JP5139229B2 - スイッチトリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御装置に関する。

従来のＳＲ（スイッチトリラクタンス）モータを駆動させるスイッチング素子を８つ備えるインバータ回路を用いてＳＲモータを駆動する技術がある（特許文献１及び特許文献２）。

図１７は、従来例におけるＳＲ（Switched reluctance）モータ装置９の構成を示す概略ブロック図である。ＳＲモータ装置９は、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するＳＲモータ９２と、インバータ回路９４と、直流電源９５とを有している。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、一端が中性点９３で結合されてスター結線されている。インバータ回路９４は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたハーフブリッジ９４ａ，９４ｂ，９４ｃ，９４ｄを有している。一方のスイッチング素子は、ドレインが直流電源９５の高電位側に接続され、ソースが他方のスイッチング素子のドレインに接続される。他方のスイッチング素子は、ソースが直流電源９５の低電位側に接続される。

ハーフブリッジ９４ａ〜９４ｄは、このように直列接続された２つのスイッチング素子を備えており、直流電源９５に対して並列に接続されている。また、ハーフブリッジ９４ａにおいて、スイッチング素子ＮＨとスイッチング素子ＮＬとの接続点は、中性点９３に接続されている。また、ハーフブリッジ９４ｂにおいて、スイッチング素子ＵＨとスイッチング素子ＵＬとの接続点は、コイルＬｕの他端に接続されている。また、ハーフブリッジ９４ｃにおいて、スイッチング素子ＶＨとスイッチング素子ＶＬとの接続点は、コイルＬｖの他端に接続されている。また、ハーフブリッジ９４ｄにおいて、スイッチング素子ＷＨとスイッチング素子ＷＬとの接続点は、コイルＬｗの他端に接続されている。

図１８は、従来例における通電角１２０度におけるインバータ回路９４のスイッチング素子の通電タイミングチャートである。インバータ回路９４は、図示するように、インバータ回路９４が有するスイッチング素子ＮＨ，ＮＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのオン・オフを次のように切り替える。スイッチの切り替えは、６つのステージ＃１〜＃６を順に切り替えながらコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの順に通電して、ロータを回転させる。

ステージ＃１では、スイッチング素子ＮＨ、ＵＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＮＨ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＵＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。ステージ＃２では、スイッチング素子ＶＨ，ＮＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＶＨ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。ステージ＃３では、スイッチング素子ＮＨ，ＷＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＮＨ、コイルＬｗ、スイッチング素子ＷＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。

ステージ＃４では、スイッチング素子ＵＨ，ＮＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＵＨ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。ステージ＃５では、スイッチング素子ＮＨ，ＶＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＮＨ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＶＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。ステージ＃６では、スイッチング素子ＷＨ，ＮＬをオンにする。これにより、直流電源９５、スイッチング素子ＷＨ、コイルＬｗ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源９５の順に通電する回路が形成される。
なお、スイッチング素子は、オンのときに通電状態であり、オフのときに非通電状態である。
特開２００７−２８８６６号公報 特開２００８−１２５３２１号公報

上述のようにインバータ回路のスイッチング素子の制御を行うと、ＳＲモータの回転数が高くなると、それぞれのＵ、Ｖ、Ｗ相に電流を流し始めてから十分に流れる前にロータが回転してしまい十分なトルクを得ることが困難であった。また、中性点９３に接続されたスイッチング素子ＮＨ，ＮＬは、他のスイッチング素子に比べ電流を流す時間が長く、更に、高回転時には電流量が増加して、他のスイッチング素子に比べ通電による発熱で高温になる。これにより、スイッチング素子の温度特性により、スイッチング素子に流す電流量が制限されてＳＲモータのトルクを得ることが妨げられるという問題がある。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、ＳＲモータが高回転時においても十分なトルクが得られるＳＲモータ装置を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、一端がスター結線された複数のコイルに選択的に通電するスイッチトリラクタンスモータの制御装置であって、それぞれに還流ダイオードが並列接続された２つのスイッチング素子を直列に接続したハーフブリッジを複数備え、前記スター結線の中性点と、前記複数のコイルの他端とがそれぞれ対応する前記ハーフブリッジに備えられる前記２つのスイッチング素子の接続点に接続されたインバータ回路と、前記スイッチトリラクタンスモータのロータの位置と、前記複数のコイルそれぞれに流れる電流値と、前記スイッチトリラクタンスモータの目標出力に応じて定められる前記複数のコイルそれぞれに流す電流の電流値を示す電流指令値とに基づいて、前記複数のコイルに順に通電して前記スイッチトリラクタンスモータを駆動させるインバータ制御装置とを有し、前記インバータ制御装置は、前記ロータの回転軸周りの周方向に隣接する前記複数のコイルに順に通電すると共に、通電する前記コイルを切り替える際、前記中性点に接続された前記ハーフブリッジの通電中の前記スイッチング素子をオフにし、且つ、前記複数のハーフブリッジのうち前記中性点に接続されていない次に通電する前記コイルに対応するハーフブリッジの前記スイッチング素子をオンにして、前記複数のコイルのうち通電しているコイルと、次に通電する前記コイルとに同時に通電するオーバーラップ期間を設け、前記スイッチング素子の駆動信号もオーバーラップ期間を設けていることを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置である。
このスイッチトリラクタンスモータの制御装置は、通電するコイルを切り替える際に、中性点が接続されたハーフブリッジに電流を流さない期間を設けると共に、当該期間において、次に通電するコイルへの通電を早める。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記インバータ制御装置は、前記スイッチトリラクタンスモータの回転数と、前記電流指令値とに応じて進角及び通電角を示す進角・通電角信号を出力する進角・通電角算出部と、前記進角・通電角信号と、前記ロータ位置と、前記複数のコイルに流れる電流値と、前記電流指令値とに基づいて前記オーバーラップ期間を定め、前記複数のハーフブリッジに備えられた前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替える通電タイミング出力部とを備えることを特徴とする。
ロータの回転速度と電流指令値とに応じて、インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを切り替えるタイミングを変更する。また、ロータの回転速度と電流指令値とに応じて、オーバーラップ期間を変更する。

この発明によれば、通電するコイルを切り替える際、中性点に接続されたハーフブリッジのスイッチング素子に電流を流さずに、他のハーフブリッジのスイッチング素子を介して電流を流すことで、中性点に接続されたハーフブリッジのスイッチング素子の発熱を抑えることができ、当該スイッチング素子の温度特性により制限される電流量を増加させることができる（理由１）。

また、通電するコイルを切り替える際、通電されているコイルと、当該コイルのロータの回転方向に隣接するコイルとに通電するオーバーラップ期間を設けたことで、次に通電するコイルの通電時間を長くすることができる（理由２）。
上述の理由１及び理由２により、トルク発生に寄与する電流を流す期間を増加させて、高回転時においてもＳＲモータの出力トルクを増加させることが可能となる。

以下、本発明の一実施形態によるモータ装置及びその動作を図面を参照して説明する。
図１は、本実施形態によるモータ装置１の構成を示す概略ブロック図である。
モータ装置１は、ＳＲモータ２と、直流電源３１と、平滑化コンデンサ３２と、インバータ回路４と、インバータ回路４を駆動するインバータ制御装置５とを有している。

ＳＲモータ２は、略円筒形状のステータ２１と、ステータ２１の内部に回転可能に配置されたロータ２２とを備えている。ステータ２１は、ステータコア２３のステータ突極２４に巻いた３相Ｕ，Ｖ，ＷのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを備えている。各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、径方向で対向する各１対のステータ突極２４に巻線を巻き回して形成される。
ロータ２２は、出力軸２５と、径方向に突出するロータ突極２６とを備えている。出力軸２５には、ロータ２２の回転角度を検出する回転検出装置であるレゾルバ１７が設けられている。
各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、コイルの一端が中性点４７で結合され、同電位になるようにスター結線されている。また、中性点４７と、各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗのコイルの他端それぞれとが、インバータ制御装置５と電気的に接続されている。また、各コイルのＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端それぞれには、ＳＲモータ２に供給される各相の電流（巻線電流）を検出する電流センサ２７が設けられている。

インバータ回路４は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたハーフブリッジ４１〜４４を有している。それぞれのハーフブリッジ４１〜４４は、直流電源３１及び平滑化コンデンサ３２に対して並列に接続される。
ハーフブリッジ４１〜４４が有するスイッチング素子ＮＨ，ＮＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬは、ＦＥＴ（Field Effective Transistor；電界効果トランジスタ）を用いて構成される。それぞれのＦＥＴは、ゲートがインバータ制御装置５に接続され、オン・オフが制御される。また、それぞれのＦＥＴは、還流ダイオードＤ１〜Ｄ８が形成されている。
また、ハーフブリッジ４１（第１のハーフブリッジ）において、スイッチング素子ＮＨは、ドレインが直流電源３１の高電位側に接続され、ソースが接続点Ｊ１を介してスイッチング素子ＮＬのドレインに接続される。スイッチング素子ＮＬは、ソースが直流電源３１の低電位側に接続される。接続点Ｊ１は、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗのそれぞれの一端と中性点４７を介して接続される。また、ハーフブリッジ４２（第２のハーフブリッジ）において、スイッチング素子ＵＨは、ドレインが直流電源３１の高電位側に接続され、ソースが接続点Ｊ２を介してスイッチング素子ＵＬのドレインに接続される。スイッチング素子ＵＬは、ソースが直流電源３１の低電位側に接続される。接続点Ｊ２は、Ｕ相のコイルＬｕの他端に接続される。

また、ハーフブリッジ４３（第３のハーフブリッジ）において、スイッチング素子ＶＨは、ドレインが直流電源３１の高電位側に接続され、ソースが接続点Ｊ３を介してスイッチング素子ＶＬのドレインに接続される。スイッチング素子ＶＬは、ソースが直流電源３１の低電位側に接続される。接続点Ｊ３は、Ｖ相のコイルＬｖの他端に接続される。また、ハーフブリッジ４４（第４のハーフブリッジ）において、スイッチング素子ＷＨは、ドレインが直流電源３１の高電位側に接続され、ソースが接続点Ｊ４を介してスイッチング素子ＷＬのドレインに接続される。スイッチング素子ＶＬは、ソースが直流電源３１の低電位側に接続される。接続点Ｊ４は、Ｗ相のコイルＬｗの他端に接続される。
また、直流電源３１の高電位側に接続されるスイッチング素子ＮＨ，ＵＨ，ＶＨ，ＷＨは、高電位側スイッチング素子であり、直流電源３１の低電位側に接続されるスイッチング素子ＮＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを低電位側スイッチング素子である。

インバータ制御装置５は、電流指令値決定部５１と、電流検出部５２と、電流制御部５３と、位置検出部５４と、回転速度算出部５５と、進角・通電角算出部５６と、通電タイミング出力部５７とを備えている。
電流指令値決定部５１は、外部から入力される信号、例えば、アクセルペダルの踏み込み度合いなど、からＳＲモータ２に要求される出力である目標出力を示す信号に基づいて、電流指令値を設定する。例えば、電流指令値決定部５１は、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度を検出するアクセルペダル開度センサなどの検出結果に応じたアクセル操作信号からＳＲモータ２の目標出力を設定し、設定した目標出力に応じた電流指令値を設定する。なお、電流指令値は、ＳＲモータ２が目標出力を得るために必要とされる電流値である。また、電流指令値決定部５１は、算出した電流指令値を電流制御部５３と進角・通電角算出部５６に出力する。
電流検出部５２は、例えば各電流センサ２７から出力される各相電流（巻線電流）の検出信号に基づいて、ＳＲモータ２に通電されている巻線電流値を検出して電流制御部５３に出力する。

電流制御部５３は、電流指令値決定部５１から出力された電流指令値と、電流検出部５２から出力される巻線電流値とに基づいて、ＳＲモータ２に通電されている巻線電流のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う。また、電流制御部５３は、ＰＷＭデューティ算出部５３ａと電流フィードバック処理部５３ｂとを含んで構成される。電流フィードバック処理部５３ｂは、電流検出部５２から出力される電流指令値と、電流検出部５２から出力される巻線電流値とを比較し、比較結果（例えば偏差）をＰＷＭデューティ算出部５３ａに出力する。
ＰＷＭデューティ算出部５３ａは、電流フィードバック処理部５３ｂが出力した比較結果に基づいて、インバータ回路４のハーフブリッジ４２〜４４に備えられるスイッチング素子ＵＨ〜ＷＬそれぞれに対する単位時間当たりのオンとオフとの比率であるデューティ比を算出し、算出したデューティ比を通電タイミング出力部５７に出力する。例えば、ＰＷＭデューティ算出部５３ａは、入力される比較結果を用いたＰＩ制御により得られる電圧値から、電流指令値と矩形波のキャリア信号とに基づくパルス幅変調に用いるデューティ比、すなわち、各スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのオンとオフとのデューティ比を算出して通電タイミング出力部５７に出力する。

位置検出部５４は、回転角センサであるレゾルバ１７から出力される信号に基づいて、ロータ２２の回転位置を検出して回転速度算出部５５と通電タイミング出力部５７とに出力する。ここで、回転位置とは、予め定めた基準となるロータ２２の位置からの回転角度であり、０度〜３５９度の範囲の値により示される位置である。
回転速度算出部５５は、位置検出部５４の出力した回転位置の単位時間当たりの変化量からロータ２２の回転速度（回転数）を算出して進角・通電角算出部５６に出力する。

進角・通電角算出部５６は、電流指令値決定部５１から出力された電流指令値と、回転速度算出部５５から出力された回転速度とに応じて進角と通電角とを通電タイミング出力部５７に出力する。進角・通電角算出部５６は、進角マップ部５６ａと、通電角マップ部５６ｂとを含み構成される。
進角マップ部５６ａは、電流指令値決定部５１が出力する電流指令値と、回転速度算出部５５が出力する回転速度とに基づいて、進角を通電タイミング出力部５７に出力する。また、進角マップ部５６ａは、目標出力に応じた電流指令値とロータ２２の回転速度との組み合わせごとに進角の値を対応付けたマップである。ここで、進角は、ＳＲモータ２の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗそれぞれに対する通電開始位相及び通電終了位相を各相のインダクタンス変化に応じた所定位置（例えば、インダクタンスの増大開始位相及び減少開始位相等）から通電角を進角側に変化させる角度を表す。なお、進角は、電流指令値と回転数の増加に対して増加傾向にある。なお、進角マップ部５６ａは、シミュレーションや、実機による測定結果などから定められる。

通電角マップ部５６ｂは、電流指令値決定部５１が出力する電流指令値と、回転速度算出部５５が出力する回転速度とに基づいて、通電角を通電タイミング出力部５７に出力する。また、通電角マップ部５６ｂは、電流指令値とロータ２２の回転速度との組み合わせごとに通電角の値を対応付けたマップである。ここで、通電角は、ＳＲモータ２の各相の各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗそれぞれに対して対応付けられる。なお、通電角マップ部５６ｂは、シミュレーションや、実機による測定結果などから定められる。

通電タイミング出力部５７は、位置検出部５４から出力される回転位置と、進角・通電角算出部５６から出力される進角及び通電角とに基づいて、インバータ回路４が有するスイッチング素子ＮＨ〜ＷＬのゲートにパルス信号を印加してオン・オフを切り替える。また、通電タイミング出力部５７は、タイマ部５７ａ、転流信号生成部５７ｂと、ＰＷＭ信号出力部５７ｃとを含み構成される。
タイマ部５７ａは、位置検出部５４から出力される回転位置と、進角・通電角算出部５６から出力される進角及び通電角に基づいて、現在通電状態のコイルと次に通電状態にするコイルとの両方のコイルに通電する期間（オーバーラップ期間）を算出する。更に、タイマ部５７ａは、算出したオーバーラップ期間をカウントし、オーバーラップ期間を示すタイミング信号を転流信号生成部５７ｂ及びＰＷＭ信号出力部５７ｃに出力する。例えば、タイマ部５７ａによるオーバーラップ期間の算出は、回転速度と通電角マップとを用いて行う。
転流信号生成部５７ｂは、位置検出部５４から出力される回転位置と、進角・通電角算出部５６から出力される進角及び通電角と、タイマ部５７ａから出力されるタイミング信号に基づいて、インバータ回路４のハーフブリッジ４１のスイッチング素子ＮＨ，ＮＬのオン・オフを切り替えるパルス信号を生成し、生成したパルス信号をスイッチング素子ＮＨ，ＮＬに出力する。

ＰＷＭ信号出力部５７ｃは、電流制御部５３から出力されるＰＷＭデューティ信号と、位置検出部５４から出力される回転位置と、進角・通電角算出部５６から出力される進角及び通電角と、タイマ部５７ａから出力されるタイミング信号とに基づいて、各スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのオン・オフを切り替える信号をゲートに印加する。
ここで、転流信号生成部５７ｂが出力するスイッチング素子ＮＨ，ＮＬの信号は、タイマ部５７ａが出力するオーバーラップ期間に基づいて、１２０度より早いタイミングでオフになる。また、ＰＷＭ信号出力部５７ｃが出力する各スイッチング素子ＵＨ〜ＷＬのゲートに印加する信号は、オーバーラップ期間に基づいて、１２０度より早いタイミングでオンになる。

次に、図２は、ロータ２２の位置と、インバータ回路４が備えるスイッチング素子ＮＨ〜ＷＬのオン・オフの状態（通電パターン）と、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相のインダクタンスの値とを対応付けて示した概略図である。また、図３〜図１４は、インバータ制御装置５による各通電パターンにおける電流が流れる経路を示す図である。以下、図２〜図１４を用いて、モータ装置１の動作を説明する。なお、以下の説明において、ＳＲモータ２のロータ２２は、反時計回りに回転する。

まず、時刻ｔ１において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＷＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＨをオンに切り替える。時刻ｔ１から時刻ｔ２までのステージＳ１において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨ，ＵＬをオンにする。ステージＳ１では、図３に示すように、電流Ａ１は、直流電源３１からスイッチング素子ＮＨ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＵＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｕのインダクタンスの値は、大きくなり、ロータ２２は、コイルＬｕが巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。

時刻ｔ２において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨをオフに切り替え、スイッチング素子ＶＨをオンに切り替える。時刻ｔ２から時刻ｔ３までのステージＳ２において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＬ，ＶＨをオンにする。ステージＳ２では、図４に示すように、電流Ａ２は、直流電源３１からスイッチング素子ＶＨ、コイルＬｖ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＵＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ３において、Ｕ相のステータ突極２４とロータ突極２６とは対向し、コイルＬｕのインダクタンスの値は最大値となる。

時刻ｔ３において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＬをオンに切り替える。時刻ｔ３から時刻ｔ４までのステージＳ３において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＶＨ，ＮＬをオンにする。ステージＳ３では、図５に示すように、電流Ａ３は、直流電源３１からスイッチング素子ＶＨ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｖのインダクタンスの値は大きくなり、ロータ突極２６は、コイルＬｖが巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。また、コイルＬｕのインダクタンスの値は、小さくなる。

時刻ｔ４において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＷＬをオンに切り替える。時刻ｔ４から時刻ｔ５までのステージＳ４において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＶＨ，ＷＬをオンにする。ステージＳ４では、図６に示すように、電流Ａ４は、直流電源３１からスイッチング素子ＶＨ、コイルＬｖ、コイルＬｗ、スイッチング素子ＷＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ５において、コイルＬｖの巻かれたステータ突極２４とロータ突極２６とは対向し、コイルＬｖのインダクタンスの値は最大値となる。また、コイルＬｕのインダクタンスの値は、０又は０に近い値となる。

時刻ｔ５において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＶＨをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＨをオンに切り替える。時刻ｔ５から時刻ｔ６までのステージＳ５において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨ，ＷＬをオンにする。ステージＳ５では、図７に示すように、電流Ａ５は、直流電源３１からスイッチング素子ＮＨ，コイルＬｗ、スイッチング素子ＷＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｗのインダクタンスの値は増加し、ロータ突極２６は、コイルＬｗが巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。また、コイルＬｖのインダクタンスの値は減少する。

時刻ｔ６において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨをオフに切り替え、スイッチング素子ＵＨをオンに切り替える。時刻ｔ６から時刻ｔ７までのステージＳ７において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬをオンにする。ステージＳ６では、図８に示すように、電流Ａ６は、直流電源３１からスイッチング素子ＵＨ、コイルＬｕ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＷＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ７において、コイルＬｗの巻かれたステータ突極２４とロータ突極２６とは対向し、コイルＬｗのインダクタンスの値は最大値となる。また、コイルＬｖのインダクタンスの値は、０又は０に近い値となる。

時刻ｔ７において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＷＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＬをオンに切り替える。時刻ｔ７から時刻ｔ８までのステージＳ７において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＨ，ＮＬをオンにする。ステージＳ７では、図９に示すように、電流Ａ７は、直流電源３１からスイッチング素子ＵＨ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｕのインダクタンスの値は増加し、ロータ突極２６は、コイルＬｕが巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。また、コイルＬｗのインダクタンスの値は減少する。

時刻ｔ８において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＶＬをオンに切り替える。時刻ｔ８から時刻ｔ９までのステージＳ８において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＨ，ＶＬをオンにする。ステージＳ８では、図１０に示すように、電流Ａ８は、直流電源３１からスイッチング素子ＵＨ、コイルＬｕ，コイルＬｖ、スイッチング素子ＶＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ９において、コイルＬｕの巻かれたステータ突極２４とロータ突極２６とは対向し、コイルＬｕのインダクタンスの値は最大値となる。また、コイルＬｗのインダクタンスの値は、０又は０に近い値となる。

時刻ｔ９において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＵＨをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＨをオンに切り替える。時刻ｔ９から時刻ｔ１０までのステージＳ９において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨ，ＶＬをオンにする。ステージＳ９では、図１１に示すように、電流Ａ９は、直流電源３１からスイッチング素子ＮＨ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＶＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｖのインダクタンスの値は増加し、ロータ突極２６は、コイルＬｖの巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。また、コイルＬｕのインダクタンスの値は減少する。

時刻ｔ１０において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＨをオフに切り替え、スイッチング素子ＷＨをオンに切り替える。時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までのステージＳ１０において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＷＨ，ＶＬをオンにする。また、ステージＳ１０では、図１２に示すように、電流Ａ１０は、直流電源３１からスイッチング素子ＷＨ、コイルＬｗ、コイルＬｖ、スイッチング素子ＶＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ１１において、コイルＬｖのインダクタンスの値は最大値となる。また、コイルＬｕのインダクタンスの値は、０又は０に近い値となる。

時刻ｔ１１において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＶＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＮＬをオンに切り替える。時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までのステージＳ１１において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＷＨ，ＮＬをオンにする。ステージＳ１１では、図１３に示すように、電流Ａ１１は、直流電源３１からスイッチング素子ＷＨ、コイルＬｗ、スイッチング素子ＮＬ、直流電源３１の順に流れる。この期間、コイルＬｗのインダクタンスの値は増加し、ロータ突極２６は、コイルＬｗの巻かれたステータ突極２４に引き付けられて回転する。また、コイルＬｖのインダクタンスの値は減少する。

時刻ｔ１２において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＮＬをオフに切り替え、スイッチング素子ＵＬをオンに切り替える。時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までのステージＳ１２において、インバータ制御装置５は、スイッチング素子ＷＨ，ＵＬをオンにする。また、ステージＳ１０では、図１４に示すように、電流Ａ１２は、直流電源３１からスイッチング素子ＷＨ、コイルＬｗ、コイルＬｕ、スイッチング素子ＵＬ、直流電源３１の順に流れる。また、時刻ｔ１３において、コイルＬｗのインダクタンスの値は最大値となる。また、コイルＬｖのインダクタンスの値は、０又は０に近い値となる。
以下、インバータ制御装置５は、ステージＳ１〜Ｓ１２の動作を順に繰り返し、ＳＲモータ２のロータ２２を回転させる。

上述のように、インバータ制御装置５は、インバータ回路４の通電パターンを切り替えてＳＲモータ２のロータ２２を回転させる。また、インバータ制御装置５は、ステージＳ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８，Ｓ１０，Ｓ１２において、中性点４７が接続されたハーフブリッジ４１のスイッチング素子ＮＨ，ＮＬに通電しない制御を行う。これにより、従来に比べ、中性点４７の接続されたハーフブリッジ４１のスイッチング素子ＮＨ，ＮＬに通電する時間を短縮して、他のスイッチング素子ＵＨ〜ＷＬとの発熱量を均等に近づけることができる。これにより、スイッチング素子ＮＨ，ＮＬの発熱量を減少させることができ、ＳＲモータ２を高回転させる際にＳＲモータ２に流す電流量を増やすことが可能となる。
また、ＳＲモータ２のトルクが発生する期間（各相のインダクタンスの値が増加する期間）より前からそれぞれのコイルに電流を流し始めるため、電流を効率的にＳＲモータ２のトルクに変えることが可能となる。

図１５は、本実施形態と従来例とそれぞれにおけるＵ相とＶ相との電流値の変化を示した概略図である。横軸方向は、時間を示し、縦軸方向は、Ｕ相とＶ相との電流値を示している。本実施形態のモータ装置１における電流値は、Ｌ１及びＬ３で示され、従来例の電流値は、Ｌ２及びＬ４で示されている。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ５までの期間は、Ｕ相に電流を流すことでトルクが得られる期間である。また、時刻ｔ５から時刻ｔ８までの期間は、Ｖ相に電流を流すことでトルクが得られる期間である。
ここで、本実施形態のインバータ回路４の通電パターンは、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間が、図２のステージＳ６あるいはステージＳ１２に対応し、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間が、図２のステージＳ１あるいはステージＳ７に対応し、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間が、図２のステージＳ２あるいはステージＳ８に対応し、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの期間が、図２のステージＳ３あるいはステージＳ９に対応し、時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間が、図２のステージＳ４あるいはステージＳ１０に対応する。
なお、Ｕ相及びＶ相のトルクが発生する期間が、図２のＵ相及びＶ相に通電するタイミングとずれて図示されているのは、進角マップ部５６ａにより得られる進角により、通電タイミングが早められているためである。

本実施形態のモータ装置１は、従来例のモータ装置９が、時刻ｔ１からＵ相のコイルＬｕに電流を流し始めるのに対して、時刻ｔ０からＵ相のコイルＬｕに電流を流し始めて、Ｕ相の電流を早く立ち上げることができる。これにより、本実施形態のモータ装置１は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において従来例のＵ相の電流値に比べて、ａ１で図示される領域分得られるトルクを多くすることができる。また、本実施形態のモータ装置１は、従来例のモータ装置９が、時刻ｔ４からＶ相のコイルＬｖに電流を流し始めるのに対して、時刻ｔ３からＶ相のコイルＬｖに電流を流し始めて、Ｖ相の電流を早く立ち上げることができる。これにより、本実施形態のモータ装置１は、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの機関において従来のＶ相の電流値に比べて、トルクの発生に寄与する多くの電流を流すことができ、ａ３で図示される領域（電流値の差分の時間積）で得られるトルクを多くすることができる。

一方、本実施形態のモータ装置１は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間において、Ｕ相のコイルＬｕとＶ相のコイルＬｖを直列接続することで、インダクタンスの値が増加する。これにより、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間において、本実施形態のＵ相の電流値は、インダクタンスの値の増加に応じて従来例のＵ相の電流値に比べ低くなる。これにより、従来例のモータ装置９に比べて、ａ２で図示される領域分得られるトルクが少なくなる。また、本実施形態のモータ装置１は、時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間において、Ｖ相のコイルＬｖとＷ相のコイルＬｗを直列接続することで、インダクタンスの値が増加する。これにより、時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間において、本実施形態のＶ相の電流値は、インダクタンスの値の増加に応じて従来例のＶ相の電流値に比べ低くなる。これにより、従来例のモータ装置９に比べて、ａ４で図示される領域（電流値の差分の時間積）で得られるトルクが少なくなる。

上述のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の複数に同時に通電するオーバーラップ期間を設けることで、得られるトルクが増加するが、得られるトルクの減少を伴う。そのため、オーバーラップ期間の長さ及びオーバーラップ期間を開始するタイミングは、シミュレーションや実機による計測などに基づいて増加するトルクが減少するトルクを上回るように決定する。また、決定したオーバーラップ期間の長さ及びタイミングに基づいて、進角マップ部５６ａにおける回転速度と電流指令値とに対する進角の対応付けを決定する。また、通電角マップ部５６ｂにおける回転速度と電流指令値とに対する通電角の対応付けを決定する。また、タイマ部５７ａがカウントするオーバーラップ期間を決定する。

なお、オーバーラップ期間を長くし過ぎると、コイルが直列に接続される期間が長くなり、流れる電流値の増加分より減少分が多くなり、得られるトルクの総量が減ることになる。一方、オーバーラップ期間があまりに短いと、中性点４７に接続されたスイッチング素子ＮＨ，ＮＬに流れる電流を減らすことができず、スイッチング素子の温度特性から流すことのできる電流量が制限されてしまい、従来のインバータ回路４の制御方法との差がほとんどなくなる。

次に、図１６は、本実施形態のモータ装置１及び従来例のモータ装置９それぞれの実機におけるＵ相のコイルＬｕ及びＶ相のコイルＬｖの電流値を示したグラフである。ここで、モータ装置１では、従来例のモータ装置９の通電角が１２０度であったのに対して、通電角を１４０度としてある。すなわち、２０度分がオーバーラップ期間に対応する。なお、モータ装置１の電流値は、Ｌ６及びＬ８で示され、モータ装置９の電流値は、Ｌ７及びＬ８で示されている。

図示するように、モータ装置１のＵ相の電流は、時刻ｔ０から流れ始めているために、モータ装置９のＵ相電流に比べ最大値が高くなることが確認できる。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４において、モータ装置１は、Ｕ相のコイルＬｕとＶ相のコイルＬｖとの両方に通電するため、モータ装置９に比べ電流値が低くなることも確認できる。なお、ａ５で示された領域（電流値の差分の時間積）が、ａ６で示された領域よりも広いことから、モータ装置１の得られるトルクがモータ装置９の得られるトルクより増えていることが確認できる。

上述のように、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相それぞれのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電する期間をオーバーラップさせて通電角を１２０度以上にすることで、得られるトルクを増加させることが可能になる。また、オーバーラップ期間において、中性点４７に接続されたハーフブリッジ４１のスイッチング素子ＮＨ，ＮＬのいずれにも通電を行わない期間を設けることで、通電に起因する発熱を抑えて、スイッチング素子の発熱を均等に近づけることができ、スイッチング素子の温度特性によるスイッチング素子に流す電流値の制限を緩和することが可能となる。また、インバータ回路４は、従来の構成から変更することなく、ＳＲモータ２に流す電流量を増やすことができるため、既存のモータ装置への適用も容易である。

なお、本実施形態においては、３相のコイルを有するＳＲモータ２を用いて説明したが、異なるコイル数を有するＳＲモータにも適用することが可能である。その場合、コイル数に応じてインバータ回路のハーフブリッジの数を変更することになる。

上述のインバータ制御装置５は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、上述したインバータ回路４が有するスイッチング素子ＮＨ〜ＷＬのオン・オフを切り替える処理過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われることになる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

本実施形態によるモータ装置１の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるロータ２２の位置と、インバータ回路４が備えるスイッチング素子のオン・オフの状態（通電パターン）と、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相のインダクタンスの値とを対応付けて示した概略図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 同実施形態の通電パターンに対する電流が流れる経路を示す図である。 本実施形態と従来例とそれぞれにおけるＵ相とＶ相との電流値の変化を示した概略図である。 本実施形態のモータ装置１及び従来例のモータ装置９の実機におけるＵ相のコイルＬｕ及びＶ相のコイルＬｖそれぞれの電流計測値を示したグラフである。 従来例におけるＳＲモータ装置９の構成を示す概略ブロック図である。 従来例における通電角１２０度におけるインバータ回路９４のスイッチング素子の通電タイミングチャートである。

符号の説明

１…モータ装置
２…ＳＲモータ、２１…ステータ、２２…ロータ、２３…ステータコア
２４…ステータ突極、２５…出力軸、２６…ロータ突極、２７…電流センサ
３１…直流電源、３２…平滑化コンデンサ
４…インバータ回路、４７…中性点
４１、４２、４３、４４…ハーフブリッジ
ＮＨ、ＮＬ、ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ…スイッチング素子
５…インバータ制御装置
５１…電流指令値決定部、５２…電流検出部、５３…電流制御部
５３ａ…ＰＷＭデューティ算出部、５３ｂ…電流フィードバック処理部
５４…位置検出部、５５…回転速度算出部、５６…進角・通電角算出部
５６ａ…進角マップ部、５６ｂ…通電角マップ部、５７…通電タイミング出力部
５７ａ…タイマ部、５７ｂ…転流信号生成部、５７ｃ…ＰＷＭ信号出力部
９…モータ装置
９２…ＳＲモータ、９３…中性点、９４…インバータ回路
９４ａ、９４ｂ、９４ｃ、９４ｄ…ハーフブリッジ
９５…直流電源

Claims (3)

1. 一端がスター結線された複数のコイルに選択的に通電するスイッチトリラクタンスモータの制御装置であって、
   それぞれに還流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２つ直列に接続したハーフブリッジを複数備え、前記スター結線の中性点と、前記複数のコイルの他端とがそれぞれ対応する前記ハーフブリッジに備えられる前記２つのスイッチング素子の接続点に接続されたインバータ回路と、
   前記スイッチトリラクタンスモータのロータの位置と、前記複数のコイルそれぞれに流れる電流値と、前記スイッチトリラクタンスモータの目標出力に応じて定められる前記複数のコイルそれぞれに流す電流の電流値を示す電流指令値とに基づいて、前記複数のコイルに順に通電して前記スイッチトリラクタンスモータを駆動させるインバータ制御装置と
   を有し、
   前記インバータ制御装置は、
   前記ロータの回転軸周りの周方向に隣接する前記複数のコイルに順に通電すると共に、通電する前記コイルを切り替える際、前記中性点に接続された前記ハーフブリッジの通電中の前記スイッチング素子をオフにし、且つ、前記複数のハーフブリッジのうち前記中性点に接続されていない次に通電する前記コイルに対応するハーフブリッジの前記スイッチング素子をオンにして、前記複数のコイルのうち通電しているコイルと、次に通電する前記コイルとに同時に通電するオーバーラップ期間を設け、前記スイッチング素子の駆動信号もオーバーラップ期間を設ける
   ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 前記インバータ制御装置は、
   前記スイッチトリラクタンスモータの回転数と、前記電流指令値とに応じて進角及び通電角を示す進角・通電角信号を出力する進角・通電角算出部と、
   前記進角・通電角信号と、前記ロータの位置と、前記複数のコイルに流れる電流値と、前記電流指令値とに基づいて前記オーバーラップ期間を定め、前記複数のハーフブリッジに備えられた前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替える通電タイミング出力部と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記スイッチトリラクタンスモータの前記複数のコイルは、
   Ｕ相のコイルとＶ相のコイルとＷ相のコイルとの３つのコイルからなり、
   前記インバータ回路に備えられる前記複数のハーフブリッジは、
   前記中性点に接続された第１のハーフブリッジと、前記Ｕ相のコイルの他端に接続された第２のハーフブリッジと、前記Ｖ相のコイルの他端に接続された第３のハーフブリッジと、前記Ｗ相のコイルの他端に接続された第４のハーフブリッジとからなる
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。

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