JP5138768B2 - マルチポート増幅器の調整 - Google Patents

Description

発明の分野
本発明は、マルチポート増幅器（ＭＰＡ）の調整に関し、特に、ＭＰＡにおける個別の増幅器間の位相及び利得関係を調節してＭＰＡの出力ポート間の信号絶縁を最適化することに関する。

ＭＰＡは、衛星通信に用いられる公知の電力増幅装置であり、１ＧＨｚを超えるマイクロ波周波数で動作し、１．５乃至２．６ＧＨｚ範囲の周波数のＬ及びＳ帯域並びに１２乃至２０ＧＨｚ領域の周波数のＫｕ及びＫａ帯域等を網羅し得る。

ＭＰＡには、Ｎ個の同等な増幅器ユニット（ＴＷＴ又はソリッドステート）が並列に含まれ、各々電力Ｐを有し、これにより各入力信号は、各増幅器によって増幅され、各出力信号の電力がＮ倍に増大してＰ×Ｎになる。１つの入力ポートの入力信号が対応する出力ポートに送られるように、Ｎ個の入力ポート及びＮ個の出力ポートを設ける。入力ポートは、周辺状況にふさわしいいずれか都合のよい伝送線路技術、例えば、マイクロストリップ、ストリップ線路、同軸ケーブル、又は導波管で実現し得る低電力入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）によって増幅器ユニットに接続される。出力ポートは、低損失伝送線路技術を通常用いて実現する高電力出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）によって、増幅器ユニットに接続される。ＯＮＥＴは、数学的にＩＮＥＴの逆数であるため、第ｎ入力に供給された信号は、第ｎ出力に送られる。各ネットワークには、アレイ状の信号分割導波管装置が含まれる。バトラーマトリクス（Ｂｕｔｌｅｒ＿ｍａｔｒｉｘ）、即ち、適切な混成回路装置を含むネットワークは、都合のよい利得及び移相特性を有することから、通常、信号分割に用いられる。ある種の混成回路は、２入力及び２出力を含む４ポート信号分割装置であり、移相が選択的に９０°である。この位相差は、ネットワークの絶縁特性を改善するために活用し得る。しかしながら、１８０°位相差を有する他の混成回路や他の信号分離装置を用いてもよい。

本発明は、特に、Ｋｕ又はＫａ帯域で動作する広帯域マルチビームペイロードにおいて使用し得る８ポートＭＰＡに関して論じる。これらには、通常、定義した領域に最大１００又はそれ以上の連続組の狭ビームを提供するビーム毎単一給電（ＳＦＢ）設計を用いる。ＭＰＡは、ビームへの電力配分において潜在的に高い自由度を提供することから、ＳＦＢの魅力的な解決策である。ＭＰＡは、Ｌ及びＳ帯域ではうまく適用されてきたが、波長が桁違いに短いＫｕ及びＫａ帯域では、極めて困難な問題を提示している。本発明者らは、ＭＰＡ性能に対する不整合の影響を調査し、特に、絶縁に関して、これらの影響を緩和し得る特徴を特定する。

ＭＰＡは、長い間、マルチビーム衛星ペイロードに用いるためのものと見なされてきた。エガミ（Ｓ．Ｅｇａｍｉ）及びカワイ（Ｍ．Ｋａｗａｉ）、「適応マルチビームシステム概念」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ機関紙、ＳＡＣ５巻、４号、１９８７年５月を参照されたい。ＭＰＡは、Ｌ帯域での使用が成功を収めている。マリソン（Ｍ．Ｍａｌｌｉｓｏｎ）、ギル（Ｒ．Ｇｉｌｌ）、カーティス（Ｓ．Ｃｕｒｔｉｓ）、マンク（Ｒ．Ｍａｎｋｕ）、「高データ速度の広帯域全地球的エリアネットワークをサポートするマルチビーム衛星用高度ペイロード」、ＡＩＡＡ、第２３回国際通信衛星システム会議、ローマ、２００５年９月を参照されたい。また、Ｓ帯域でも成功を収めている。本来、移動体サービス向けであるが、タナカ（Ｍ．Ｔａｎａｋａ）及びヤマモト（Ｋ．Ｙａｍａｍｏｔｏ）、「Ｎ−ＳＴＡＲ通信ペイロードにおける新技術」、ＡＩＡＡ、第１７回国際通信衛星システム会議、横浜、１９９８年２月を参照されたい。

最近では、マルチビーム衛星を介したインターネット接続及びＨＤＴＶ等の広帯域サービス提供への関心が高まり、Ｋｕ及びＫａ帯域におけるＭＰＡの提供に注目が集まっている。クラマス（Ｒ．Ｋｕｒａｍａｓｕ）、アラキ（Ｔ．Ａｒａｋｉ）、シマダ（Ｍ．Ｓｈｉｍａｄａ）、トミタ（Ｅ．Ｔｏｍｉｔａ）、サトウ（Ｔ．Ｓａｔｏｈ）、クロダ（Ｔ．Ｋｕｒｏｄａ）、ヤジマ（Ｍ．Ｙａｊｉｍａ、マエダ（Ｔ．Ｍａｅｄａ）、ムカイ（Ｔ．Ｍｕｋａｉ）、「広帯域インターネットワーキング技術試験及び実演衛星（ＷＩＮＤＳ）」、ＡＩＡＡ、第２０回国際通信衛星システム会議、モントリオール、２００２年５月を参照されたい。また、アナカベ（Ａ．Ａｎａｋａｂｅ）、マレット（Ａ．Ｍａｌｌｅｔ）、ギザード（Ｆ．Ｇｉｚａｒｄ）、ラポルテ（Ｃ．Ｌａｐｏｒｔｅ）、ロバート（Ｔ．Ｒｏｂｅｒｔ）、ブーランジェ（Ｃ．Ｂｏｕｌａｎｇｅｒ）、ソンブリン（Ｊ．Ｓｏｍｂｒｉｎ）、ラピエール（Ｌ．Ｌａｐｉｅｒｒｅ）、バレット・ダ・ロカ（Ｐ．Ｂａｒｒｅｔｔｏ−Ｄａ−Ｒｏｃｈａ）、フリコット（Ｐ．Ｆｒｉｃｈｏｔ）、コロミナ（Ｆ．Ｃｏｒｏｍｉｎａ）、コランテス（Ｊ．Ｃｏｌｌａｎｔｅｓ）、「宇宙通信動作のためのＫａ帯域マルチポート増幅器特性」、第６回国際真空電子工学会議、ノールトウェイク、オランダ、２００５年４月を参照されたい。

最も効率的なマルチビームペイロードは、通常、３本又は４本のアンテナを用いて、一定の組の連続ビームを生成するビーム毎単一給電（ＳＦＢ）構成である。これらのビームは、高水準の周波数再利用、例えば、４周波数「色」再利用方式を用いる。ＳＦＢの本質的に不利な点は、柔軟性の欠如、特に、ビームへの電力配分である。ＭＰＡを適用すると、この柔軟性が提供され、容量（伝送電力）が到達範囲領域の需要の動的変化に追い付けるようにすることによって、この構成の実用性が大幅に強化される。ＭＰＡは、広帯域可変帯域幅トランスポンダに用いて、各ビームに帯域幅だけでなく電力を柔軟に割当てることができ、各場合において最適なリンク性能を保証する。可変帯域幅は、アナログ又はデジタル信号処理のいずれかを用いて提供し得る。

本質的に、ＭＰＡは、２^Ｎ（Ｎ＝１、２、等）個の信号入力を有する入力バトラーマトリクス又は適切な混成回路ネットワークを含んでおり、また、これらの入力の各々に同じ数（２^Ｎ）の増幅器への接続を等しく提供する。増幅器の出力は、他のバトラーマトリクス又は入力ネットワークの構成と鏡像関係にある混成回路の集合体であって、増幅器出力を再合成して同一であるが増幅された元の組の信号にする混成回路の集合体に供給される。ＭＰＡの大きな利点は、各入力ポートに各増幅器への接続を等しく提供する際、各ポートで利用できる接続可能な電力は、各個別増幅器の電力をＰとすると、２^Ｎ×Ｐとなることである。従って、ＭＰＡは、高い自由度を具現化し、２^Ｎ個の入力間で動的に極めて柔軟に共有し得る広範囲の出力電力を提供する。

Ｋｕ及びＫａ帯域ＭＰＡを提供する際の本質的な課題は、対象周波数（Ｋｕ帯域の１２ＧＨｚ、Ｋａ帯域の２０ＧＨｚ）における増幅器と他のユニットとの間の位相及び振幅追従の問題、並びにポート間絶縁性能に対するこの追従の影響の問題（所謂、クロストーク問題）である。

ＭＰＡ性能への振幅／位相の不整合の影響は、詳細に調査され、不整合の影響を緩和し得る設計特徴／セットアップが、特に、絶縁に関して見つかっている。式及び信号フロー図は、マルチビームペイロード用にＭＰＡがどのように最適化され、同じビーム「色」のポート間に最良の絶縁を提供し得るか示す。この解析は、特に、専ら混成回路で構成されるＩＮＥＴ及びＯＮＥＴを用いた８ポートのＭＰＡを参照するが、これは、一般的に最も関心の高い構成である。しかしながら、ＭＰＡの対称的性質及び拡張性のために、解析の論拠は、一般的に、任意の次数に及びバトラーマトリクスＩＮＥＴ／ＯＮＥＴを具現化する方式に適用可能である。現在、４及び８ポートＭＰＡが、使用されている。ポートが１６以上を超えるＭＰＡは、本発明はＭＰＡが複雑になるほど価値を増すが、設計の複雑さのために好まれないことがある。

本発明の第１態様により、マルチポート増幅器の調整方法を提供する。マルチポート増幅器には、並列に配置した偶数個の電力増幅器であって、各増幅器が他の１つの増幅器と対になる電力増幅器と、一連の入力ポート及び一連の出力ポートであって、入力ポートは、信号分割ネットワークによって増幅器に接続され、出力ポートは、信号合成ネットワークによって増幅器に接続される一連の入力ポート及び一連の出力ポートと、が含まれる。これによって、任意の所定入力ポートの入力信号は、全ての増幅器によって増幅され、そして、再合成されて所定出力ポートの出力信号になる。本方法には、各増幅器の信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に整合する段階であって、対でない増幅器間の前記整合より更に厳しく整合する段階が含まれる。

衛星での使用及び他の通信用途の場合、電力増幅器は、通常、マイクロ波電力増幅器である。

従来の調整は、全ての増幅器を同程度の精度で整合する段階を伴うものであり、また、所定入力ポートに要求される同じ絶縁が、全出力ポートにおいて達成されるまで、各増幅器の利得及び位相調節を伴う反復プロセスである。このことは、各反復において、各入力ポートが順次励起する状態で全出力ポートの位相及び利得値を測定する段階（即ち、８ポートＭＰＡの場合、各反復において合計２×８×８測定（位相及び利得））を伴う。更に、調整には、周囲の高温及び低温での要求性能を保証するなどの多くの段階があり得る。従って、幾つかのポートにおける絶縁要件を低減し、それに応じて増幅器調整を軽減するＭＰＡの何らかの構成により、時間及びコストが大幅に節減される。

本発明の方法は、増幅器及び混成回路の部分的な整合だけを必要とし、実際そうであるが、調整時間の効率が、２０乃至３０％改善されている可能性があると推定されている。

各増幅器をその対の増幅器に整合する前記段階は、好適には、互いに隣接した対の増幅器を整合する前記段階によって実行される。

これら各ＨＰＡ対は、それらの関連する混成回路と共に、好適には、自己完結型のユニットとして、また、好適には、各ユニット用の共通電源と共に、一体化される。

信号分割及び信号合成ネットワーク各々には、一連の信号分割及び信号合成混成回路をそれぞれ含むことができ、また、互いに隣接した対の増幅器を整合する前記段階には、更に、前記各対の増幅器に最も近い接続のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階を含む。

各増幅器対が、隣接増幅器対である場合、その対及びそれに最も近い接続のそれぞれの入出力混成回路には、共通電源を有する自己完結型組立体を含み得る。

各増幅器をその対の増幅器に整合する前記段階は、前記対の１つおきの増幅器を整合する段階によって実行し得る。この場合、対の１つおきの増幅器を整合する前記段階には、更に、各対の増幅器に最も近い及び次に近い接続双方のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階を含み得る。

各増幅器をその対の増幅器に整合する段階は、更に、４番目毎に対の増幅器を整合する段階によって実行し得る。これが行われ、また、信号分割及び信号合成ネットワークの各々に一連の信号分割及び信号合成混成回路がそれぞれ含まれる場合、対の増幅器を整合する段階には、更に、各対の増幅器に最も近く、２番目に近く、及び３番目に近い接続のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階を含み得る。

各増幅器の信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に整合する段階を実行して、ほぼ１０乃至１５度の信号位相及び１．０乃至２ｄＢの利得の範囲内にすることができ、更に厳密には、ほぼ７乃至１０度の信号位相及び０．７乃至１．０ｄＢの利得の範囲内に、更により厳密には、ほぼ５乃至７度の信号位相及び０．５乃至０．７ｄＢの利得の範囲内にすることができるが、或る状況で更に良い整合が必要な場合、実質的に５度より小さい信号位相及び０．５ｄＢより小さい利得の範囲内の整合が得られる。これは、前の３つの範囲の更に緩い整合を得るより時間はかかるが、常に、狭い範囲で整合するのは対の増幅器だけであり、また、多くの場合、対でない増幅器は、それらの製造時の状態から調節を全く必要としないことを認識されるであろう。従って、前記対でない増幅器を整合する段階は、実質的に１５乃至２０度の信号位相及び１．５乃至２．５ｄＢの利得の間で実行し得る。

混成回路は、少なくともほぼ１０度の信号位相及び１ｄＢの挿入損失に全て整合し得る。

混成回路出力ポート間の９０度の位相差からのずれは、少なくとも実質的に５度に設定することができ、また、混成回路入出力ポート間の挿入損失は、少なくとも実質的に０．３ｄＢに設定することができる。

隣接対の各増幅器間を少なくとも１０度の信号位相及び１．０ｄＢに整合する段階は、４周波数色再利用で動作するＳＦＢ構成に最小２４ｄＢの絶縁を提供する。少なくとも７度の信号位相及び０．７ｄＢの場合、同じ構成では、経年変化及び熱変動に備えるためのマージン２ｄＢと共に２６ｄＢの絶縁を提供する。これより狭い範囲の整合は、例えば、少なくとも５度の信号位相及び０．５ｄＢへの整合は、４色再利用及び電力が大幅に異なる搬送波で動作するＳＦＢ構成等では好適なことがある。しかしもちろん、実現するのは、更に困難であり、また従って、更に費用がかかる。

良い整合は、更に、異なる色のポート間の許容可能な絶縁及び許容可能な合成効率を保証するために、隣接しないＨＰＡ間にも必要であるが、同じ色のポート間の絶縁と同じ程度でなくてよい。絶縁評価及び合成効率を提供する研究例を提示する。これらは、ＭＰＡシミュレーションを通して確認する。

（４ポート以上を備えたＭＰＡの場合）対の１つおきの増幅器の整合を、（８ポート以上を備えたＭＰＡの場合）４番目毎の増幅器の整合を、（１６ポート以上を備えたＭＰＡの場合）８番目毎の増幅器の整合を適用し、以降同様に適用する。また、この整合は、対でない増幅器間の整合より更に厳密なものとなる。

本発明の第２態様により、マルチポート増幅器を提供する。マルチポート増幅器には、並列に配置した偶数個の電力増幅器であって、各増幅器が他の増幅器と対になる電力増幅器と、一連の入力ポート及び一連の出力ポートであって、入力ポートが、信号分割ネットワークによって増幅器に接続され、出力ポートは、信号合成ネットワークによって増幅器に接続される一連の入力ポート及び一連の出力ポートと、が含まれる。これによって、任意の所定入力ポートの入力信号が、全ての増幅器によって増幅され、そして、再合成されて所定出力ポートの出力信号になる。マルチポート増幅器は、本発明の第１態様の方法により調整する。

信号分割及び合成ネットワークには、各々、８×８バトラーマトリクスを含み得る。

信号分割ネットワークは、他の選択肢として、信号合成ネットワークが一連の信号合成混成回路を含む状態で、一連の信号分割混成回路を含み得る。

マルチポート増幅器には、８ポートを含むことができ、また、信号分割及び合成ネットワークには、混成回路間移相器の無いバトラーマトリクスと等価な３列の混成回路を各々含み得る。最初の４つの入力ポートは、異なる非重複周波数帯に各々接続してよく、第２の４つの入力ポートは、同じ４つの周波数帯の内の１つに各々接続してよい。

他の一実施形態において、最初の４つの入力ポートは、２つの異なる非重複周波数帯に交互に接続し、また、第２の４つの入力ポートは、２つの異なる非重複周波数帯に各々接続するが、このとき第１組の４つの入力ポート用の２つの周波数帯は、第２組のものと異なる。

更に他の一実施形態において、対の隣接入力ポートは、同じ周波数帯域に接続するが、各対は、４つの異なる非重複周波数帯域の内の１つに接続する。

各出力ポートは、ビーム毎単一給電式マルチビームアンテナのそれぞれのアンテナ給電線に接続することができ、これによって、定義した周波数再利用パターンに基づく周波数で一組のビームを形成する。

本明細書に提示した絶縁解析により、マルチビーム周波数再利用方式における最適な絶縁のための出力ポート選択が可能になり、また、ＩＭ解析は、ＩＭ干渉を最小にするために入力ポートへの周波数配分を支援する。

混成回路及び移相器の双方を具現するバトラーマトリクスよりもむしろ、専ら混成回路から構築したＩＮＥＴ及びＯＮＥＴを用いる８ポートＭＰＡを表す図。 本発明に用いられる混成回路を表す図。 ８ポートＭＰＡにおける信号フロー図であって、整合済み隣接対の増幅器のヌル信号点を示す図。 ＭＰＡにおける他の選択肢としての信号フロー図であって、対の１つおきの増幅器を整合するための他の選択肢としてのヌル信号点を示す図。 ＭＰＡにおける他の選択肢としての信号フロー図であって、４番目毎の増幅器を整合するための他の選択肢としてのヌル信号点を示す図。 ＭＰＡにおける信号フロー図であって、全増幅器を整合するために、信号の強め合う加算を示す図。 各出力における絶縁の定義において重要なＭＰＡ装置を要約する表。 ８ポートＭＰＡの３搬送波３次相互変調積の出力ポートを示す表。

次に、図面を参照して例を挙げて本発明について述べる。
８ポートＭＰＡの図を図１に示す。それには、４つの入力混成回路の３列の組と、一列の８個の増幅器と、４つの出力混成回路の３列の組と、が含まれる。

混成回路要素（入力又は出力混成回路）の定義を図２に与える。入出力信号、即ちｐ_１及びｐ_２並びにｑ_１及びｑ_２は、複素数と仮定する。混成回路の伝達関数は、従って、次式で表される。

上式において、Ｃ_１１、Ｃ_１２、Ｃ_２１、Ｃ_２２は、全て不変複素係数であり、次式で表し得る。

理想的には、完全混成回路の場合、全てｒ＝１／√２及び全てθ＝０であり、伝達行列は、次式となる。

実用的な混成回路の場合、ｒ及びθは、理想値から外れる。偏差が小さい（√２／ｒ＜０．２ｄＢ、θ＜１０°）場合、以下の近似式を作ることができる。

上式において、αは、全ての入力又は出力混成回路に共通の損失係数（混成回路が導波管の中にあるか同軸ケーブルの中にあるか等に応じて、０．２ｄＢから０．７ｄＢの間）であり、σ及びθは、それぞれ公称値からの振幅及び位相偏差である（振幅及び位相についてそれぞれ公称値＝１．０及び０°）。

解析時、増幅器は、複素利得Ｇについて完全に線形であると仮定し、次の関数で表す。

上述したように、また、ＭＰＡトランスポンダにおいて理想的には、全ての増幅器は、整合されて同じ値のＧ及びΦを有する。しかしながら、実用的な増幅器の場合、或る平均利得及び移相値Ｇ_０及びΦ_０をそれぞれ基準にして偏差Δ及びδが存在する。偏差が小さい場合（Δ＜０．５ｄＢ、δ＜１０°）、利得関数は、次式で表し得る。

ＭＰＡの総伝達行列は、次式で与えられる。

上式において、ｔ、ｘ、及びｙは、図１に示した第１、第２、及び第３入力混成回路列の伝達行列（全合成伝達関数Ω）であり、ｔ’、ｘ’、及びｙ’は、対応する出力混成回路列の伝達行列（全合成伝達関数Γ）である。

入力混成回路各列の行列表現を以下に示す。混成回路伝達係数の添え字は、図１に示す混成回路の文字名称に対応する。

出力混成回路組の行列表現を以下に示す。

理想混成回路の場合、即ち、全てＣ_１１、Ｃ_２２＝１／√２、及び全てＣ_１２、Ｃ_２１＝ｊ／√２であり、また、利得１で移相ゼロの増幅器を仮定すると、全伝達行列は、式（１１）で与えられる。

従って、ｑ１＝−ｊｐ８、ｑ２＝−ｊｐ７等である。

Ｃ_１１、Ｃ_２２、Ｃ_１２、Ｃ_２１、及びＡの実際の値を仮定すると、Φの完全行列表現は、数学的に扱いにくくなる。ＭＰＡ伝達関数の具体的な特性を示すために、この行列からの要素の選択を以下に示す。これらは、全てＩ／Ｐポート１に関するが、式の選択によって示した一般的な特性は、任意の他のＩ／Ｐポートに同様に適用可能である。

例えば、Φ_１１（式１２）は、Ｉ／Ｐポート１の信号レベルであって、Ｏ／Ｐポート１に現れる信号レベルを表し、Φ_５１（式１４）は、Ｏ／Ｐポート４に現れる信号レベルを表す。

理想的なシステムの場合、Φ_１１からΦ_７１は、＝０（完全な絶縁）であり、Φ_８１＝−ｊとなるべきである。しかしながら、実際の構成要素では、ポート間の絶縁には限界がある。

上式の検証により、以下のことが実証される。

Φ_１１、Φ_４１（示さないが、Φ_３１及びΦ_４１にも該当する）：対応するＯ／Ｐポートにおける絶縁は、本発明に基づき、対の隣接増幅器（Ａ_１／Ａ_２、Ａ_３／Ａ_４、等）間において、最も内側の混成回路Ｊ、Ｋ、Ｌ、及びＭ並びにａ、ｂ、ｃ、及びｄの品質（Ｏ／Ｐポート間の挿入損失差及び９０°からの偏差）を整合することによって、１次近似値まで求められる。この特性は、式１２及び１３の関連係数に下線を引くことにより、また、図３の信号フロー図により示す。フロー図は、隣接増幅器とそれらの関連混成回路間を整合した状態で、最も内側の出力混成回路のＯ／Ｐ（点Ｓ）において信号の自己相殺が起こることを示す。この効果は、例えば、ポートｐ１に信号入力がある増幅器対Ａ_５／Ａ_６を参照して説明し得る。増幅器Ａ_６の場合、最も近い入力混成回路（Ｌ）の入力から最も近い出力混成回路（ｃ）の出力までの相対的な移相は、Ａ_５を介した同じポート間の位相シフトより１８０°大きい。この位相差は、増幅器組の両側の混成回路によって生成された２つの９０°シフトによってもたらされ、図示するように相殺が生じる。従って、中間及び外側混成回路の品質は、これらの場合、絶縁に深刻な影響を及ぼさない。実際、これらの場合、最良の整合及びそれによる絶縁のために、増幅器対及び関連する混成回路（例えば、混成回路Ｌ及びｃを備えたＡ_５／Ａ_６）は、一体型組立体として構成し得る。

Φ_５１（示さないが、Φ_６１にも該当する）：これらの場合、絶縁は、対の１つおきの増幅器（Ａ_１／Ａ_３、Ａ_２／Ａ_４、等）間及び品質を整合することによって、また、最も内側及び中間の混成回路組を整合することによって本質的に決定する。対応する信号フロー図を図４に示す。これは、第１混成回路行のＯ／Ｐ（点Ｓ’）において信号の強め合う加算が起こり、中間行のＯ／Ｐ（Ｓ）において相殺が起こることを示す。また、相殺は、増幅器対のいずれかの側の混成回路による、この場合、中間列の混成回路による２×９０°の移相差の導入の観点で説明し得る。例えば、対Ａ_２／Ａ_４の場合、入力ポートｐ１に信号が印加された状態では、関連する混成回路は、「Ｅ」及び「ｆ」である。

Φ_７１：この場合、絶縁は、４番目毎の増幅器（Ａ_１／Ａ_５、Ａ_２／Ａ_６、等）間及び品質を整合することによって、また、最も内側、中間、及び最も外側の混成回路の組、即ちＭＰＡにおける全ての構成要素を整合することによって本質的に決定される。この場合、信号相殺は、図５に示すように、最も外側の混成回路のＯ／Ｐ（点Ｓ）において起こる。この場合、２×９０°位相シフトは、最も外側の混成回路列によって導入される。例えば、対Ａ_２／Ａ_６の場合、入力ポートｐ１に信号が印加された状態で、関連する混成回路は、「Ａ」及び「ｍ」である。

Φ_８１：これは、所望の出力と関連し、合成損失を表す。全ユニット間の整合に依存するが、絶縁と同程度に重要ではない。この場合、強め合う加算は、図６に示すように、出力ネットワーク中で（点Ｓ’において）起こる。

各Ｏ／Ｐにおける絶縁の定義において重要なＭＰＡ装置の概要を図７に与える。これによって、各Ｏ／Ｐポートについて、対応するＩ／Ｐポートの信号からの良好な絶縁を達成するために整合すべき装置を識別する。以下の凡例をこの表に適用する。

Ｘ：整合された隣接増幅器（Ａ１／Ａ２、Ａ３／Ａ４、・・・）及び整合された関連する最も内側の混成回路

Ｙ：整合された１つおきの増幅器（Ａ１／Ａ３、Ａ２／Ａ４、・・・）並びに整合された最も内側及び中間の混成回路組

Ｚ：整合された４番目毎の増幅器（Ａ１／Ａ５、Ａ２／Ａ６、・・・）、最も内側、中間、及び最も外側の整合された混成回路組

図７の項目「ＯＰ」は、所定Ｉ／Ｐポートに対応する所望のＯ／Ｐポートを示す。

ここで、絶縁は、所定出力ポートにおける望まれる信号挿入損失と望まれない信号挿入損失（任意の合成損失を含む）の比として定義され、全体的なＭＰＡ伝達行列Φの観点で次式のように定義される。

上式において、ｍ及びｎは、それぞれ干渉信号及び所望の信号の入力ポートである。（Ｎ−ｎ＋１）は、所望の信号の出力ポートであり、Ｎが出力ポートの総数又はＭＰＡの次数、この場合、８であって、また、（Ｎ−ｎ＋１）により、Ｉ／ＰとＯ／Ｐとの間のポート付番の入れ替わりを考慮する。

絶縁の厳密な表現は、個々の混成回路及び増幅器の性能パラメータの観点において、式（１７）に定義されたように、関連する行列要素Φ_{（Ｎ−ｎ＋１），ｍ}及びΦ_{（Ｎ−ｎ＋１），ｎ}を平方した係数の比をとることによって得られる。

しかしながら、以下に提示した式は、性能パラメータのｒｍｓ値に基づいており、絶縁の平均値を生成する。ここで用いる項には、混成回路の不完全性が含まれる。

平均値からの増幅器の利得及び位相偏差がそれぞれΔ及びδによって式（７）のように表され、混成回路偏差がσ及びθによって式（４）及び（５）のように表される場合、次のように仮定される。

上式において、Ｎは、増幅器の数であり、ＭＰＡ入力又は出力ポートの数に等しく、また、Ｍ＝混成回路の数＝Ｎｌｏｇ２Ｎである。Δやδ等の平均値は、次式で定義される。

式（１２）から（１６）までの第１次近似式に対して、８ポートＭＰＡの平均絶縁は、デシベルで次式のように与えられることを示し得る。

上式において、εは、増幅器及び混成回路の振幅／位相偏差のｒｍｓ和である。この和に含まれる係数は、所定Ｉ／Ｐポートに対してどのＯ／Ｐポートを考慮しているかに依存する。これらの係数は、図７を参照して以下のように特定し得る。
Ｘによって示される場合、

上式において、

及び

は、それぞれ、一対の隣接増幅器（Ａ１／Ａ２、Ａ３／Ａ４、等）間のｒｍｓ振幅及び位相不整合であり、また、

及び

は、最も内側の混成回路組の品質（即ち、所定混成回路のＯ／Ｐポート間の平均挿入損失差、及びその出力ポート間の９０°からの偏差）に対応する。

Ｙによって示される場合、

上式において、

及び

は、それぞれ、１つおきの増幅器（Ａ１／Ａ３、Ａ２／Ａ４、等）間のｒｍｓ振幅及び位相不整合であり、

及び

は、それぞれ、最も内側の組における隣接混成回路間のｒｍｓ挿入損失及び位相不整合であり、また、

及び

は、中間の混成回路組の品質（即ち、所定混成回路のＯ／Ｐポート間の平均挿入損失差、及びその出力ポート間の９０°からの偏差）に対応する。

Ｚによって示される場合、

上式において、

及び

は、それぞれ、４番目毎の増幅器（Ａ_１／Ａ_５、Ａ_２／Ａ_６、等）間のｒｍｓ振幅及び位相不整合であり、

及び

は、それぞれ、最も内側の組における１つおきの混成回路間のｒｍｓ挿入損失及び位相不整合であり、

及び

は、それぞれ、中間の組における隣接混成回路間のｒｍｓ挿入損失及び位相不整合であり、また、

及び

は、最も外側の混成回路組の品質（即ち、所定混成回路のＯ／Ｐポート間の平均挿入損失差、及びその出力ポート間の９０°からの偏差）に対応する。
上式において、位相及び振幅不整合は、個々の装置の偏差としてでなく、装置間の差として表される。

第１次近似値によるＭＰＡの合成損失（抵抗損を除く挿入損失）は、次のように示し得る。

あまり厳密でない整合が対でない増幅器に適用された状態で、整合が対の隣接増幅器に適用される例として、以下のことが、実用的な装置性能として仮定される。
対の隣接増幅器間の整合：０．７ｄＢ及び５°
対でない増幅器間の整合：２ｄＢ及び１５°
混成回路品質：Ｏ／Ｐポート間の差は０．３ｄＢ、９０°からの偏差は５°
異なる混成回路間の整合：１ｄＢ及び１０°

以下の平均絶縁が、図７に示したＸ、Ｙ、及びＺの３つの場合について、導かれる。
Ｘ：２７ｄＢ、Ｙ：１８ｄＢ、Ｚ：１７ｄＢ、合成損失：０．３０ｄＢ

従って、約１０ｄＢの改善が、対の隣接増幅器（図７においてＸで示した場合）のより良い整合で得られる。従って、対の隣接増幅器は、利点として、それらの関連する最も内側の混成回路と共に一体型組立体としてパッケージ化し得る。この場合、組立体の各対は、利点として、共通電源を動力源にするように構成する。組立体内の２つの増幅器の共通電源を用いると、その組立体の固有の追従性能が、強化される。このことは、位相追従が増幅器間の電源整合に大きく依存する進行波管増幅器にとって、特に有益である。

この構成によれば、ポート１乃至４を用いる信号間とポート５乃至８を用いる信号間に最良の絶縁が提供される。従って、マルチビーム周波数再利用方式において、例えば、４色再利用方式において、ビーム周波数Ｆ１がポート１乃至４の組で１度だけ用いられ、ポート５乃至８で１度だけ繰り返される場合、最良の絶縁を達成し得る。従って、この構成の８ポートＭＰＡは、理想的には、Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、及びＦ４がポート１乃至４に割り当てられポート５乃至８で繰り返される４色再利用方式に適合する。

追従性能への依存がそれほど決定的ではない性能には、異なる周波数又は「色」の出力ポート間の絶縁、及びＭＰＡ合成損失が含まれる。従って、異なる自己完結型組立体の増幅器（又は、進行波管増幅器用の位相合成管「ＰＣＴ」）間の追従要件が、緩和され、ＭＰＡセットアップ及び試験時間が減少し得る。

図７を参照すると、対でない増幅器間の整合があまり厳しくない状態で、対の１つおきの増幅器を整合することによって、本構成は、更に４色再利用方式に適合することが確認されるが、この場合、Ｆ１がポート１及び３に、Ｆ２がポート２及び４に、Ｆ３がポート５及び７に、また、Ｆ４がポート６及び８に適用されている。同様に、４番目毎の増幅器を整合するとき、本構成は、Ｆ１がポート１及び２に、Ｆ２がポート３及び４に、Ｆ３がポート５及び６に、また、Ｆ４がポート７及び８に適用された状態で、４色再利用方式に同様に適合する。しかしながら、これらの場合、増幅器に最も内側の関連混成回路を加えて自己完結型組立体に一体化できるという隣接増幅器対の利点が、失われる。更に、これらの場合、絶縁を定義する式（式２２及び２３）に更に多くの混成回路ユニットが持ち込まれる。従って、対の隣接増幅器の場合と同じ装置性能であるが、今度は、１つおきの増幅器間を対にすると仮定すると、平均絶縁は、ここで、次のようになる。
Ｘ：２０ｄＢ、Ｙ：２１ｄＢ、Ｚ：１７ｄＢ、合成損失：０．３４ｄＢ

そして、４番目毎の増幅器を整合する場合、結果は、次のようになる。
Ｘ：２０ｄＢ、Ｙ：１８ｄＢ、Ｚ：２０ｄＢ、合成損失：０．３８ｄＢ

１つおき及び４番目毎に対になる増幅器の整合の上記結果と比較して、隣接増幅器の整合結果（Ｘ：２７ｄＢ、Ｙ：１８ｄＢ、Ｚ：１７ｄＢ）は、大幅に良く、多くの用途に対して好適な解決策になるであろう。

次に、ＭＰＡ相互変調積（ＩＭＰ）の場合、これらは、ＨＰＡの非線形性から生じ、公知の級数展開によって表し得る。

上式において、Ｖ_ｉｎ及びＶ_ｏｕｔは、ＨＰＡ入出力信号電圧であり、α_１、α_２、α_３、・・・は、固定した係数である。ＭＰＡの場合、増幅器Ａ_１、Ａ_２、・・・への入力における信号組Ｖ_ａ１、Ｖ_ａ２、・・・は、次式で与えられる。

上式において、Γは、入力混成回路組の伝達行列であり（式（８）を参照）、また、ｐ１、ｐ２、・・・は、ＭＰＡ入力信号電圧である。

各増幅器出力に現れるＩＭＰ、即ち、ＩＭ_ａ１、ＩＭ_ａ２、・・・は、式（２５）から求める。（対象となる積の次数と同じ累乗に引き上げられる式（２５）の項に対応する）選択した相互変調積の場合、ＭＰＡのＯ／Ｐに現れるＩＭＰ、即ち、ＩＭ_１、ＩＭ_２等は、次式で与えられる。

上式において、ＩＭ_ａ１、１Ｍ_ａ２、・・・は、増幅器Ａ_１、Ａ_２、・・・の出力における選択したＩＭＰであり、Ωは、出力混成回路組の伝達行列である（式（８））。

以下のことが、解析から結論付けられる（理想的なＭＰＡ混成回路及び増幅器追従を仮定して）。
複数の搬送波が単一のＩ／Ｐポートに印加された場合、他のどのポートにも積が現れることなく、対応するＯ／Ｐポートに全ＩＭ積が出現する。
それぞれ周波数Ｆ_ａ及びＦ_ｂの２つの搬送波が、２つの異なるＩ／Ｐポートに印加されると、２つの搬送波の第Ｎ番目の積（Ｎ＝ｍ＋ｎでありｍ−ｎ＝１、即ち、３番目、５番目、７番目、・・・等）は、次のように出現する。
ＩＭＰであるｍＦ_ａ−ｎＦ_ｂは、ｍが偶数であれば、Ｆ_ｂのＯ／Ｐ、ｍが奇数であれば、Ｆ_ａのＯ／Ｐに出現する。
ｍＦ_ｂ−ｎＦ_ａは、ｍが偶数であれば、Ｆ_ａのＯ／Ｐ、ｍが奇数であれば、Ｆ_ｂのＯ／Ｐに出現する。

３つの搬送波Ｆ_ａ、Ｆ_ｂ、Ｆ_ｃが３つの異なるポートに印加された場合、最も高いレベルのＩＭＰ、即ち、３つの搬送波の３次の積は、全て、同じ出力ポートに出現するが、これは、所望の信号ポートのいずれとも異なる。このことは、例えば、タナカ（Ｍ．Ｔａｎａｋａ）、スズキ（Ｙ．Ｓｕｚｕｋｉ）、「マルチポート増幅器の非線形歪解析」、ＡＩＡＡ、第２２回国際通信衛星システム会議、モンテレー（Ｍｏｎｔｅｒｅｙ）、２００４年５月、らの他の解析とほぼ一致しており、また、図８において、８ポートＭＰＡについて実証される。これにより、３つの別々の入力搬送波の５６通りの組合せ全てについて、３搬送波ＩＭＰが出現するＯ／Ｐポートが特定される。これらの場合のＩＭＰ位置の特定は、厄介な上位ＩＭＰを高感度なトラフィックから離して位置付ける目的で、マルチビームペイロードの周波数計画を構築する際に有用なことがある。

本発明は、特に、Ｋｕ及びＫａ帯域ＭＰＡに適用可能であるが、これらの周波数は、それに対応して短い波長（０．０２５乃至０．０１５メートル）を有する。これらの短い波長により、要求される追跡性能の達成は、ペイロードにうまく組み込まれてきたＬ又はＳ帯域構造（波長０．２乃至０．１４メートル）と比較して、特に困難になる。従って、Ｋｕ及びＫａ帯域ＭＰＡの配分及び試験時間は、長くなり、また、より多くの費用を要し、従って、これらの周波数に本発明を用いると、更に効果的である。

Ａ１〜Ａ８ マイクロ波電力増幅器
ｐ１〜ｐ８ 一連の入力ポート
ｑ１〜ｑ８ 一連の出力ポート
Ａ〜Ｍ 一連の入力混成回路
Ａ〜Ｍ 一連の出力混成回路

Claims (25)

1. マルチポート増幅器の調整方法であって、マルチポート増幅器には、
   並列に配置した偶数個の電力増幅器であって、各増幅器は、他の増幅器と対になる前記電力増幅器と、
   一連の入力ポート及び一連の出力ポートであって、入力ポートの数及び出力ポートの数は、電力増幅器の数と同じであり、入力ポートは、信号分割ネットワークによって増幅器に接続され、出力ポートは、信号合成ネットワークによって増幅器に接続される前記一連の入力ポート及び一連の出力ポートと、が含まれ、
   これらによって、任意の所定入力ポートの入力信号が、全ての増幅器によって増幅され、そして、再合成されて所定出力ポートの出力信号になり、
   前記方法には、各増幅器の信号位相及び利得をその対である増幅器の信号位相及び利得に、対でない増幅器間の整合より更に厳密に整合する段階が含まれる調整方法。
2. 請求項１に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器をその対の増幅器に整合する前記段階は、互いに隣接した対の増幅器を整合する段階によって実行される調整方法。
3. 請求項２に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、信号分割及び信号合成ネットワークには、各々、一連の信号分割及び信号合成混成回路がそれぞれ含まれ、また、互いに隣接した対の増幅器を整合する前記段階には、更に、各々の前記対になる増幅器と最も近い接続のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階が含まれる調整方法。
4. 請求項３に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、隣接増幅器の各対及びそれらに最も近い接続のそれぞれの入出力混成回路には、共通電源を有する自己完結型の組立体が含まれる調整方法。
5. 請求項１に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器をその対の増幅器に整合する前記段階は、１つおきの増幅器を整合することによって実行される調整方法。
6. 請求項５に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、信号分割及び信号合成ネットワークには、各々、一連の信号分割及び信号合成混成回路がそれぞれ含まれ、また、対の１つおきの増幅器を整合する前記段階には、更に、各対の増幅器と最も近い及び次に近い接続双方のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階が含まれる調整方法。
7. 請求項１に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器をその対の増幅器に整合する前記段階は、４番目毎の増幅器間を整合することによって実行される調整方法。
8. 請求項７に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、信号分割及び信号合成ネットワークには、各々、一連の信号分割及び信号合成混成回路がそれぞれ含まれ、また、４番目毎に対になる増幅器を整合する前記段階には、更に、各対の増幅器と最も近く、２番目に近く、及び３番目に近い接続のそれぞれの入出力混成回路の信号位相及び挿入損失を整合する段階が含まれる調整方法。
9. 前述の請求項のいずれかに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器の前記信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に、実質的に１０乃至１５度の信号位相及び１乃至２ｄＢの利得の範囲内まで整合する段階が含まれる調整方法。
10. 請求項１乃至８の内のいずれか１つに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器の前記信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に、実質的に７乃至１０度の信号位相及び０．７乃至１．０ｄＢの利得の範囲内まで整合する段階が含まれる調整方法。
11. 請求項１乃至８の内のいずれか１つに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器の前記信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に、実質的に５乃至７度の信号位相及び０．５乃至０．７ｄＢの利得の範囲内まで整合する段階が含まれる調整方法。
12. 請求項１乃至８の内のいずれか１つに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、各増幅器の前記信号位相及び利得をその対の増幅器の信号位相及び利得に、実質的に５度より小さい信号位相及び０．５ｄＢより小さい利得の範囲内まで整合する段階が含まれる調整方法。
13. 請求項１乃至８及び１０乃至１２の内のいずれか１つに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、前記対でない増幅器を実質的に１５至２０度の信号位相及び１．５乃至２．５ｄＢの利得の間に整合する段階が含まれる調整方法。
14. 請求項３、４、６、又は８のいずれかに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、全ての混成回路を少なくとも実質的に１０度の信号位相及び１ｄＢの挿入損失に整合する段階を含む調整方法。
15. 請求項３、４、６、又は８に記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、混成回路出力ポート間の９０度の位相差からの偏差を少なくとも実質的に５度に設定し、混成回路入出力ポート間の挿入損失を少なくとも実質的に０．３ｄＢに設定する段階が含まれる調整方法。
16. 前述の請求項のいずれかに記載されたマルチポート増幅器調整方法であって、電力増幅器は、マイクロ波電力増幅器である調整方法。
17. マルチポート増幅器であって、
    並列に配置した偶数個の電力増幅器であって、各増幅器は、他の増幅器と対になる前記電力増幅器と、
    一連の入力ポート及び一連の出力ポートであって、入力ポートは、信号分割ネットワークによって増幅器に接続され、出力ポートは、信号合成ネットワークによって増幅器に接続される前記一連の入力ポート及び一連の出力ポートと、が含まれ、
    これによって、任意の所定入力ポートの入力信号は、全ての増幅器によって増幅され、そして、再合成されて所定出力ポートの出力信号になり、マルチポート増幅器は、前述の請求項のいずれかに記載の方法により調整されるマルチポート増幅器。
18. 請求項１７に記載のマルチポート増幅器であって、８ポートを含み、信号分割及び合成ネットワークには、各々、８×８バトラーマトリクスが含まれるマルチポート増幅器。
19. 請求項１７に記載のマルチポート増幅器であって、信号分割ネットワークには、一連の信号分割混成回路が含まれ、また、信号合成ネットワークには、一連の信号合成混成回路が含まれるマルチポート増幅器。
20. 請求項１９に記載のマルチポート増幅器であって、８ポートを含み、信号分割及び合成ネットワークには、各々、混成回路間移相器無しのバトラーマトリクスと等価な３列の混成回路が含まれるマルチポート増幅器。
21. 請求項１８、１９、又は２０に記載のマルチポート増幅器であって、最初の４つの入力ポートは、異なる非重複周波数帯に各々接続し、第２の４つの入力ポートは、同じ４つの周波数帯の内の１つに各々接続するマルチポート増幅器。
22. 請求項１８、１９、又は２０に記載のマルチポート増幅器であって、最初の４つの入力ポートは、２つの異なる非重複周波数帯に交互に接続し、第２の４つの入力ポートは、２つの異なる非重複周波数帯に各々接続して、第１組の４つの入力ポート用の２つの周波数帯は、第２組のものと異なるマルチポート増幅器。
23. 請求項１８、１９、又は２０に記載のマルチポート増幅器であって、対の隣接入力ポートが、同じ周波数帯域に接続し、各対は、４つの異なる非重複周波数帯域の内の１つに接続するマルチポート増幅器。
24. 請求項２１、２２、又は２３に記載のマルチポート増幅器であって、各出力ポートは、ビーム毎単一給電式マルチビームアンテナのそれぞれのアンテナ給電線に接続され、これによって、定義された周波数再利用パターンに基づく周波数を有する一組のビームを形成するマルチポート増幅器。
25. 請求項１７乃至２４のいずれかに記載のマルチポート増幅器であって、電力増幅器は、マイクロ波電力増幅器であるマルチポート増幅器。

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