これにより、上記と同様に、フィードバック回路４０の出力によってＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過が停止され、ＩＧＢＴ素子２１ａの駆動が停止される。こうして、ＩＧＢＴ素子２１ａに流れる過剰電流によってＩＧＢＴ素子２１ａが破壊されてしまうことを防止することができる。   Therefore, when the potential difference Vs becomes larger than the overcurrent detection threshold Vth2, it is determined by the feedback circuit 40 that excess current is flowing in the IGBT element 21a. Thereby, similarly to the above, the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 is stopped by the output of the feedback circuit 40, and the driving of the IGBT element 21a is stopped. In this way, it is possible to prevent the IGBT element 21a from being destroyed by the excessive current flowing through the IGBT element 21a.

上記のように、本実施形態では、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１および過電流検知閾値Ｖｔｈ２を設けている。これにより、ＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタを基準としたときのセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓがダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１以上、かつ、過電流検知閾値Ｖｔｈ２以下の場合、フィードバック回路４０の出力はＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可する出力となる。   As described above, in this embodiment, the diode current detection threshold Vth1 and the overcurrent detection threshold Vth2 are provided. Thus, when the potential difference Vs across the sense resistor 30 with respect to the emitter of the IGBT element 21a is equal to or higher than the diode current detection threshold Vth1 and equal to or lower than the overcurrent detection threshold Vth2, the output of the feedback circuit 40 is the AND circuit 10 The output permits the passage of the PWM gate signal input to.

以上説明したように、本実施形態では、ダイオード素子２２ａに流れる電流を、ダイオードセンス素子２２ｂおよびセンス抵抗３０にてセンシングすることが特徴となっている。すなわち、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂに接続されたセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓをモニタすることにより、ダイオード素子２２ａに電流が流れているかを判定し、当該判定結果に従って、フィードバック回路４０の出力によって、ＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可または停止することを特徴としている。   As described above, the present embodiment is characterized in that the current flowing through the diode element 22a is sensed by the diode sense element 22b and the sense resistor 30. That is, by monitoring the potential difference Vs between both ends of the sense resistor 30 connected to the IGBT sense element 21b, it is determined whether a current is flowing through the diode element 22a, and according to the determination result, the output of the feedback circuit 40 determines the AND. The PWM gate signal input to the circuit 10 is permitted or stopped to pass.

これによると、ダイオード素子２２ａに電流が流れる場合、ＩＧＢＴ素子２１ａの駆動が停止される、すなわちＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過が停止され、ＩＧＢＴ素子２１ａの動作が停止される。このため、ＩＧＢＴ素子２１ａの動作とダイオード素子２２ａの動作とが干渉しないようにすることができる。これにより、ダイオード素子２２ａが動作する際にＩＧＢＴ素子２１ａが動作することで生じるダイオード素子２２ａの順方向電圧Ｖｆの増加を防止でき、ひいてはダイオード素子２２ａの順方向電圧Ｖｆの増加に伴う順方向損失の増加を防止することができる。   According to this, when a current flows through the diode element 22a, the driving of the IGBT element 21a is stopped, that is, the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 is stopped, and the operation of the IGBT element 21a is stopped. For this reason, it is possible to prevent the operation of the IGBT element 21a and the operation of the diode element 22a from interfering with each other. Thereby, it is possible to prevent an increase in the forward voltage Vf of the diode element 22a caused by the operation of the IGBT element 21a when the diode element 22a is operated. As a result, the forward loss due to the increase of the forward voltage Vf of the diode element 22a can be prevented. Can be prevented from increasing.

また、フィードバック回路４０は、センス抵抗３０に流れる電流をセンシングすることで、ＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れているかを判定している。そして、フィードバック回路４０にてＩＧＢＴ素子２１ａに過剰電流が流れていると判定されると、ＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を停止することができる。これにより、ＩＧＢＴ素子２１ａの破壊を防止することができる。   Further, the feedback circuit 40 determines whether an excess current is flowing through the IGBT element 21a by sensing a current flowing through the sense resistor 30. When the feedback circuit 40 determines that an excessive current is flowing in the IGBT element 21a, the driving of the IGBT element 21a can be stopped. Thereby, destruction of the IGBT element 21a can be prevented.

さらに、ＡＮＤ回路１０、センス抵抗３０、フィードバック回路４０を採用した半導体装置を構成することで、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の素子構造を変更する必要もなく、チップサイズを増加させる必要もない。   Furthermore, by configuring a semiconductor device employing the AND circuit 10, the sense resistor 30, and the feedback circuit 40, it is not necessary to change the element structure of the diode-embedded IGBT element 20, and it is not necessary to increase the chip size.

（第２実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、半導体装置の温度検出を行い、当該温度検出に従ってダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１を変更することが特徴となっている。 (Second Embodiment)
In the present embodiment, only different parts from the first embodiment will be described. The present embodiment is characterized in that the temperature of the semiconductor device is detected and the diode current detection threshold Vth1 is changed according to the temperature detection.

図３は、本実施形態に係る半導体装置の回路図である。この図に示されるように、本実施形態に係る半導体装置は、図１に示される構成に感温ダイオード素子５０が備えられた構成となっている。   FIG. 3 is a circuit diagram of the semiconductor device according to the present embodiment. As shown in this figure, the semiconductor device according to the present embodiment has a configuration in which a temperature sensitive diode element 50 is provided in the configuration shown in FIG.

感温ダイオード素子５０は、半導体装置の温度、より詳しくはダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の温度を測定するために用いられるものである。この感温ダイオード素子５０は、温度に応じた電圧を出力するもの、すなわち順方向電圧の値が変化するものであり、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が作動することにより発生する熱に応じた順方向電圧を出力するものである。   The temperature sensitive diode element 50 is used to measure the temperature of the semiconductor device, more specifically, the temperature of the diode built-in IGBT element 20. The temperature-sensitive diode element 50 outputs a voltage corresponding to the temperature, that is, the value of the forward voltage changes, and the forward voltage according to the heat generated by the operation of the diode built-in IGBT element 20. Is output.

このような感温ダイオード素子５０は、例えば、半導体基板上に形成された絶縁膜上に多結晶ＳｉがＮ型層、Ｐ型層としてそれぞれ形成されることで構成される。図３に示されるように、本実施形態では４つの感温ダイオード素子５０が直列に接続され、グランドに対する感温ダイオード素子５０のトータルの順方向電圧Ｖｍがフィードバック回路４０に入力される回路形態になっている。   Such a temperature sensitive diode element 50 is configured, for example, by forming polycrystalline Si as an N-type layer and a P-type layer on an insulating film formed on a semiconductor substrate. As shown in FIG. 3, in the present embodiment, four temperature sensitive diode elements 50 are connected in series, and the total forward voltage Vm of the temperature sensitive diode element 50 with respect to the ground is input to the feedback circuit 40. It has become.

感温ダイオード素子５０にはフィードバック回路４０から一定電流が流されるようになっている。そして、上述のように、温度に応じて変化した感温ダイオード素子５０の順方向電圧Ｖｍがフィードバック回路４０に入力される。   A constant current flows from the feedback circuit 40 to the temperature sensitive diode element 50. Then, as described above, the forward voltage Vm of the temperature-sensitive diode element 50 changed according to the temperature is input to the feedback circuit 40.

また、本実施形態では、フィードバック回路４０は２つのダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ１’を有している。以下では、Ｖｔｈ１を第１ダイオード電流検知閾値とし、Ｖｔｈ１’を第２ダイオード電流検知閾値とする。第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’は、第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１よりも大きい値になっている。   In the present embodiment, the feedback circuit 40 has two diode current detection thresholds Vth1 and Vth1 '. Hereinafter, Vth1 is defined as a first diode current detection threshold, and Vth1 'is defined as a second diode current detection threshold. The second diode current detection threshold value Vth1 'is larger than the first diode current detection threshold value Vth1.

さらに、フィードバック回路４０は、感温ダイオード素子５０から入力される順方向電圧Ｖｍがダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の高温状態を示す温度閾値を超えると判定した場合、第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１ではなく第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’とセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓとを比較する。   Further, when the feedback circuit 40 determines that the forward voltage Vm input from the temperature-sensitive diode element 50 exceeds the temperature threshold value indicating the high temperature state of the diode-incorporated IGBT element 20, the feedback circuit 40 is not the first diode current detection threshold value Vth1 but the first voltage detection value Vth1. The two-diode current detection threshold Vth1 ′ is compared with the potential difference Vs across the sense resistor 30.

すなわち、フィードバック回路４０は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が高温状態になっている場合、ダイオード素子２２ａに流れる電流が微少であっても、ダイオード素子２２ａに電流が流れていることを判定しやすくする。これにより、フィードバック回路４０は、ダイオード素子２２ａに微少電流が流れた場合でもＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を停止し、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の発熱を抑制する。   That is, when the diode built-in IGBT element 20 is in a high temperature state, the feedback circuit 40 makes it easy to determine that the current is flowing through the diode element 22a even if the current flowing through the diode element 22a is very small. Thereby, the feedback circuit 40 stops the driving of the IGBT element 21a even when a minute current flows through the diode element 22a, and suppresses the heat generation of the IGBT element 20 with a built-in diode.

次に、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が高温状態の場合における半導体装置の作動について、図４を参照して説明する。図４は、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓ、第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’、過電流検知閾値Ｖｔｈ２、およびフィードバック回路４０の出力の関係を示した図である。   Next, the operation of the semiconductor device when the diode built-in IGBT element 20 is in a high temperature state will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the potential difference Vs across the sense resistor 30, the first diode current detection threshold Vth1, the second diode current detection threshold Vth1 ′, the overcurrent detection threshold Vth2, and the output of the feedback circuit 40. .

第１実施形態と同様に、ＡＮＤ回路１０にＰＷＭゲート信号とフィードバック回路４０の出力とが入力されることで、ＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過が許可され、ＩＧＢＴ素子２１ａが駆動される。この場合、感温ダイオード素子５０にてダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の温度に応じた順方向電圧Ｖｍが検出され、当該順方向電圧Ｖｍがフィードバック回路４０に入力される。   Similarly to the first embodiment, when the PWM gate signal and the output of the feedback circuit 40 are input to the AND circuit 10, the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 is permitted, and the IGBT element 21a is driven. Is done. In this case, the forward voltage Vm corresponding to the temperature of the diode built-in IGBT element 20 is detected by the temperature-sensitive diode element 50, and the forward voltage Vm is input to the feedback circuit 40.

また、フィードバック回路４０では、感温ダイオード素子５０から入力される順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えると判定された場合、図４に示されるように第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１が第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’に変更される。   Further, in the feedback circuit 40, when it is determined that the forward voltage Vm input from the temperature-sensitive diode element 50 exceeds the temperature threshold, the first diode current detection threshold Vth1 is set to the second diode current as shown in FIG. The detection threshold value is changed to Vth1 ′.

これにより、電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１と比較される場合よりも、センス抵抗３０に流れるセンス電流が小さくても、ダイオード素子２２ａに電流が流れていることを判定できるようになる。   Accordingly, it can be determined that the current is flowing through the diode element 22a even when the sense current flowing through the sense resistor 30 is smaller than when the potential difference Vs is compared with the first diode current detection threshold Vth1.

そして、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓが第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’よりも小さくなった場合、フィードバック回路４０にてダイオード素子２２ａに電流が流れていると判定され、第１実施形態と同様に、ＩＧＢＴ素子２１ａの駆動が停止される。   When the potential difference Vs between both ends of the sense resistor 30 becomes smaller than the second diode current detection threshold Vth1 ′, it is determined by the feedback circuit 40 that a current is flowing through the diode element 22a, and the same as in the first embodiment. Then, the driving of the IGBT element 21a is stopped.

以上のように、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が高温になった場合、ダイオード素子２２ａに流れる電流の有無の判定基準を変更することで、ダイオード素子２２ａに電流が流れているか否かを判定しやすくすることができる。これにより、ダイオード素子２２ａに流れる電流が小電流域の値であっても、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲート信号とダイオード素子２２ａとの電位干渉を防止することができ、さらにＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を停止することでダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の発熱を抑制することができる。   As described above, when the diode built-in IGBT element 20 becomes high temperature, it is easy to determine whether or not the current is flowing through the diode element 22a by changing the determination criterion of the presence or absence of the current flowing through the diode element 22a. be able to. Thereby, even if the current flowing through the diode element 22a is a value in the small current region, potential interference between the gate signal of the IGBT element 21a and the diode element 22a can be prevented, and the driving of the IGBT element 21a is stopped. Thus, the heat generation of the diode built-in IGBT element 20 can be suppressed.

（第３実施形態）
本実施形態では、第２実施形態と異なる部分についてのみ説明する。第２実施形態では、各構成要素を別々の部品として構成していたが、本実施形態では、第２実施形態で示された各構成要素を１つのチップに作り込んだことを特徴としている。 (Third embodiment)
In the present embodiment, only different parts from the second embodiment will be described. In the second embodiment, each component is configured as a separate part, but this embodiment is characterized in that each component shown in the second embodiment is built in one chip.

図５（ａ）は、本実施形態に係る半導体チップ６０の全体模式図である。また、図５（ｂ）は半導体チップ６０に備えられる回路の回路図であり、図３に示される回路図と同じものである。図５（ａ）に示されるように、半導体チップ６０は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０と、感温ダイオード素子５０と、処理回路部７０と、電流センス素子６１と、ゲートパッド６２と、ガードリング６３とを備えている。   FIG. 5A is an overall schematic diagram of the semiconductor chip 60 according to the present embodiment. FIG. 5B is a circuit diagram of a circuit provided in the semiconductor chip 60, which is the same as the circuit diagram shown in FIG. As shown in FIG. 5A, the semiconductor chip 60 includes a diode built-in IGBT element 20, a temperature sensitive diode element 50, a processing circuit unit 70, a current sensing element 61, a gate pad 62, and a guard ring 63. And.

図５（ａ）に示される処理回路部７０は、図５（ｂ）に示されるフィードバック回路４０、ＡＮＤ回路１０、センス抵抗３０によって構成されるものである。フィードバック回路４０は、例えば薄膜トランジスタ回路によって構成される。   The processing circuit unit 70 shown in FIG. 5A includes the feedback circuit 40, the AND circuit 10, and the sense resistor 30 shown in FIG. The feedback circuit 40 is configured by, for example, a thin film transistor circuit.

また、電流センス素子６１は、ＩＧＢＴ素子２１ａおよびダイオード素子２２ａに流れる電流をセンシングするものであり、ダイオードセンス素子２２ｂおよびＩＧＢＴセンス素子２１ｂが備えられたものである。本実施形態では、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０にダイオードセンス素子２２ｂは備えられておらず、電流センス素子６１にてダイオード素子２１ａに流れる電流が検出される。なお、本実施形態では、電流センス素子６１はＩＧＢＴ素子２１ａおよびダイオード素子２２ａ両方をセンシングする兼用のものとして構成されている。「兼用」とは、ダイオード素子２２ａに流れる電流およびＩＧＢＴ素子２１ａに流れる電流の両方を検出できることを意味している。   The current sense element 61 senses a current flowing through the IGBT element 21a and the diode element 22a, and includes the diode sense element 22b and the IGBT sense element 21b. In the present embodiment, the diode built-in IGBT element 20 is not provided with the diode sense element 22b, and the current flowing through the diode element 21a is detected by the current sense element 61. In the present embodiment, the current sense element 61 is configured to be used for sensing both the IGBT element 21a and the diode element 22a. “Combined” means that both the current flowing through the diode element 22a and the current flowing through the IGBT element 21a can be detected.

感温ダイオード素子５０は、例えば半導体チップ６０の中心部に配置されている。半導体チップ６０が作動することによって発生する熱が半導体チップ６０の中心部に集中することでもっとも高くなることが知られていることから、感温ダイオード素子５０は半導体チップ６０の中心部に配置される。   The temperature sensitive diode element 50 is disposed, for example, at the center of the semiconductor chip 60. It is known that the heat generated by the operation of the semiconductor chip 60 is the highest when the heat is concentrated on the central portion of the semiconductor chip 60, so that the temperature-sensitive diode element 50 is disposed at the central portion of the semiconductor chip 60. The

ゲートパッド６２は、ＡＮＤ回路１０の入力端子に接続されるものであり、外部からＰＷＭゲート信号が入力される電極である。   The gate pad 62 is connected to the input terminal of the AND circuit 10 and is an electrode to which a PWM gate signal is input from the outside.

そして、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０、感温ダイオード素子５０、処理回路部７０、電流センス素子６１、ゲートパッド６２を囲むガードリング６３が半導体チップ６０の外縁部に設けられている。このガードリング６３は半導体チップ６０の耐圧を確保する役割を果たすものである。   A guard ring 63 surrounding the diode built-in IGBT element 20, the temperature sensitive diode element 50, the processing circuit unit 70, the current sensing element 61, and the gate pad 62 is provided at the outer edge of the semiconductor chip 60. The guard ring 63 plays a role of ensuring the breakdown voltage of the semiconductor chip 60.

以上のように、半導体装置を半導体チップ６０に内蔵することで、ＩＧＢＴ部２１を駆動するためのＰＷＭ制御回路として汎用回路を用いることができるようにすることができる。   As described above, by incorporating the semiconductor device in the semiconductor chip 60, a general-purpose circuit can be used as a PWM control circuit for driving the IGBT unit 21.

（第４実施形態）
本実施形態では、上記各実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図６（ａ）は、本実施形態に係る半導体チップ６０の全体模式図である。また、図６（ｂ）は図６（ａ）に示される半導体チップ６０の裏面構造を示した図である。なお、図６（ａ）に示される半導体チップ６０には、第３実施形態と同様に、図５（ｂ）の回路図に示される半導体装置が備えられている。 (Fourth embodiment)
In the present embodiment, only different portions from the above embodiments will be described. FIG. 6A is an overall schematic diagram of the semiconductor chip 60 according to the present embodiment. FIG. 6B is a view showing the back surface structure of the semiconductor chip 60 shown in FIG. Note that the semiconductor chip 60 shown in FIG. 6A is provided with the semiconductor device shown in the circuit diagram of FIG. 5B as in the third embodiment.

図６（ａ）に示されるように、本実施形態では、第３実施形態と異なり、半導体チップ６０にダイオードセンス素子２２ｂとＩＧＢＴセンス素子２１ｂとがそれぞれ別個に設けられている。   As shown in FIG. 6A, in the present embodiment, unlike the third embodiment, the diode sense element 22b and the IGBT sense element 21b are separately provided on the semiconductor chip 60, respectively.

また、図６（ｂ）に示されるように、半導体チップ６０はＮ型基板８０に形成されたものであり、半導体チップ６０の裏面にはＩＧＢＴ部２１を構成するＰ＋型領域８１とダイオード部２２を構成するＮ＋型領域８２とが交互に繰り返し配置された構成になっている。   As shown in FIG. 6B, the semiconductor chip 60 is formed on the N-type substrate 80, and the P + type region 81 and the diode part 22 constituting the IGBT part 21 are formed on the back surface of the semiconductor chip 60. N + -type regions 82 constituting the structure are alternately and repeatedly arranged.

通常、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂについてはチップ裏面がＰ＋型領域８１のみであるため、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂの電流は流れるが、ダイオードセンス素子２２ｂの電流は流れにくい。しかしながら、本実施形態では、チップ裏面にＰ＋型領域８１と共にＮ＋型領域８２を配置（両面アライメント）するので、ダイオードセンス素子２２ｂの出力を大きくすることができ、ひいては電流検出感度を大きくすることができる。   Usually, since the IGBT back surface of the IGBT sense element 21b is only the P + type region 81, the current of the IGBT sense element 21b flows, but the current of the diode sense element 22b hardly flows. However, in this embodiment, since the N + type region 82 is arranged together with the P + type region 81 on the back surface of the chip (double-sided alignment), the output of the diode sense element 22b can be increased, and thus the current detection sensitivity can be increased. it can.

（第５実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図７は、本実施形態に係る半導体装置の回路図である。この図に示されるように、図１に示される回路に対し、第１フィードバック回路４１と第２フィードバック回路４２とが設けられた回路構成になっている。 (Fifth embodiment)
In the present embodiment, only different parts from the first embodiment will be described. FIG. 7 is a circuit diagram of the semiconductor device according to the present embodiment. As shown in this figure, the circuit configuration shown in FIG. 1 includes a first feedback circuit 41 and a second feedback circuit 42.

第１フィードバック回路４１は、ＡＮＤ回路１０の出力端子と第２フィードバック回路４２との間に接続されている。この第１フィードバック回路４１は、ＡＮＤ回路１０から出力されるゲート信号（ゲート電位Ｖｇ）がＩＧＢＴ素子２１ａをオンするものであるか、またはオフするものであるかを判定し、その結果を第２フィードバック回路４２に出力するものである。   The first feedback circuit 41 is connected between the output terminal of the AND circuit 10 and the second feedback circuit 42. The first feedback circuit 41 determines whether the gate signal (gate potential Vg) output from the AND circuit 10 is to turn on or off the IGBT element 21a, and the result is determined as a second. This is output to the feedback circuit 42.

具体的には、第１フィードバック回路４１はゲート信号（ゲート電位Ｖｇ）に対する判定閾値Ｈ０を有し、ＡＮＤ回路１０から出力されたゲート信号が判定閾値Ｈ０を超えるときにＩＧＢＴ素子２１ａがオンしていることを示す第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を第２フィードバック回路４２に出力し、ゲート信号が判定閾値Ｈ０を超えないときに第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも大きい値であってＩＧＢＴ素子２１ａがオフしていることを示す第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を第２フィードバック回路４２に出力する。各閾値Ｈ１、Ｈ２は負の値である。   Specifically, the first feedback circuit 41 has a determination threshold value H0 for the gate signal (gate potential Vg), and the IGBT element 21a is turned on when the gate signal output from the AND circuit 10 exceeds the determination threshold value H0. Is output to the second feedback circuit 42. When the gate signal does not exceed the determination threshold value H0, the first diode current detection threshold value H1 is greater than the first diode current detection threshold value H1, and the IGBT element 21a The second diode current detection threshold value H2 indicating that it is off is output to the second feedback circuit. Each threshold value H1 and H2 is a negative value.

第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から入力される各閾値Ｈ１、Ｈ２と電位差Ｖｓとを比較し、その結果に従ってＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可または停止させるものである。また、第２フィードバック回路４２は、第１実施形態で示された過電流検知閾値Ｖｔｈ２を有している。   The second feedback circuit 42 compares the threshold values H1 and H2 input from the first feedback circuit 41 with the potential difference Vs, and permits or stops the passage of the PWM gate signal input to the AND circuit 10 according to the result. It is. The second feedback circuit 42 has the overcurrent detection threshold value Vth2 shown in the first embodiment.

このように、第２フィードバック回路４２は、ゲート信号に応じて異なる閾値Ｈ１、Ｈ２と電位差Ｖｓとを比較するのは、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンしている場合とオフしている場合とでダイオード素子２２ａ（ＦＷＤ）に流れる電流の大きさが異なるためである。   As described above, the second feedback circuit 42 compares the threshold values H1 and H2 and the potential difference Vs, which differ according to the gate signal, depending on whether the IGBT element 21a is on or off. This is because the magnitude of the current flowing through 22a (FWD) is different.

図８は、ダイオード素子２２ａに流れる電流とセンス抵抗３０の両端に生じる電位差Ｖｓとの関係を示したものである。この図に示されるように、ダイオード素子２２ａに流れる電流Ｉと電位差Ｖｓとが両者ともに正の場合では両者は比例の関係になるが、ダイオード素子２２ａに流れる電流が負になる、すなわちダイオード素子２２ａが動作すると、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンしている場合（Ｖｇ＝ＯＮ）とオフしている場合（Ｖｇ＝ＯＦＦ）とで電流に対する電位差Ｖｓが異なる値となる。つまり、図８においてＦＷＤ動作域に点線で示された理想的な電流波形に対して、ゲート電位Ｖｇに応じて電流波形が分かれてしまう。   FIG. 8 shows the relationship between the current flowing through the diode element 22 a and the potential difference Vs generated at both ends of the sense resistor 30. As shown in this figure, when the current I flowing through the diode element 22a and the potential difference Vs are both positive, they are in a proportional relationship, but the current flowing through the diode element 22a becomes negative, that is, the diode element 22a. When the IGBT operates, the potential difference Vs with respect to the current differs depending on whether the IGBT element 21a is on (Vg = ON) or off (Vg = OFF). That is, the current waveform is divided according to the gate potential Vg with respect to the ideal current waveform indicated by a dotted line in the FWD operation region in FIG.

なお、図８において、グラフの横軸となる電流Ｉは、「ダイオード素子２２ａに流れる電流」と表現したが、半導体基板の裏側から表側に流れる電流に相当する。したがって、該電流Ｉは、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタ電流にも相当する電流である。   In FIG. 8, the current I on the horizontal axis of the graph is expressed as “current flowing through the diode element 22 a”, but corresponds to current flowing from the back side to the front side of the semiconductor substrate. Therefore, the current I is a current corresponding to the collector current of the IGBT element 21a.

具体的には、ダイオード素子２２ａに電流が流れている際にＩＧＢＴ素子２１ａがオンすると、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂからもセンス抵抗３０に電流が流れ込むため、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓは大きくなる。逆に、ダイオード素子２２ａに電流が流れている際にＩＧＢＴ素子２１ａがオフすると、センス抵抗３０にはダイオード素子２２ａに流れる電流に応じた電流が流れるため、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンする場合よりも電位差Ｖｓは小さくなる。   Specifically, if the IGBT element 21a is turned on while a current is flowing through the diode element 22a, a current flows also from the IGBT sense element 21b into the sense resistor 30, so that the potential difference Vs across the sense resistor 30 increases. On the contrary, if the IGBT element 21a is turned off while a current is flowing through the diode element 22a, a current corresponding to the current flowing through the diode element 22a flows through the sense resistor 30. Therefore, a potential difference is greater than when the IGBT element 21a is turned on. Vs becomes smaller.

したがって、ダイオード素子２２ａに電流が流れている際にＩＧＢＴ素子２１ａがオンする場合とオフする場合とで異なる閾値Ｈ１、Ｈ２を設けることにより、より安定してＩＧＢＴ素子２１ａを制御できる。すなわち、第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から入力される閾値Ｈ１、Ｈ２に従って、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンしている場合には第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１と電位差Ｖｓとを比較し、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフしている場合には第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１より小さい第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２と電位差Ｖｓとを比較することとなる。   Therefore, the IGBT element 21a can be controlled more stably by providing different threshold values H1 and H2 depending on whether the IGBT element 21a is turned on or off when a current flows through the diode element 22a. That is, the second feedback circuit 42 compares the first diode current detection threshold H1 and the potential difference Vs when the IGBT element 21a is turned on according to the thresholds H1 and H2 input from the first feedback circuit 41, When the IGBT element 21a is off, the second diode current detection threshold H2 smaller than the first diode current detection threshold H1 is compared with the potential difference Vs.

なお、図８において、ＩＧＢＴ動作域では、電位差ＶｓがＶｔｈ３のときにダイオード素子２２ａに電流Ｉｍａｘが流れるようになっている。   In FIG. 8, in the IGBT operating region, a current Imax flows through the diode element 22a when the potential difference Vs is Vth3.

具体的に、図９を参照して説明する。図９（ａ）はＡＮＤ回路１０から出力されるゲート電位Ｖｇに対する第１フィードバック回路４１の出力、図９（ｂ）は電位差Ｖｓに対する第２フィードバック回路４２の出力を示したものである。なお、図９（ａ）では縦軸に負の値を取り、図９（ｂ）では縦軸に正の値を取っている。   Specifically, this will be described with reference to FIG. 9A shows the output of the first feedback circuit 41 with respect to the gate potential Vg output from the AND circuit 10, and FIG. 9B shows the output of the second feedback circuit 42 with respect to the potential difference Vs. In FIG. 9A, the vertical axis takes a negative value, and in FIG. 9B, the vertical axis takes a positive value.

図９（ａ）に示されるように、第１フィードバック回路４１は、ＡＮＤ回路１０から出力されたゲート電位Ｖｇと判定閾値Ｈ０とを比較し、ゲート電位ＶｇがＩＧＢＴ素子２１ａを駆動する値であるか否かを判定する。そして、ゲート電位Ｖｇが判定閾値Ｈ０を超えると第１フィードバック回路４１は第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を出力し、ゲート電位Ｖｇが判定閾値Ｈ０を下回ると第１フィードバック回路４１は第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を出力する。   As shown in FIG. 9A, the first feedback circuit 41 compares the gate potential Vg output from the AND circuit 10 with the determination threshold value H0, and the gate potential Vg is a value that drives the IGBT element 21a. It is determined whether or not. When the gate potential Vg exceeds the determination threshold H0, the first feedback circuit 41 outputs the first diode current detection threshold H1, and when the gate potential Vg falls below the determination threshold H0, the first feedback circuit 41 detects the second diode current detection. The threshold value H2 is output.

この後、図９（ｂ）に示されるように、第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から入力した第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１または第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２のいずれか一方と電位差Ｖｓとを比較する。そして、電位差Ｖｓがマイナス側からプラス側に増加する場合では、第２フィードバック回路４２は電位差Ｖｓが第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を超えると外部からＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号がＡＮＤ回路１０を通過することを許可する。一方、電位差Ｖｓがプラス側からマイナス側に減少する場合では、第２フィードバック回路４２は電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を下回ると外部からＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号がＡＮＤ回路１０を通過することを許可しない。このように、第２フィードバック回路４２は、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲート電位Ｖｇに応じて、ヒステリシス特性をもって、ＡＮＤ回路１０におけるＰＷＭゲート信号の通過を制御している。   Thereafter, as shown in FIG. 9B, the second feedback circuit 42 is different in potential from either the first diode current detection threshold H1 or the second diode current detection threshold H2 input from the first feedback circuit 41. Compare with Vs. When the potential difference Vs increases from the minus side to the plus side, when the potential difference Vs exceeds the second diode current detection threshold H2, the second feedback circuit 42 generates a PWM gate signal that is externally input to the AND circuit 10 from the AND circuit. Allow 10 to pass. On the other hand, when the potential difference Vs decreases from the plus side to the minus side, when the potential difference Vs falls below the first diode current detection threshold H1, the second feedback circuit 42 generates a PWM gate signal that is externally input to the AND circuit 10 from the AND circuit. Do not allow 10 to pass. Thus, the second feedback circuit 42 controls the passage of the PWM gate signal in the AND circuit 10 with hysteresis characteristics according to the gate potential Vg of the IGBT element 21a.

また、第１実施形態と同様に、第２フィードバック回路４２は、センス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓが過電流検知閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合、ＡＮＤ回路１０に入力されるＰＷＭゲート信号の通過を停止することで、過剰電流によるＩＧＢＴ素子２１ａの破壊を防止する。   Similarly to the first embodiment, the second feedback circuit 42 stops passing the PWM gate signal input to the AND circuit 10 when the potential difference Vs across the sense resistor 30 is larger than the overcurrent detection threshold Vth2. By doing so, destruction of the IGBT element 21a due to excessive current is prevented.

以上、説明したように、本実施形態では、ＩＧＢＴ素子２１ａのオン／オフの情報をＡＮＤ回路１０にフィードバックしてＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を制御することが特徴となっている。すなわち、ゲート電位Ｖｇに応じてＩＧＢＴ素子２１ａの駆動にヒステリシスを持たせることにより、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフの場合にはダイオード素子２２ａに電流が流れやすいので、小さい第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２と電位差Ｖｓとを比較することにより、ダイオード素子２２ａに電流が流れるタイミングでＩＧＢＴ素子２１ａをオフできる。また、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンの場合にはダイオード素子２２ａに電流が流れにくいので、大きい第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１と電位差Ｖｓとを比較することにより、ダイオード素子２２ａに電流が流れないときにはＩＧＢＴ素子２１ａをオンできる。   As described above, the present embodiment is characterized in that the on / off information of the IGBT element 21a is fed back to the AND circuit 10 to control the driving of the IGBT element 21a. That is, by giving hysteresis to the driving of the IGBT element 21a according to the gate potential Vg, a current easily flows through the diode element 22a when the IGBT element 21a is off. Therefore, a small second diode current detection threshold H2 and a potential difference By comparing Vs, the IGBT element 21a can be turned off at the timing when the current flows through the diode element 22a. Further, when the IGBT element 21a is on, it is difficult for a current to flow through the diode element 22a. Therefore, by comparing the large first diode current detection threshold value H1 with the potential difference Vs, the IGBT element when the current does not flow through the diode element 22a. 21a can be turned on.

したがって、ダイオード素子２２ａの動作とＩＧＢＴ素子２１ａの動作との干渉を回避してダイオード部２２の順方向損失増加を防止できることに加え、ＩＧＢＴ素子２１ａのチャタリングのない、つまり振動のない安定したＩＧＢＴ素子２１ａの制御を行うことができる。   Therefore, in addition to avoiding the interference between the operation of the diode element 22a and the operation of the IGBT element 21a to prevent the forward loss of the diode portion 22 from being increased, the IGBT element 21a has no chattering, that is, a stable IGBT element without vibration. 21a can be controlled.

なお、第１フィードバック回路４１は本発明の第１フィードバック手段に相当し、ＡＮＤ回路１０および第２フィードバック回路４２は本発明の第２フィードバック手段に相当する。   The first feedback circuit 41 corresponds to the first feedback means of the present invention, and the AND circuit 10 and the second feedback circuit 42 correspond to the second feedback means of the present invention.

（第６実施形態）
本実施形態では、第５実施形態と異なる部分についてのみ説明する。第５実施形態では、ＩＧＢＴ素子２１ａのオン／オフを判定すべく、ＡＮＤ回路１０の出力（ゲート電位Ｖｇ）を第１フィードバック回路４１に入力していたが、本実施形態ではもともとヒステリシス特性を持つ回路を用いることで、ゲート電位Ｖｇを検知することなく第５実施形態で示された半導体装置と同じ作動を行うことが特徴となっている。 (Sixth embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the fifth embodiment will be described. In the fifth embodiment, the output (gate potential Vg) of the AND circuit 10 is input to the first feedback circuit 41 in order to determine the on / off state of the IGBT element 21a. By using the circuit, the same operation as that of the semiconductor device shown in the fifth embodiment is performed without detecting the gate potential Vg.

図１０は、本実施形態に係る半導体装置の回路図である。この図に示されるように、センス抵抗３０の電位差ＶｓがＩＧＢＴフィードバック回路４３とダイオードシュミット回路４４とに入力されるようになっている。また、外部からのＰＷＭゲート信号とＩＧＢＴフィードバック回路４３の出力とがＡＮＤ回路１１に入力され、外部からのＰＷＭゲート信号とダイオードシュミット回路４４の出力とがＡＮＤ回路１２に入力される。さらに、各ＡＮＤ回路１１、１２の出力がＯＲ回路１３に入力され、該ＯＲ回路１３の出力がゲート電位ＶｇとしてＩＧＢＴ素子２１ａに入力されるようになっている。   FIG. 10 is a circuit diagram of the semiconductor device according to the present embodiment. As shown in this figure, the potential difference Vs of the sense resistor 30 is input to the IGBT feedback circuit 43 and the diode Schmitt circuit 44. An external PWM gate signal and an output of the IGBT feedback circuit 43 are input to the AND circuit 11, and an external PWM gate signal and an output of the diode Schmitt circuit 44 are input to the AND circuit 12. Further, the outputs of the AND circuits 11 and 12 are input to the OR circuit 13, and the output of the OR circuit 13 is input to the IGBT element 21a as the gate potential Vg.

ＩＧＢＴフィードバック回路４３は、ＩＧＢＴ素子２１ａに流れる過電流を検出するものであり、過電流検知閾値Ｖｔｈ２を有している。そして、ＩＧＢＴフィードバック回路４３はセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓを入力して該過電流検知閾値Ｖｔｈ２と比較し、図１１（ａ）に示されるように、電位差Ｖｓが過電流検知閾値Ｖｔｈ２を超える場合にはＩＧＢＴ素子２１ａをオフする信号を出力する。   The IGBT feedback circuit 43 detects an overcurrent flowing through the IGBT element 21a, and has an overcurrent detection threshold Vth2. The IGBT feedback circuit 43 inputs the potential difference Vs across the sense resistor 30 and compares it with the overcurrent detection threshold Vth2. As shown in FIG. 11A, the potential difference Vs exceeds the overcurrent detection threshold Vth2. In this case, a signal for turning off the IGBT element 21a is output.

また、ダイオードシュミット回路４４は、ダイオード素子２２ａに流れる電流を検知するものであり、第５実施形態で示された各閾値Ｈ１、Ｈ２を有している。そして、ダイオードシュミット回路４４はセンス抵抗３０の両端の電位差Ｖｓを入力して各閾値Ｈ１、Ｈ２と比較し、図１１（ｂ）に示されるように、電位差Ｖｓがマイナス側からプラス側に増加する場合に第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を超えるとＩＧＢＴ素子２１ａをオンする信号を出力し、電位差Ｖｓがプラス側からマイナス側に減少する場合に第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を下回るとＩＧＢＴ素子２１ａをオフする信号を出力する。   The diode Schmitt circuit 44 detects the current flowing through the diode element 22a, and has the threshold values H1 and H2 shown in the fifth embodiment. The diode Schmitt circuit 44 receives the potential difference Vs across the sense resistor 30 and compares it with the threshold values H1 and H2. As shown in FIG. 11B, the potential difference Vs increases from the minus side to the plus side. When the second diode current detection threshold H2 is exceeded, a signal for turning on the IGBT element 21a is output. When the potential difference Vs decreases from the plus side to the minus side, the IGBT element 21a is turned off when the potential difference Vs falls below the first diode current detection threshold H1. Outputs a signal to turn off.

そして、ＡＮＤ回路１１はＰＷＭゲート信号とＩＧＢＴフィードバック回路４３の出力とが共にＨｉの場合にＨｉの信号を出力する。一方、ＡＮＤ回路１２はＰＷＭゲート信号とダイオードシュミット回路４４の出力とが共にＨｉの場合にＨｉの信号を出力する。   The AND circuit 11 outputs a Hi signal when both the PWM gate signal and the output of the IGBT feedback circuit 43 are Hi. On the other hand, the AND circuit 12 outputs a Hi signal when both the PWM gate signal and the output of the diode Schmitt circuit 44 are Hi.

ＯＲ回路１３は各ＡＮＤ回路１１、１２のいずれかからＨｉの信号を入力すると、ＩＧＢＴ素子２１ａをオンする信号を出力してＩＧＢＴ素子２１ａをオンする。一方、各ＡＮＤ回路１１、１２からＨｉの信号が入力されなければ、ＯＲ回路１３からＩＧＢＴ素子２１ａをオンする信号は出力されず、ＩＧＢＴ素子２１ａはオフされる。   When the OR circuit 13 receives a Hi signal from either of the AND circuits 11 and 12, the OR circuit 13 outputs a signal for turning on the IGBT element 21a and turns on the IGBT element 21a. On the other hand, if a Hi signal is not input from each AND circuit 11, 12, a signal for turning on the IGBT element 21 a is not output from the OR circuit 13, and the IGBT element 21 a is turned off.

以上のように、ＩＧＢＴ素子２１ａの過電流を検知してフィードバック制御するためのＩＧＢＴフィードバック回路４３とダイオード電流を検知してフィードバック制御するためのダイオードシュミット回路４４とを独立に設け、各回路４３、４４の出力をＰＷＭゲート信号とＡＮＤ合成した後、ＯＲ回路１３で合成することにより、第５実施形態と同様にＩＧＢＴ素子２１ａの駆動にヒステリシス特性をもたせた制御を行うことができる。   As described above, the IGBT feedback circuit 43 for detecting and controlling the overcurrent of the IGBT element 21a and the diode Schmitt circuit 44 for detecting and controlling the diode current are independently provided. After the output of 44 is AND-combined with the PWM gate signal and then synthesized by the OR circuit 13, it is possible to control the drive of the IGBT element 21a with hysteresis characteristics as in the fifth embodiment.

なお、ＩＧＢＴフィードバック回路４３、ＡＮＤ回路１１、およびＯＲ回路１３はＩＧＢＴフィードバック手段に相当し、ダイオードシュミット回路４４、ＡＮＤ回路１２、およびＯＲ回路１３は本発明のダイオードシュミット手段に相当する。   The IGBT feedback circuit 43, the AND circuit 11, and the OR circuit 13 correspond to the IGBT feedback means, and the diode Schmitt circuit 44, the AND circuit 12, and the OR circuit 13 correspond to the diode Schmitt means of the present invention.

（第７実施形態）
本実施形態では、第５、第６実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂ専用のセンス抵抗を設け、ダイオードセンス素子２２ｂ専用のセンス抵抗を設けたことが特徴となっている。 (Seventh embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the fifth and sixth embodiments will be described. The present embodiment is characterized in that a sense resistor dedicated to the IGBT sense element 21b is provided and a sense resistor dedicated to the diode sense element 22b is provided.

図１２は、本実施形態に係る半導体装置の回路図である。この図に示されるように、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂに第１センス抵抗３１が接続され、該第１センス抵抗３１の両端の第１電位差Ｖｓ１がＩＧＢＴセンスシュミット回路４５に入力されるようになっている。また、ダイオードセンス素子２２ｂに第２センス抵抗３２が接続され、該第２センス抵抗３２の両端の第２電位差Ｖｓ２がダイオードセンスシュミット回路４６に入力されるようになっている。   FIG. 12 is a circuit diagram of the semiconductor device according to the present embodiment. As shown in this figure, the first sense resistor 31 is connected to the IGBT sense element 21b, and the first potential difference Vs1 at both ends of the first sense resistor 31 is input to the IGBT sense Schmitt circuit 45. . The second sense resistor 32 is connected to the diode sense element 22 b, and the second potential difference Vs 2 at both ends of the second sense resistor 32 is input to the diode sense Schmitt circuit 46.

ＩＧＢＴセンスシュミット回路４５は、ＩＧＢＴ素子２１ａに流れる過電流を検出するものであり、第１電位差Ｖｓ１に対して第１過電流検知閾値Ｖｔｈ２とこの第１過電流検知閾値Ｖｔｈ２よりも小さい第２過電流検知閾値Ｖｔｈ２’とを有している。そして、ＩＧＢＴセンスシュミット回路４５は第１センス抵抗３１の両端の第１電位差Ｖｓ１を入力して各閾値Ｖｔｈ２、Ｖｔｈ２’と比較し、図１３（ａ）に示されるように、電位差Ｖｓ１がマイナス側からプラス側に増加する場合に第１過電流検知閾値Ｖｔｈ２を超えるとＩＧＢＴ素子２１ａをオフする信号を出力し、第１電位差Ｖｓ１がプラス側からマイナス側に減少する場合に第２過電流検知閾値Ｖｔｈ２’を下回るとＩＧＢＴ素子２１ａをオンする信号を出力する。   The IGBT sense Schmitt circuit 45 detects an overcurrent flowing through the IGBT element 21a. The first overcurrent detection threshold Vth2 is smaller than the first overcurrent detection threshold Vth2 with respect to the first potential difference Vs1. Current detection threshold Vth2 ′. The IGBT sense Schmitt circuit 45 receives the first potential difference Vs1 across the first sense resistor 31 and compares it with the threshold values Vth2 and Vth2 ′. As shown in FIG. 13A, the potential difference Vs1 is negative. When the first overcurrent detection threshold value Vth2 is exceeded when the first overcurrent detection threshold value Vth2 increases, a signal for turning off the IGBT element 21a is output, and when the first potential difference Vs1 decreases from the positive side to the negative side, the second overcurrent detection threshold value is output. When the voltage falls below Vth2 ′, a signal for turning on the IGBT element 21a is output.

ダイオードセンスシュミット回路４６は第６実施形態で示されたダイオードシュミット回路４４と同じものである。したがって、図１３（ｂ）に示されるように、第２電位差Ｖｓ２がマイナス側からプラス側に増加する場合に第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を超えるとＩＧＢＴ素子２１ａをオンする信号を出力し、第２電位差Ｖｓ２がプラス側からマイナス側に減少する場合に第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を下回るとＩＧＢＴ素子２１ａをオフする信号を出力する。   The diode sense Schmitt circuit 46 is the same as the diode Schmitt circuit 44 shown in the sixth embodiment. Therefore, as shown in FIG. 13B, when the second potential difference Vs2 increases from the minus side to the plus side, if the second diode current detection threshold H2 is exceeded, a signal for turning on the IGBT element 21a is output, When the two-potential difference Vs2 decreases from the plus side to the minus side, a signal for turning off the IGBT element 21a is output when the potential difference Vs2 falls below the first diode current detection threshold H1.

そして、第６実施形態と同様に各ＡＮＤ回路１１、１２およびＯＲ回路１３が作動することにより、ＩＧＢＴ素子２１ａが駆動される。   As in the sixth embodiment, the AND circuits 11 and 12 and the OR circuit 13 are operated to drive the IGBT element 21a.

以上のように、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂ、ダイオードセンス素子２２ｂごとにセンス抵抗３１、３２を設けることで、ＩＧＢＴセンス素子２１ｂ、ダイオードセンス素子２２ｂの出力特性に合わせて各閾値Ｈ１、Ｈ２、Ｖｔｈ２、Ｖｔｈ２’をそれぞれ最適な値となるように設定することができ、設計の自由度を上げることができる。   As described above, by providing the sense resistors 31 and 32 for each of the IGBT sense element 21b and the diode sense element 22b, the threshold values H1, H2, Vth2, and Vth2 are matched to the output characteristics of the IGBT sense element 21b and the diode sense element 22b. 'Can be set to an optimum value, and the degree of freedom in design can be increased.

なお、ＩＧＢＴセンスシュミット回路４５、ＡＮＤ回路１１、およびＯＲ回路１３はＩＧＢＴセンスシュミット手段に相当し、ダイオードセンスシュミット回路４６、ＡＮＤ回路１２、およびＯＲ回路１３は本発明のダイオードセンスシュミット手段に相当する。   The IGBT sense Schmitt circuit 45, the AND circuit 11, and the OR circuit 13 correspond to IGBT sense Schmitt means, and the diode sense Schmitt circuit 46, the AND circuit 12, and the OR circuit 13 correspond to diode sense Schmitt means of the present invention. .

（第８実施形態）
本実施形態では、第５〜第７実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、図１２に示される半導体装置に図３で示された感温ダイオード５０を備えたものを半導体チップ６０にまとめたものについて説明する。 (Eighth embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the fifth to seventh embodiments will be described. In the present embodiment, the semiconductor device shown in FIG. 12 including the temperature-sensitive diode 50 shown in FIG.

図１４は、本実施形態に係る半導体チップ６０の平面図である。図１４に示されるように、半導体チップ６０は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２１ａと、感温ダイオード素子５０と、処理回路部７１と、電流センス素子６１と、ゲートパッド６２と、ガードリング６３、エミッタパッド６４と、電源パッド６５とを備えている。   FIG. 14 is a plan view of the semiconductor chip 60 according to the present embodiment. As shown in FIG. 14, the semiconductor chip 60 includes a diode built-in IGBT element 21a, a temperature sensitive diode element 50, a processing circuit unit 71, a current sensing element 61, a gate pad 62, a guard ring 63, and an emitter pad. 64 and a power supply pad 65.

処理回路部７１は、図１０に示されるＩＧＢＴフィードバック回路４３、ダイオードシュミット回路４４、センス抵抗３０、各ＡＮＤ回路１１、１２、およびＯＲ回路１３をひとまとめにした回路部である。   The processing circuit unit 71 is a circuit unit in which the IGBT feedback circuit 43, the diode Schmitt circuit 44, the sense resistor 30, the AND circuits 11, 12 and the OR circuit 13 shown in FIG.

エミッタパッド６４は負荷に接続される電極である。また、電源パッド６５は電源からＩＧＢＴフィードバック回路４３およびダイオードシュミット回路４４に電圧を印加するための電極である。なお、半導体チップ６０のうち図１４に示される面を表面とすると、コレクタパッドは半導体チップ６０の裏面に配置されている。   The emitter pad 64 is an electrode connected to a load. The power pad 65 is an electrode for applying a voltage from the power source to the IGBT feedback circuit 43 and the diode Schmitt circuit 44. If the surface shown in FIG. 14 of the semiconductor chip 60 is the front surface, the collector pad is disposed on the back surface of the semiconductor chip 60.

以上のように、半導体装置を半導体チップ６０にチップ化することができる。これにより、汎用性を向上させることができる。   As described above, the semiconductor device can be formed into the semiconductor chip 60. Thereby, versatility can be improved.

（第９実施形態）
本実施形態では、第５実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、図７に示される半導体装置において、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲート駆動、停止の判定閾値を、ゲート干渉を考慮して設定することにより、ＩＧＢＴ素子２１ａの発振などの誤動作を防止することが特徴となっている。 (Ninth embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the fifth embodiment will be described. In the present embodiment, in the semiconductor device shown in FIG. 7, the gate drive and stop determination thresholds of the IGBT element 21a are set in consideration of gate interference, thereby preventing malfunctions such as oscillation of the IGBT element 21a. Is a feature.

図１５（ａ）は、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタに流れるコレクタ電流Ｉｃとセンス抵抗３０の両端に生じる電位差Ｖｓとの関係を示したものであり、図８に対応した図である。この図に示されるように、コレクタ電流Ｉｃが正の場合、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンしていれば（Ｖｇ＝ＯＮ）、コレクタ電流Ｉｃと電位差Ｖｓとは正の相関関係になる。また、コレクタ電流Ｉｃが負の場合では、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンの場合（Ｖｇ＝ＯＮ）とオフの場合（Ｖｇ＝ＯＦＦ）とでコレクタ電流Ｉｃに対する電位差Ｖｓが異なる特性となる。   FIG. 15A shows the relationship between the collector current Ic flowing through the collector of the IGBT element 21a and the potential difference Vs generated at both ends of the sense resistor 30, and corresponds to FIG. As shown in this figure, when the collector current Ic is positive and the IGBT element 21a is on (Vg = ON), the collector current Ic and the potential difference Vs have a positive correlation. When the collector current Ic is negative, the potential difference Vs with respect to the collector current Ic differs depending on whether the IGBT element 21a is on (Vg = ON) or off (Vg = OFF).

なお、図１５（ａ）のＩＧＢＴ動作域では、電位差ＶｓがＶｔｈ３のときにダイオード素子２２ａに電流Ｉｃ１が流れ、電位差ＶｓがＶｔｈ３よりも小さいＶｔｈ４のときにダイオード素子２２ａに電流Ｉｃ１よりも小さいＩｃ２が流れるようになっている。   In the IGBT operating region of FIG. 15A, current Ic1 flows through diode element 22a when potential difference Vs is Vth3, and Ic2 is smaller than current Ic1 at diode element 22a when potential difference Vs is Vth4 smaller than Vth3. Is flowing.

一方、図１５（ｂ）は、コレクタ電流Ｉｃと電位差Ｖｓとの理想的な関係を示したものである。この図に示されるように、ＦＷＤ動作域においては、ＩＧＢＴ素子２１ａのオンのときの特性とオフのときの特性がほぼ同じになる。ゲート干渉の影響を受ける素子構造では、図１５（ｂ）に示されるような理想の特性は得られず、図１５（ａ）に示された特性となる。   On the other hand, FIG. 15B shows an ideal relationship between the collector current Ic and the potential difference Vs. As shown in this figure, in the FWD operation region, the characteristics when the IGBT element 21a is on and the characteristics when it is off are substantially the same. In the element structure affected by the gate interference, the ideal characteristic as shown in FIG. 15B cannot be obtained, and the characteristic shown in FIG. 15A is obtained.

本実施形態では、第１フィードバック回路４１は、図１５（ａ）に示されたＦＷＤ動作域の特性に基づき、ＩＧＢＴ素子２１ａに流れるコレクタ電流が第１コレクタ電流値Ｉｆ１であるときの電位差Ｖｓに相当する第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を有している。さらに、第１フィードバック回路４１は、コレクタ電流が第１コレクタ電流値Ｉｆ１よりも大きい第２コレクタ電流値Ｉｆ２であるときの電位差Ｖｓに相当すると共に第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも大きい第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を有している。   In the present embodiment, the first feedback circuit 41 sets the potential difference Vs when the collector current flowing through the IGBT element 21a is the first collector current value If1 based on the characteristics of the FWD operation region shown in FIG. It has a corresponding first diode current detection threshold H1. Further, the first feedback circuit 41 corresponds to the potential difference Vs when the collector current is the second collector current value If2 that is larger than the first collector current value If1, and the second diode that is larger than the first diode current detection threshold H1. It has a current detection threshold H2.

第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１および第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２は以下のように設定される。まず、図１５（ａ）に示される関係が測定により取得される。続いて、図１５（ａ）に示された関係において、第１コレクタ電流値Ｉｆ１が決められ、この第１コレクタ電流値Ｉｆ１よりも大きい第２コレクタ電流値Ｉｆ２が決められる。そして、第１コレクタ電流値Ｉｆ１のときの電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１に設定され、第２コレクタ電流値Ｉｆ２のときの電位差Ｖｓが第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２に設定される。このようにして設定された第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１および第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２が第１フィードバック回路４１に備えられている。   The first diode current detection threshold H1 and the second diode current detection threshold H2 are set as follows. First, the relationship shown in FIG. 15A is acquired by measurement. Subsequently, in the relationship shown in FIG. 15A, a first collector current value If1 is determined, and a second collector current value If2 larger than the first collector current value If1 is determined. The potential difference Vs at the first collector current value If1 is set to the first diode current detection threshold H1, and the potential difference Vs at the second collector current value If2 is set to the second diode current detection threshold H2. The first feedback circuit 41 is provided with the first diode current detection threshold value H1 and the second diode current detection threshold value H2 set in this way.

ここで、第１コレクタ電流値Ｉｆ１および第２コレクタ電流値Ｉｆ２の各値は共に負の生の値であるので、大小関係はＩｆ１＜Ｉｆ２となっている。これを絶対値として表現すると、｜Ｉｆ１｜＞｜Ｉｆ２｜となる。また、第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１および第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２も共に負の生の値であるので、大小関係はＨ１＜Ｈ２となっている。これを絶対値として表現すると、｜Ｈ１｜＞｜Ｈ２｜となる。   Here, since each of the first collector current value If1 and the second collector current value If2 is a negative raw value, the magnitude relationship is If1 <If2. If this is expressed as an absolute value, | If1 |> | If2 |. Further, since the first diode current detection threshold value H1 and the second diode current detection threshold value H2 are both negative raw values, the magnitude relationship is H1 <H2. If this is expressed as an absolute value, | H1 |> | H2 |.

そして、第１フィードバック回路４１は、ゲート電位Ｖｇと判定閾値Ｈ０とを比較し、ゲート電位Ｖｇが判定閾値Ｈ０を超えるときに第１コレクタ電流値Ｉｆ１に対応した第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を出力する。一方、第１フィードバック回路４１は、ゲート電位Ｖｇが判定閾値Ｈ０を超えないと判定したときに第２コレクタ電流値Ｉｆ２に対応した第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を出力する。   Then, the first feedback circuit 41 compares the gate potential Vg with the determination threshold value H0, and outputs the first diode current detection threshold value H1 corresponding to the first collector current value If1 when the gate potential Vg exceeds the determination threshold value H0. To do. On the other hand, the first feedback circuit 41 outputs the second diode current detection threshold H2 corresponding to the second collector current value If2 when it is determined that the gate potential Vg does not exceed the determination threshold H0.

上述のように、各閾値Ｈ１、Ｈ２は第１コレクタ電流値Ｉｆ１および第２コレクタ電流値Ｉｆ２からそれぞれ導かれたものである。したがって、第２フィードバック回路４２は、Ｈ１＜Ｈ２（｜Ｈ１｜＞｜Ｈ２｜）、かつ、Ｉｆ１＜Ｉｆ２（｜Ｉｆ１｜＞｜Ｉｆ２｜）の条件に基づいてＩＧＢＴ素子２１ａに対するフィードバック制御を行うこととなる。   As described above, the threshold values H1 and H2 are derived from the first collector current value If1 and the second collector current value If2, respectively. Therefore, the second feedback circuit 42 performs feedback control on the IGBT element 21a based on the conditions of H1 <H2 (| H1 |> | H2 |) and If1 <If2 (| If1 |> | If2 |). It becomes.

この場合、図９（ｂ）に示されるように、第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から入力した第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１または第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２のいずれか一方と電位差Ｖｓとを比較する。図９（ｂ）に示されるように、電位差Ｖｓの値が負側に変化する場合、第２フィードバック回路４２は第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１とセンス抵抗３０の両端に生じた電位差Ｖｓとを比較してＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を許可するか否かを判定する。そして、該電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも大きいときには、第２フィードバック回路４２はＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を許可する。また、該電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも小さいときには、第２フィードバック回路４２はＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を停止する。   In this case, as shown in FIG. 9B, the second feedback circuit 42 is different in potential from either the first diode current detection threshold H1 or the second diode current detection threshold H2 input from the first feedback circuit 41. Compare with Vs. As shown in FIG. 9B, when the value of the potential difference Vs changes to the negative side, the second feedback circuit 42 compares the first diode current detection threshold value H1 with the potential difference Vs generated at both ends of the sense resistor 30. Then, it is determined whether or not the driving of the IGBT element 21a is permitted. When the potential difference Vs is larger than the first diode current detection threshold H1, the second feedback circuit 42 permits driving of the IGBT element 21a. On the other hand, when the potential difference Vs is smaller than the first diode current detection threshold H1, the second feedback circuit 42 stops driving the IGBT element 21a.

一方、電位差Ｖｓの値が正側に変化する場合、第２フィードバック回路４２は第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２とセンス抵抗３０の両端に生じた電位差Ｖｓとを比較してＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を許可するか否かを判定する。そして、該電位差Ｖｓが第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２よりも大きいときには、第２フィードバック回路４２はＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を許可する。また、該電位差Ｖｓが第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２よりも小さいときには、第２フィードバック回路４２はＩＧＢＴ素子２１ａの駆動を停止する。   On the other hand, when the value of the potential difference Vs changes to the positive side, the second feedback circuit 42 compares the second diode current detection threshold H2 with the potential difference Vs generated at both ends of the sense resistor 30, and permits driving of the IGBT element 21a. It is determined whether or not to do. When the potential difference Vs is larger than the second diode current detection threshold H2, the second feedback circuit 42 permits driving of the IGBT element 21a. When the potential difference Vs is smaller than the second diode current detection threshold value H2, the second feedback circuit 42 stops driving the IGBT element 21a.

なお、「電位差Ｖｓの値が負側に変化する」とは、電位差Ｖｓの値が小さくなるように変化する場合であってマイナス側に値が大きくなっていくことを指す。同様に、「電位差Ｖｓの値が正側に変化する」とは、電位差Ｖｓの値が大きくなるように変化する場合であってプラス側に値が大きくなっていくことを指す。   Note that “the value of the potential difference Vs changes to the negative side” means that the value of the potential difference Vs changes so as to decrease and the value increases to the negative side. Similarly, “the value of the potential difference Vs changes to the positive side” means that the value of the potential difference Vs changes so as to increase and the value increases to the plus side.

上記のような第２フィードバック回路４２の制御において、図９（ｂ）に示されるように、電位差Ｖｓが負側に変化し、第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１を超えて第２フィードバック回路４２の出力がＬｏｗになり、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフになる。これにより、図１５（ａ）に示されるように、電位差ＶｓはＶｇ＝ＯＦＦの特性となり、電位差Ｖｓの値が大きくなる。なお、電位差Ｖｓは負の値であるため、「電位差Ｖｓの値が大きくなる」とは「電位差Ｖｓの絶対値は小さくなる」ことと同意である。   In the control of the second feedback circuit 42 as described above, as shown in FIG. 9B, the potential difference Vs changes to the negative side, exceeds the first diode current detection threshold value H1, and the output of the second feedback circuit 42. Becomes Low, and the IGBT element 21a is turned off. As a result, as shown in FIG. 15A, the potential difference Vs has a characteristic of Vg = OFF, and the value of the potential difference Vs increases. Since the potential difference Vs is a negative value, “the potential difference Vs increases” is equivalent to “the absolute value of the potential difference Vs decreases”.

このように、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフして電位差Ｖｓの値が大きくなっても、電位差Ｖｓは第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１に対応した第１コレクタ電流値Ｉｆ１と図１５（ａ）に示されるＶｇ＝ＯＦＦの波形とが交わった値となる。この値は、第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２と第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１との間の値であり、第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を上回る値とはならない。上回ってしまうと、図９（ｂ）に示されるように第２フィードバック回路４２の出力はＨｉとなり、上記のようにＩＧＢＴ素子２１ａがオフしたにも関わらず再びオンしてしまう。しかし、上述のように、電位差Ｖｓは第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を上回ることはないため、ＩＧＢＴ素子２１ａが再びオンされることはなく、オフの状態が維持される。したがって、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲートが遮断、復帰を繰り返す発振を防止することができる。   Thus, even if the IGBT element 21a is turned off and the value of the potential difference Vs increases, the potential difference Vs is equal to the first collector current value If1 corresponding to the first diode current detection threshold value H1 and Vg shown in FIG. = The value intersected with the OFF waveform. This value is a value between the second diode current detection threshold value H2 and the first diode current detection threshold value H1, and does not exceed the second diode current detection threshold value H2. If it exceeds the upper limit, the output of the second feedback circuit 42 becomes Hi as shown in FIG. 9B, and turns on again despite the IGBT element 21a being turned off as described above. However, as described above, since the potential difference Vs does not exceed the second diode current detection threshold value H2, the IGBT element 21a is not turned on again, and the off state is maintained. Therefore, it is possible to prevent oscillation in which the gate of the IGBT element 21a is repeatedly cut off and returned.

上記では、ＩＧＢＴ素子２１ａがオンからオフに切り替わったときに、再びオンしないことについて説明したが、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフからオンに切り替わる際についても同様である。この場合、図１５（ａ）に示されるように、ＩＧＢＴ素子２１ａがオフからオンに切り替わると電位差Ｖｓの値が小さくなる。しかし、電位差Ｖｓは第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも小さくなることはない。つまり、図１５（ａ）に示されるように、第２コレクタ電流値Ｉｆ２において、電位差Ｖｓが第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１よりも小さくなって第２フィードバック回路４２の出力がＬｏｗになるということはなく、ＩＧＢＴ素子２１ａのオンの状態が維持される。   In the above description, it has been described that the IGBT element 21a is not turned on again when the IGBT element 21a is switched from on to off. However, the same applies to the case where the IGBT element 21a is switched from off to on. In this case, as shown in FIG. 15A, when the IGBT element 21a is switched from OFF to ON, the value of the potential difference Vs decreases. However, the potential difference Vs does not become smaller than the first diode current detection threshold value H1. That is, as shown in FIG. 15 (a), in the second collector current value If2, the potential difference Vs is smaller than the first diode current detection threshold value H1, and the output of the second feedback circuit 42 becomes Low. However, the on state of the IGBT element 21a is maintained.

以上のように、本実施形態では、第１コレクタ電流値Ｉｆ１に対する第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１の値を設定し、第１コレクタ電流値Ｉｆ１よりも大きい第２コレクタ電流値Ｉｆ２に対する第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を設定している。これにより、ＩＧＢＴ素子２１ａのオン／オフの切り替え時に、オンしたときにオフになることはなく、オフしたときにオンすることもない。すなわち、ＩＧＢＴ素子２１ａのゲートがオン／オフを繰り返す発振を防止することができる。   As described above, in this embodiment, the value of the first diode current detection threshold value H1 with respect to the first collector current value If1 is set, and the second diode current with respect to the second collector current value If2 that is larger than the first collector current value If1. A detection threshold H2 is set. Thereby, when switching on / off the IGBT element 21a, it is not turned off when turned on, and is not turned on when turned off. That is, it is possible to prevent oscillation in which the gate of the IGBT element 21a is repeatedly turned on / off.

例えば、特開２００８−７２８４８号公報では、本実施形態と同じくＲＣ−ＩＧＢＴ素子のフィードバック制御が提案されているが、フィードバック制御に必要なダイオードのセンス特性や閾値の設定方法については言及されていない。また、フィードバック制御時にＩＧＢＴ素子に発振等の不具合が起きることが記載されているが、その原因、根本対策については言及していない。しかし、本実施形態では、第１コレクタ電流値Ｉｆ１および第２コレクタ電流値Ｉｆ２から第１ダイオード電流検知閾値Ｈ１および第２ダイオード電流検知閾値Ｈ２を導き、これらの閾値に従ってＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御を行っている。このため、上述のように、ＩＧＢＴ素子２１ａの発振を防止できるという従来にはない効果が得られる。   For example, Japanese Patent Laid-Open No. 2008-72848 proposes feedback control of the RC-IGBT element as in the present embodiment, but does not mention a diode sense characteristic and a threshold setting method necessary for feedback control. . Moreover, although it is described that problems such as oscillation occur in the IGBT element during feedback control, the cause and the fundamental countermeasures are not mentioned. However, in the present embodiment, the first diode current detection threshold value H1 and the second diode current detection threshold value H2 are derived from the first collector current value If1 and the second collector current value If2, and feedback control of the IGBT element 21a is performed according to these threshold values. Is going. For this reason, as described above, an unprecedented effect that the oscillation of the IGBT element 21a can be prevented is obtained.

（第１０実施形態）
本実施形態では、第９実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、第９実施形態で示された図７の半導体装置に図５に示された感温ダイオード素子５０が備えられている。これにより、ダイオード内蔵ＤＭＯＳ素子２０が作動することにより発生する熱の温度に応じた順方向電圧Ｖｍが第１フィードバック回路４１に入力されるようになっている。 (10th Embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the ninth embodiment will be described. In the present embodiment, the temperature sensitive diode element 50 shown in FIG. 5 is provided in the semiconductor device of FIG. 7 shown in the ninth embodiment. Thus, the forward voltage Vm corresponding to the temperature of heat generated by the operation of the diode built-in DMOS element 20 is input to the first feedback circuit 41.

また、第１フィードバック回路４１は、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が高温になったことを示す温度閾値を有している。そして、第１フィードバック回路４１は、感温ダイオード素子５０から入力した順方向電圧Ｖｍと温度閾値とを比較し、順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えたときにゲート電位Ｖｇと判定閾値Ｈ０との比較を行ってその結果を出力する。順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えないときには、第１フィードバック回路４１はゲート電位Ｖｇと判定閾値Ｈ０との比較結果を出力しない。   Further, the first feedback circuit 41 has a temperature threshold value indicating that the diode built-in IGBT element 20 has become high temperature. Then, the first feedback circuit 41 compares the forward voltage Vm input from the temperature-sensitive diode element 50 with the temperature threshold value, and when the forward voltage Vm exceeds the temperature threshold value, Compare and output the result. When the forward voltage Vm does not exceed the temperature threshold, the first feedback circuit 41 does not output a comparison result between the gate potential Vg and the determination threshold H0.

一方、第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から比較結果が入力されないときには、ＡＮＤ回路１０における駆動信号の通過を許可して駆動信号に従ってＩＧＢＴ素子２１ａを駆動する。また、第２フィードバック回路４２は、第１フィードバック回路４１から比較結果が入力されたときには、電位差Ｖｓを用いたＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御を行う。   On the other hand, when the comparison result is not input from the first feedback circuit 41, the second feedback circuit 42 permits passage of the drive signal in the AND circuit 10 and drives the IGBT element 21a according to the drive signal. Further, when the comparison result is input from the first feedback circuit 41, the second feedback circuit 42 performs feedback control of the IGBT element 21a using the potential difference Vs.

以上のように、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の高温動作時以外のときには、ＩＧＢＴ素子２１ａに対するフィードバック制御を行わずに、駆動信号によるダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の駆動を行うことができる。また、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の高温動作時には、第１フィードバック回路４１および第２フィードバック回路４２によるＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御を行うことができる。このように、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の高温時のみにフィードバック制御を行うことで、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０が高温によって破壊されてしまうことを防止することができる。   As described above, when the IGBT element 20 with a built-in diode 20 is not operating at a high temperature, the IGBT element 20 with a built-in diode can be driven by the drive signal without performing feedback control on the IGBT element 21a. Further, during the high-temperature operation of the diode built-in IGBT element 20, the first feedback circuit 41 and the second feedback circuit 42 can perform feedback control of the IGBT element 21a. Thus, by performing feedback control only when the diode built-in IGBT element 20 is at a high temperature, it is possible to prevent the diode built-in IGBT element 20 from being destroyed by the high temperature.

（第１１実施形態）
本実施形態では、第９、第１０実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図１６は、本実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の断面構造を示した図である。 (Eleventh embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the ninth and tenth embodiments will be described. FIG. 16 is a diagram showing a cross-sectional structure of the diode built-in IGBT element 20 according to the present embodiment.

この図に示されるように、Ｎ型層９０とこのＮ型層９０の上に形成されたドリフト層として機能するＮ−型の層９１とにより半導体基板が構成されている。該半導体基板の表面側にはＰ型ウェル９２が形成されている。また、Ｐ型ウェル９２の表層部にはＮ＋型エミッタ領域９３が形成されている。   As shown in this figure, a semiconductor substrate is constituted by an N-type layer 90 and an N-type layer 91 functioning as a drift layer formed on the N-type layer 90. A P-type well 92 is formed on the surface side of the semiconductor substrate. An N + type emitter region 93 is formed in the surface layer portion of the P type well 92.

なお、上記の半導体基板の構成は一例であり、半導体基板にＮ−型の層９１が含まれた構成になっていれば良い。   Note that the configuration of the semiconductor substrate described above is merely an example, and it is sufficient that the semiconductor substrate includes an N− type layer 91.

そして、Ｎ＋型エミッタ領域９３およびＰ型ウェル９２を貫通してＮ−型の層９１に達するトレンチと、トレンチの壁面に形成されたゲート絶縁膜と、ゲート絶縁膜の上に形成されたゲート電極とにより構成されたトレンチゲート構造９４が複数設けられている。   Then, a trench that passes through the N + -type emitter region 93 and the P-type well 92 and reaches the N − -type layer 91, a gate insulating film formed on the wall surface of the trench, and a gate electrode formed on the gate insulating film A plurality of trench gate structures 94 constituted by the above are provided.

トレンチゲート構造９４を構成するトレンチは、図示しないが、Ｐ型ウェル９２の一部を囲むように形成されている。このため、トレンチゲート構造９４で囲まれたＰ型ウェル９２、詳しくはトレンチで囲まれたＰ型ウェル９２は、電気的に浮遊したフロート領域になっている。   Although not shown, the trench constituting the trench gate structure 94 is formed so as to surround a part of the P-type well 92. Therefore, the P-type well 92 surrounded by the trench gate structure 94, more specifically, the P-type well 92 surrounded by the trench is an electrically floating float region.

また、上記のＮ＋型エミッタ領域９３は、隣同士のトレンチの間に配置されたＰ型ウェル９２の表層部に形成されている。したがって、図１６に示されるように、Ｎ＋型エミッタ領域９３は２つのトレンチゲート構造９４の間に設けられている。そして、トレンチゲート構造９４およびＮ−型の層９１によって縦型の素子構造が構成されている。   The N + -type emitter region 93 is formed in the surface layer portion of the P-type well 92 disposed between adjacent trenches. Therefore, as shown in FIG. 16, the N + type emitter region 93 is provided between the two trench gate structures 94. The trench gate structure 94 and the N − type layer 91 constitute a vertical element structure.

一方、半導体基板の裏面側に該裏面の面方向にＮ＋型領域９５およびＰ＋型領域９６が交互に繰り返し形成されている。このような半導体基板において、Ｎ＋型領域９５に対応した部位がダイオード素子２２ａとして動作し、半導体基板においてＰ＋型領域９６に対応した部位がＩＧＢＴ素子２１ａとして動作する。   On the other hand, N + type regions 95 and P + type regions 96 are alternately and repeatedly formed on the back surface side of the semiconductor substrate in the surface direction of the back surface. In such a semiconductor substrate, a portion corresponding to the N + type region 95 operates as the diode element 22a, and a portion corresponding to the P + type region 96 in the semiconductor substrate operates as the IGBT element 21a.

なお、Ｎ＋型領域９５およびＰ＋型領域９６の上には、図示しないコレクタ電極が形成されている。これにより、エミッタ電極とコレクタ電極との間の素子構造に電流が流れる構成になっている。   A collector electrode (not shown) is formed on the N + type region 95 and the P + type region 96. As a result, a current flows through the element structure between the emitter electrode and the collector electrode.

そして、本実施形態では、半導体基板においてＮ＋型領域９５の反対側に設けられたＰ型ウェル９２のうちトレンチゲート構造９４に囲まれた領域がＩＧＢＴ素子２１ａのエミッタに電気的に接続されている。   In the present embodiment, the region surrounded by the trench gate structure 94 in the P-type well 92 provided on the opposite side of the N + type region 95 in the semiconductor substrate is electrically connected to the emitter of the IGBT element 21a. .

これによると、Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２がエミッタに電気的に接続されているので、ダイオード面積が増え、順方向電圧をより低くすることができる。さらに、エミッタに接続されなければフロート領域だったＰ型ウェル９２が動作することになるので、ゲート干渉が小さくなり、ダイオードセンス特性をより図１５（ｂ）に示された理想の特性に近づけることができる。これにより、閾値の設定が容易になり、半導体装置の誤動作を防止できる。   According to this, since the P-type well 92 corresponding to the N + type region 95 is electrically connected to the emitter, the diode area can be increased and the forward voltage can be further reduced. Further, since the P-type well 92 which was a float region operates if it is not connected to the emitter, gate interference is reduced, and the diode sense characteristic is made closer to the ideal characteristic shown in FIG. Can do. This facilitates setting of the threshold value and prevents malfunction of the semiconductor device.

一方、Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２に設けられたトレンチゲート構造９４についても、Ｐ＋型領域９６に対応したＰ型ウェル９２に設けられたトレンチゲート構造９４と同様にバイアス動作する。つまり、ダイオード素子２２ａとして機能する領域がＩＧＢＴ素子２１ａとしても動作することができるので、ＩＧＢＴ素子２１ａのオン電圧が犠牲にならないようにすることができる。   On the other hand, the trench gate structure 94 provided in the P-type well 92 corresponding to the N + type region 95 also performs a bias operation similarly to the trench gate structure 94 provided in the P-type well 92 corresponding to the P + type region 96. That is, since the region functioning as the diode element 22a can also operate as the IGBT element 21a, the on-voltage of the IGBT element 21a can be prevented from being sacrificed.

なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、Ｎ−型の層９１が特許請求の範囲の第１導電型の層に対応し、Ｐ型ウェルが特許請求の範囲の第２導電型ウェルに対応する。また、Ｎ＋型エミッタ領域９３が特許請求の範囲の第１導電型エミッタ領域に対応し、Ｎ＋型領域９５が特許請求の範囲の第１導電型領域に対応する。さらに、Ｐ＋型領域９６が特許請求の範囲の第２導電型領域に対応する。   As for the correspondence between the description of this embodiment and the description of the claims, the N-type layer 91 corresponds to the first conductivity type layer of the claims, and the P-type well is claimed. It corresponds to the second conductivity type well of the range. The N + type emitter region 93 corresponds to the first conductivity type emitter region in the claims, and the N + type region 95 corresponds to the first conductivity type region in the claims. Further, the P + type region 96 corresponds to the second conductivity type region in the claims.

（第１２実施形態）
本実施形態では、第１１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図１７は、本実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の断面構造を示した図である。 (Twelfth embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the eleventh embodiment will be described. FIG. 17 is a diagram showing a cross-sectional structure of the diode built-in IGBT element 20 according to the present embodiment.

図１７に示されるように、Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２のうちＮ＋型領域９５とＰ＋型領域９６との境界からもっとも離れた中央部９７にはＰ型ウェル９２のみが形成されている。すなわち、該中央部９７にはトレンチゲート構造９４は形成されていない。Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２においては、トレンチゲート構造９４は、該境界と中央部９７との間に設けられている。   As shown in FIG. 17, only the P-type well 92 is formed in the central portion 97 farthest from the boundary between the N + -type region 95 and the P + -type region 96 among the P-type wells 92 corresponding to the N + -type region 95. ing. That is, the trench gate structure 94 is not formed in the central portion 97. In the P type well 92 corresponding to the N + type region 95, the trench gate structure 94 is provided between the boundary and the central portion 97.

このように、コレクタとして機能するＰ＋型領域９６からもっと遠い場所である中央部９７のトレンチゲート構造９４を無くすことにより、ＩＧＢＴ動作への影響を小さくすることができ、かつ、ダイオード素子２２ａの有効面積を広げることができる。これにより、ダイオード特性が向上し、順方向電圧をより下げることができる。このため、ゲート干渉もより防止することができ、図１５（ａ）に示された特性が改善されてより図１５（ｂ）に示された理想の特性に近づけられるのでフィードバック制御しやすくすることができる。   Thus, by eliminating the trench gate structure 94 in the central portion 97 that is farther from the P + type region 96 that functions as a collector, the influence on the IGBT operation can be reduced, and the effectiveness of the diode element 22a can be reduced. The area can be expanded. As a result, the diode characteristics are improved and the forward voltage can be further lowered. For this reason, gate interference can be further prevented, and the characteristics shown in FIG. 15A can be improved to be closer to the ideal characteristics shown in FIG. Can do.

（第１３実施形態）
本実施形態では、第１１、第１２実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図１８は、本実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の断面構造を示した図である。この図に示されるように、半導体基板においてＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタとなるＰ＋型領域９６の反対側に設けられたＰ型ウェル９２のうち、トレンチゲート構造９４で囲まれフロート電位とされたＰ型ウェル９２の幅はそれぞれＷ１になっている。 (13th Embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the eleventh and twelfth embodiments will be described. FIG. 18 is a diagram showing a cross-sectional structure of the diode built-in IGBT element 20 according to the present embodiment. As shown in this figure, among the P-type wells 92 provided on the opposite side of the P + type region 96 serving as the collector of the IGBT element 21a in the semiconductor substrate, the P-type surrounded by the trench gate structure 94 and set to the float potential. The width of each well 92 is W1.

一方、半導体基板においてダイオード素子２２のカソードとなるＮ＋型領域９５の反対側に設けられたＰ型ウェル９２のうち、トレンチゲート構造９４で囲まれエミッタ電位とされたＰ型ウェル９２の幅はそれぞれＷ１よりも大きいＷ２になっている。   On the other hand, among the P-type wells 92 provided on the opposite side of the N + type region 95 serving as the cathode of the diode element 22 in the semiconductor substrate, the widths of the P-type wells 92 surrounded by the trench gate structure 94 and set to the emitter potential are respectively W2 is larger than W1.

このように、Ｐ型ウェル９２の幅をＷ１＜Ｗ２と規定したことにより、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０におけるＩＧＢＴ動作への影響を小さくしたまま、ダイオード素子２２ａの順方向電圧Ｖｆをより小さく、さらにゲート干渉の影響度合いを小さくできる。したがって、損失低減、センス特性改善によりフィードバック制御がし易くなるという利点がある。   Thus, by defining the width of the P-type well 92 as W1 <W2, the forward voltage Vf of the diode element 22a is further reduced while the influence on the IGBT operation in the diode-incorporated IGBT element 20 is reduced, and the gate is further reduced. The degree of influence of interference can be reduced. Therefore, there is an advantage that feedback control can be easily performed by reducing loss and improving sense characteristics.

（第１４実施形態）
本実施形態では、第１３実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図１９は、本実施形態に係るダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０の断面構造を示した図である。この図に示されるように、ＩＧＢＴ素子２１ａのコレクタとなるＰ＋型領域９６に対応したＰ型ウェル９２のうち、トレンチゲート構造９４で囲まれたＰ型ウェル９２の幅はすべてＷ１になっている。 (14th Embodiment)
In the present embodiment, only parts different from the thirteenth embodiment will be described. FIG. 19 is a diagram showing a cross-sectional structure of the diode built-in IGBT element 20 according to the present embodiment. As shown in this figure, among the P-type wells 92 corresponding to the P + type regions 96 serving as the collectors of the IGBT elements 21a, the widths of the P-type wells 92 surrounded by the trench gate structure 94 are all W1. .

一方、半導体基板においてダイオード素子２２ａのカソードとなるＮ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２のうち、もっともＮ＋型領域９５とＰ＋型領域９６との境界側のＰ型ウェル９２の幅がＷ１よりも大きいＷ２になっている。そして、Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２において、該境界から離れるほどトレンチゲート構造９４で囲まれたＰ型ウェル９２の幅がＷ２よりも大きいＷ３、Ｗ３よりも大きいＷ４というように大きくなっている。このように、Ｎ＋型領域９５に対応したＰ型ウェル９２では、トレンチゲート構造９４に囲まれたＰ型ウェル９２の幅が該境界から離れるほど広くなっていく。   On the other hand, among the P-type wells 92 corresponding to the N + type region 95 which becomes the cathode of the diode element 22a in the semiconductor substrate, the width of the P type well 92 closest to the boundary between the N + type region 95 and the P + type region 96 is greater than W1. Is a large W2. In the P-type well 92 corresponding to the N + type region 95, the width of the P-type well 92 surrounded by the trench gate structure 94 is larger as W3 larger than W2 and W4 larger than W3 as the distance from the boundary increases. It has become. Thus, in the P-type well 92 corresponding to the N + type region 95, the width of the P-type well 92 surrounded by the trench gate structure 94 becomes wider as the distance from the boundary increases.

以上のように、本実施形態では、Ｐ型ウェル９２の幅Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４・・・の関係がＷ１＜Ｗ２＜Ｗ３＜Ｗ４・・・となるように規定している。このため、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０におけるＩＧＢＴ動作への影響を小さくしたまま、ダイオード素子２２ａの順方向電圧Ｖｆをより小さく、さらにゲート干渉の影響度合いを小さくできる。したがって、損失低減、センス特性改善によりフィードバック制御がし易くなるという利点がある。   As described above, in the present embodiment, the relationship between the widths W1, W2, W3, W4... Of the P-type well 92 is defined such that W1 <W2 <W3 <W4. For this reason, the forward voltage Vf of the diode element 22a can be made smaller and the degree of influence of the gate interference can be made smaller while the influence on the IGBT operation in the diode built-in IGBT element 20 is made smaller. Therefore, there is an advantage that feedback control can be easily performed by reducing loss and improving sense characteristics.

（他の実施形態）
上記各実施形態では、ＩＧＢＴ部２１をＰＷＭ制御する場合について説明したが、これは制御の一例を示したものであり、例えばＩＧＢＴ素子２１ａをフルオン駆動しても良い。 (Other embodiments)
In each of the above-described embodiments, the case where the IGBT unit 21 is PWM-controlled has been described. However, this shows an example of the control, and for example, the IGBT element 21a may be driven fully on.

上記各実施形態では、フィードバック回路４０はダイオード素子２２ａに流れる電流およびＩＧＢＴ素子２１ａに流れる過剰電流の両方の判定を行うものであるが、半導体装置はフィードバック回路４０がダイオード部２２に流れる電流の判定のみを行うように構成されたものであっても良い。この場合、ＩＧＢＴ部２１にＩＧＢＴセンス素子２１ｂを備える必要はなく、半導体装置においてダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０としてＩＧＢＴ素子２１ａとダイオード部２２とを備えた構成とすることができる。なお、ダイオード素子２１ａに流れる電流成分を検出するものとしてホール素子を用いても良い。また、第１フィードバック回路４１、第２フィードバック回路４２、ＩＧＢＴフィードバック回路４３、ダイオードシュミット回路４４、ＩＧＢＴセンスシュミット回路４５、ダイオードセンスシュミット回路４６についても同様である。   In each of the above embodiments, the feedback circuit 40 determines both the current flowing through the diode element 22a and the excess current flowing through the IGBT element 21a. However, the semiconductor device determines the current flowing through the diode section 22 by the feedback circuit 40. It may be configured to perform only. In this case, it is not necessary to provide the IGBT sensing element 21b in the IGBT section 21, and the semiconductor device can be configured to include the IGBT element 21a and the diode section 22 as the diode built-in IGBT element 20. In addition, you may use a Hall element as what detects the electric current component which flows into the diode element 21a. The same applies to the first feedback circuit 41, the second feedback circuit 42, the IGBT feedback circuit 43, the diode Schmitt circuit 44, the IGBT sense Schmitt circuit 45, and the diode sense Schmitt circuit 46.

また、ダイオードセンス素子２２ｂを用いずに、ダイオード素子２２ａに流れる電流を直接検出する回路構成をとっても良い。この場合、半導体装置として、ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子２０と、ダイオード素子２２ａに流れる電流を検出し、ダイオード素子２２ａに電流が流れていない場合、外部から入力されるＰＷＭゲート信号の通過を許可する一方、ダイオード素子２２ａに電流が流れている場合、ＰＷＭゲート信号の通過を停止する手段（例えばＡＮＤ回路１０、センス抵抗３０、フィードバック回路４０）を備えた構成とすれば良い。この場合、ＰＷＭゲート信号の通過を許可・停止する手段にセンス抵抗３０を設けた回路構成とすることもできる。さらに、ダイオードセンス素子２２ｂに流れる電流がセンス抵抗３０に流れる回路構成としても良い。もちろん、このような回路構成に感温ダイオード素子５０を設けた回路構成も可能である。   Further, a circuit configuration may be adopted in which the current flowing through the diode element 22a is directly detected without using the diode sense element 22b. In this case, as a semiconductor device, the current flowing in the diode built-in IGBT element 20 and the diode element 22a is detected. When no current flows in the diode element 22a, the PWM gate signal input from the outside is allowed to pass. In the case where a current flows through the diode element 22a, a configuration including means (for example, the AND circuit 10, the sense resistor 30, and the feedback circuit 40) for stopping the passage of the PWM gate signal may be used. In this case, a circuit configuration in which the sense resistor 30 is provided as a means for permitting / stopping the passage of the PWM gate signal may be employed. Further, a circuit configuration in which a current flowing through the diode sense element 22b flows through the sense resistor 30 may be employed. Of course, a circuit configuration in which the temperature-sensitive diode element 50 is provided in such a circuit configuration is also possible.

上記各実施形態では、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ１’、閾値Ｈ１、Ｈ２が負の値とされ、過電流検知閾値Ｖｔｈ２、Ｖｔｈ２’が正の値とされているが、これは一例を示すものであって、これらに限定されるわけではない。また、ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ１’、Ｈ１、Ｈ２や過電流検知閾値Ｖｔｈ２、Ｖｔｈ２’は電圧値になっているが、ＡＮＤ回路１０、センス抵抗３０、フィードバック回路４０等で構成されるフィードバック手段がダイオード素子２２ａに電流が流れていることを検出する場合では、上記各閾値が電流値とされる。   In each of the above embodiments, the diode current detection thresholds Vth1, Vth1 ′, thresholds H1, H2 are negative values, and the overcurrent detection threshold values Vth2, Vth2 ′ are positive values, but this is an example. However, the present invention is not limited to these. Further, although the diode current detection thresholds Vth1, Vth1 ′, H1, and H2 and the overcurrent detection thresholds Vth2 and Vth2 ′ are voltage values, feedback means configured by the AND circuit 10, the sense resistor 30, the feedback circuit 40, and the like. When detecting that a current is flowing through the diode element 22a, each of the threshold values is set as a current value.

第２実施形態では、図３に示されるように、４つの感温ダイオード素子５０が直接に接続された回路形態が示されているが、感温ダイオード素子５０の数は一例であって、複数であっても一つでも良い。   In the second embodiment, as shown in FIG. 3, a circuit form in which four temperature-sensitive diode elements 50 are directly connected is shown. Or even one.

上記第２実施形態では、感温ダイオード素子５０の順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えるとき、第１ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１よりも大きい第２ダイオード電流検知閾値Ｖｔｈ１’と電位差Ｖｓとの比較によってフィードバック制御を行っていた。しかしながら、順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えないときには、フィードバック回路４０がＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御を行わないようにしても良い。   In the second embodiment, when the forward voltage Vm of the temperature-sensitive diode element 50 exceeds the temperature threshold, feedback is performed by comparing the second diode current detection threshold Vth1 ′ larger than the first diode current detection threshold Vth1 and the potential difference Vs. I was doing control. However, when the forward voltage Vm does not exceed the temperature threshold, the feedback circuit 40 may not perform the feedback control of the IGBT element 21a.

すなわち、順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えないときには、フィードバック回路４０は電位差Ｖｓに関わらずＡＮＤ回路１０における駆動信号の通過を許可して駆動信号に従ってＩＧＢＴ素子２１ａを駆動する。一方、順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えるときには、フィードバック回路４０は電位差Ｖｓを用いたＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御を行う。このように、順方向電圧Ｖｍが温度閾値を超えるか否かによって、ＩＧＢＴ素子２１ａのフィードバック制御そのものを行うか否かを決定しても良い。   That is, when the forward voltage Vm does not exceed the temperature threshold, the feedback circuit 40 allows the drive signal to pass through the AND circuit 10 regardless of the potential difference Vs, and drives the IGBT element 21a according to the drive signal. On the other hand, when the forward voltage Vm exceeds the temperature threshold, the feedback circuit 40 performs feedback control of the IGBT element 21a using the potential difference Vs. As described above, whether or not to perform feedback control of the IGBT element 21a itself may be determined depending on whether or not the forward voltage Vm exceeds the temperature threshold.

第５〜７実施形態に示された半導体装置に第２実施形態で示された感温ダイオード５０を設けても良い。これにより、図４に示されるように、各閾値Ｈ１、Ｈ２は、これら各閾値Ｈ１、Ｈ２よりも大きい例えば閾値Ｈ１’、Ｈ２’とされ、電位差Ｖｓ、Ｖｓ２と比較される。   The semiconductor device shown in the fifth to seventh embodiments may be provided with the temperature sensitive diode 50 shown in the second embodiment. Accordingly, as shown in FIG. 4, the threshold values H1 and H2 are set to, for example, threshold values H1 'and H2' that are larger than the threshold values H1 and H2, and are compared with the potential differences Vs and Vs2.

１０ ＡＮＤ回路
２０ ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子
２１ ＩＧＢＴ部
２１ａ ＩＧＢＴ素子
２１ｂ ＩＧＢＴセンス素子
２２ ダイオード部
２２ａ ダイオード素子
２２ｂ ダイオードセンス素子
３０ センス抵抗
４０ フィードバック回路部
５０ 感温ダイオード素子
６２ ゲートパッド
６３ ガードリング DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 AND circuit 20 IGBT element with built-in diode 21 IGBT part 21a IGBT element 21b IGBT sense element 22 Diode part 22a Diode element 22b Diode sense element 30 Sense resistor 40 Feedback circuit part 50 Temperature sensitive diode element 62 Gate pad 63 Guard ring

Claims (6)

ゲートに入力される駆動信号によって駆動されるＩＧＢＴ素子（２１ａ）と、ダイオード素子（２２ａ）と前記ダイオード素子（２２ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるダイオードセンス素子（２２ｂ）とを有するダイオード部（２２）とを備え、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）と前記ダイオード部（２２）とが同一の半導体基板に設けられてなるダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）と、
前記ダイオードセンス素子（２２ｂ）に接続されるセンス抵抗（３０）と、
外部から入力した前記駆動信号を通過させて前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）のゲートに入力するものであって、前記ダイオード素子（２２ａ）に流れる電流を検出し、前記ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れていない場合、外部から入力される前記駆動信号の通過を許可する一方、前記ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れている場合、前記駆動信号の通過を停止するフィードバック手段（１０、４０）とを備え、
前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、
第１導電型の層（９１）を含む半導体基板と、
前記半導体基板の表面側に形成された第２導電型ウェル（９２）と、
前記第２導電型ウェル（９２）の表層部に形成された第１導電型エミッタ領域（９３）と、
前記第１導電型エミッタ領域（９３）および前記第２導電型ウェル（９２）を貫通して前記第１導電型の層（９１）に達すると共に前記第２導電型ウェル（９２）の一部を囲むように形成されたトレンチと、前記トレンチの壁面に形成されたゲート絶縁膜と、前記ゲート絶縁膜の上に形成されたゲート電極とにより構成された複数のトレンチゲート構造（９４）と、
前記半導体基板の裏面側に該裏面の面方向に交互に繰り返し形成された第１導電型領域（９５）および第２導電型領域（９６）とを備えて構成されており、
前記半導体基板において前記第１導電型領域（９５）に対応した部位が前記ダイオード素子（２２ａ）として動作し、前記半導体基板において前記第２導電型領域（９６）に対応した部位が前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）として動作するようになっており、
前記半導体基板において前記第１導電型領域（９５）の反対側に設けられた前記第２導電型ウェル（９２）のうち、前記トレンチゲート構造（９４）によって囲まれた領域が前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）のエミッタに電気的に接続されていることを特徴とする半導体装置。 A diode section having an IGBT element (21a) driven by a drive signal input to the gate, a diode element (22a), and a diode sense element (22b) through which a current proportional to a current flowing through the diode element (22a) flows (22), a diode built-in IGBT element (20) in which the IGBT element (21a) and the diode part (22) are provided on the same semiconductor substrate;
A sense resistor (30) connected to the diode sense element (22b);
The drive signal input from the outside is passed through and input to the gate of the IGBT element (21a). The current flowing through the diode element (22a) is detected, and the current flows through the diode element (22a). Feedback means (10, 40) for allowing passage of the drive signal inputted from the outside, and stopping passage of the drive signal when current flows through the diode element (22a). Prepared,
The diode built-in IGBT element (20) includes:
A semiconductor substrate including a first conductivity type layer (91);
A second conductivity type well (92) formed on the surface side of the semiconductor substrate;
A first conductivity type emitter region (93) formed in a surface layer portion of the second conductivity type well (92);
The first conductivity type emitter region (93) and the second conductivity type well (92) are penetrated to reach the first conductivity type layer (91) and a part of the second conductivity type well (92) is formed. A plurality of trench gate structures (94) including a trench formed to surround, a gate insulating film formed on a wall surface of the trench, and a gate electrode formed on the gate insulating film;
A first conductivity type region (95) and a second conductivity type region (96) formed alternately and repeatedly on the back surface side of the semiconductor substrate in the surface direction of the back surface;
A portion corresponding to the first conductivity type region (95) in the semiconductor substrate operates as the diode element (22a), and a portion corresponding to the second conductivity type region (96) in the semiconductor substrate is the IGBT element ( 21a), and
Of the second conductivity type well (92) provided on the opposite side of the first conductivity type region (95) in the semiconductor substrate, a region surrounded by the trench gate structure (94) is the IGBT element (21a). A semiconductor device characterized in that it is electrically connected to the emitter. 前記第１導電型領域（９５）に対応した前記第２導電型ウェル（９２）のうち前記第１導電型領域（９５）と前記第２導電型領域（９６）との境界からもっとも離れた中央部（９７）には前記第２導電型ウェル（９２）のみが形成され、前記トレンチゲート構造（９４）は前記境界と前記中央部（９７）との間に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。   Of the second conductivity type well (92) corresponding to the first conductivity type region (95), the center farthest from the boundary between the first conductivity type region (95) and the second conductivity type region (96) Only the second conductivity type well (92) is formed in the portion (97), and the trench gate structure (94) is provided between the boundary and the central portion (97). The semiconductor device according to claim 1. 前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）を備え、
前記ＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）は前記センス抵抗（３０）に接続されており、
前記フィードバック手段（１０、４０）は、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に過剰電流が流れていることを示す過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）を有しており、前記電位差（Ｖｓ）と前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）とを比較し、前記電位差（Ｖｓ）が前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも小さいとき、前記駆動信号の通過を許可して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、前記電位差（Ｖｓ）が前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きいとき、前記駆動信号の通過を停止して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっていることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体装置。 The diode built-in IGBT element (20) includes an IGBT sense element (21b) through which a current proportional to a current flowing through the IGBT element (21a) flows.
The IGBT sense element (21b) is connected to the sense resistor (30),
The feedback means (10, 40) has an overcurrent detection threshold value (Vth2) indicating that an excessive current flows through the IGBT element (21a), and the potential difference (Vs) and the overcurrent detection threshold value. (Vth2) is compared, and when the potential difference (Vs) is smaller than the overcurrent detection threshold (Vth2), the drive signal is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on, while the potential difference ( 3. The method according to claim 1, wherein when the Vs) is larger than the overcurrent detection threshold value (Vth2), the drive signal is stopped and the IGBT element (21a) is turned off. The semiconductor device described. 前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）は、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）を備え、
前記ダイオード素子（２２ａ）と同一の構造であると共に前記ダイオード素子（２２ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるダイオードセンス素子（２２ｂ）と、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）と同一の構造であると共に前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に流れる電流に比例した電流が流れるＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）と、が１つの電流センス素子（６１）として構成されており、
前記フィードバック手段（１０、４０）は、外部から入力した前記駆動信号を通過させて前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）のゲートに入力するものであって、前記ダイオード素子（２２ａ）に電流が流れていることを示す第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）を有しており、前記センス抵抗（３０）の両端の電位差（Ｖｓ）を入力してこの電位差（Ｖｓ）と前記第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）とを比較し、前記電位差（Ｖｓ）が前記第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも大きいとき、前記駆動信号の通過を許可して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、前記電位差（Ｖｓ）が前記第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも小さいとき、前記駆動信号の通過を停止して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっており、
前記ＩＧＢＴセンス素子（２１ｂ）は前記センス抵抗（３０）に接続されており、
前記フィードバック手段（１０、４０）は、前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）に過剰電流が流れていることを示す過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）を有しており、前記電位差（Ｖｓ）と前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）とを比較し、前記電位差（Ｖｓ）が前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも小さいとき、前記駆動信号の通過を許可して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオンする一方、前記電位差（Ｖｓ）が前記過電流検知閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きいとき、前記駆動信号の通過を停止して前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）をオフするようになっていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載の半導体装置。 The diode built-in IGBT element (20) includes an IGBT sense element (21b) through which a current proportional to a current flowing through the IGBT element (21a) flows.
The diode sense element (22b) having the same structure as the diode element (22a) and having a current proportional to the current flowing through the diode element (22a), and the same structure as the IGBT element (21a) The IGBT sense element (21b) through which a current proportional to the current flowing through the IGBT element (21a) flows is configured as one current sense element (61),
The feedback means (10, 40) passes the drive signal input from the outside and inputs it to the gate of the IGBT element (21a), and a current flows through the diode element (22a). The first diode current detection threshold value (Vth1) is shown, and the potential difference (Vs) between both ends of the sense resistor (30) is input, and this potential difference (Vs) and the first diode current detection threshold value (Vth1) And when the potential difference (Vs) is larger than the first diode current detection threshold value (Vth1), the drive signal is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on, while the potential difference (Vs ) Is smaller than the first diode current detection threshold (Vth1), the passage of the drive signal is stopped and the IGBT element (21a) is turned off. Has become way,
The IGBT sense element (21b) is connected to the sense resistor (30),
The feedback means (10, 40) has an overcurrent detection threshold value (Vth2) indicating that an excessive current flows through the IGBT element (21a), and the potential difference (Vs) and the overcurrent detection threshold value. (Vth2) is compared, and when the potential difference (Vs) is smaller than the overcurrent detection threshold (Vth2), the drive signal is allowed to pass and the IGBT element (21a) is turned on, while the potential difference ( When the Vs) is larger than the overcurrent detection threshold (Vth2), the drive signal is stopped and the IGBT element (21a) is turned off. The semiconductor device according to any one of the above. 前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が作動することにより発生する熱の温度に応じた順方向電圧（Ｖｍ）を出力する感温ダイオード素子（５０）を備えており、
前記フィードバック手段（１０、４０）は、前記第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）と、前記第１ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１）よりも大きい第２ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１’）とを有しており、前記感温ダイオード素子（５０）から入力した前記順方向電圧（Ｖｍ）が前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）の高温状態を示す温度閾値を超えるとき、前記センス抵抗（３０）の両端の電位差（Ｖｓ）と前記第２ダイオード電流検知閾値（Ｖｔｈ１’）とを比較するようになっていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の半導体装置。 A temperature-sensitive diode element (50) for outputting a forward voltage (Vm) corresponding to the temperature of heat generated by the operation of the diode-embedded IGBT element (20);
The feedback means (10, 40) includes the first diode current detection threshold value (Vth1) and a second diode current detection threshold value (Vth1 ′) larger than the first diode current detection threshold value (Vth1). When the forward voltage (Vm) input from the temperature sensitive diode element (50) exceeds a temperature threshold value indicating a high temperature state of the diode built-in IGBT element (20), a potential difference between both ends of the sense resistor (30). 5. The semiconductor device according to claim 1, wherein (Vs) is compared with the second diode current detection threshold value (Vth1 ′). 前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）が作動することにより発生する熱の温度に応じた順方向電圧（Ｖｍ）を出力する感温ダイオード素子（５０）を備えており、
前記フィードバック手段（１０、４０）は、前記ダイオード内蔵ＩＧＢＴ素子（２０）の高温状態を示す温度閾値を有し、前記感温ダイオード素子（５０）から入力した前記順方向電圧（Ｖｍ）が前記温度閾値を超えないときには、前記電位差（Ｖｓ）に関わらず前記駆動信号の通過を許可して前記駆動信号に従って前記ＩＧＢＴ素子（２１ａ）を駆動し、前記順方向電圧（Ｖｍ）が前記温度閾値を超えるときには、前記電位差（Ｖｓ）を用いたフィードバック制御を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の半導体装置。 A temperature-sensitive diode element (50) for outputting a forward voltage (Vm) corresponding to the temperature of heat generated by the operation of the diode-embedded IGBT element (20);
The feedback means (10, 40) has a temperature threshold indicating a high temperature state of the diode built-in IGBT element (20), and the forward voltage (Vm) input from the temperature sensitive diode element (50) is the temperature. When the threshold is not exceeded, the drive signal is allowed to pass regardless of the potential difference (Vs) and the IGBT element (21a) is driven according to the drive signal, and the forward voltage (Vm) exceeds the temperature threshold. 5. The semiconductor device according to claim 1, wherein feedback control using the potential difference (Vs) is performed.
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