JP2020092458A - マルチポート増幅器におけるアイソレーション - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＰＡにおけるアイソレーションの欠如を回避する。【解決手段】Ｎ×Ｎマルチポート増幅器ＭＰＡＭは、Ｎ‐入力の入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）と、Ｎ‐出力の出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）と、ＩＮＥＴとＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備える。２で割り切れる数のＮ個の信号経路と、Ｎ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路とを備え、Ｎ個の増幅器経路の半分は信号反転を備え、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴはそれぞれ１又は複数の直交ハイブリッド結合器（ＱＨＣ）を有し、各ＱＨＣの入力は一対の信号経路を含み、各ＱＨＣの出力は一対の信号経路を含み、ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの出力とＯＮＥＴにおける第２のＱＨＣの入力との間に一対の増幅器経路が配設され、Ｎ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路のうちの少なくとも１つの理想的な振幅利得がゼロになるように、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方にそれぞれ信号反転が配設される。【選択図】図３

Description

本発明は、マルチポート増幅器（ＭＰＡ）におけるアイソレーションに関し、特に、限定するものではないが、不完全な振幅バランスを有する複数の直交ハイブリッド結合器を使用して構成された複数の入力ネットワーク及び複数の出力ネットワークを使用する複数のＭＰＡにおける広帯域アイソレーションに関する。

ＭＰＡは、衛星通信などの通信に使用される周知の電力増幅器デバイスである。ＭＰＡは、例えば、周波数が１．５から２．６ＧＨｚの範囲にあるＬ＆Ｓ帯域、及び周波数が１２から２０ＧＨｚの領域にあるＫｕ＆Ｋａ帯域等の１ＧＨｚを超えるマイクロ波周波数で概して動作させられる。

ＭＰＡは、以下のように配設されたＮ個の入力、Ｎ個の出力、及びＮ個の増幅器経路を含む。Ｎ個の入力は、Ｎ個の出力を有する入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）に渡る。典型的に、ＩＮＥＴは、状況に適した任意の便利な伝送線路技術で実装された、例えば、マイクロストリップ、ストリップライン、同軸ケーブル、又は導波路といった低電力ネットワークである。ＩＮＥＴからのＮ個の出力はそれぞれ、並列に配設されたＮ個の同一の増幅器のうちの１つに渡る。それらの増幅器は、進行波管（ＴＷＴ）、又は固体増幅器であってよい。それらの増幅器からのＮ個の出力のそれぞれは、これもまたＮ個の出力を有する出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）へのＮ個の入力のうちの１つに渡る。ＯＮＥＴは、典型的に低損失の伝送線路技術を使用して実装される高電力ネットワークである。理論的に、ＯＮＥＴは、無損失性のネットワークである、すなわち、その複数の入力に入る電力は、抵抗性の伝送損失となって失われる電力を除いて、全てその複数の出力に現れる。

いくつかの増幅器から得られる合計電力が、いくつかの信号経路のうちの何れか又は全てにおいて使用されることを可能にすべく、複数のＭＰＡが使用される。任意の特定のＭＰＡ入力に入る信号に対して、出力信号が、Ｎ個の増幅器の全てによって増幅されて、ある特定の出力において生成される。その他のＮ−１個の出力には何の信号も現れないことが理想的である。

入力から望まない出力への複数の経路は、本明細書において「ヌル経路」と呼ばれる。ＭＰＡの中を通る、Ｎ個の所望の経路と、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル経路が存在する。ＭＰＡの目的は、Ｎ個の増幅器の合計電力が、任意の、存在している複数の信号レベルに単純に依存する割合で、Ｎ個の所望の信号経路の何れか又は全てにとって利用可能となることである。ＭＰＡの品質は、複数のヌル経路のアイソレーションによって決定される、すなわち、複数のヌル経路の利得に対する複数の所望の経路の利得の余剰分である。

典型的に、ＯＮＥＴは、数学的にＩＮＥＴの逆のものであり、複数の入力が複数の出力と入れ替えられている。この対称性により、ＯＮＥＴ及びＩＮＥＴを同じ設計のものにすることが可能になる。ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴはそれぞれ、信号分割用導波路デバイスのアレイを備える。通常、複数のハイブリッドデバイスを備えるネットワーク又はバトラーマトリックスが信号分割に使用される。なぜなら、そのような配置は使い勝手のよい利得特性及び位相シフト特性を有するからである。あるタイプのハイブリッド結合器は、図１ａに示されるような、２つの入力及び２つの出力を備える直交ハイブリッド結合器（ＱＨＣ）として知られる４ポート信号分割デバイスである。図１ｂに示されるような「分散行列」は、ある特定のポートの信号の、別のポートへの結合を表している。簡潔にするために、結合器は特定の周波数帯域にわたる無限大のリターンロス及び無限大の指向性を有すると仮定する。それにより、結合器の同じ側のポート間のゼロ結合（ｚｅｒｏ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を表すべく、分散行列に複数の０が挿入され得る。複数の「直接」経路は、結合αを有する経路であり、複数の結合経路は、ｉβを有する経路であり、複素変数ｉは９０°（直交）位相シフトを表している。ハイブリッド結合器が無損失性である場合、α^２＋β^２＝１である。

図２は、従来の２×２ ＭＰＡの例を表している。当該従来の２×２ ＭＰＡは、２入力／２出力のＩＮＥＴと、２入力／２出力のＯＮＥＴと、ＩＮＥＴの２つの出力とＯＮＥＴの２つの入力との間に介挿された、利得がＡである２つの同一の増幅器とを有する。当該ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴはそれぞれ、図１ａおよび図１ｂで定義されたようなＱＨＣから形成されている。経路１を介した入力Ａから出力Ａ＊への結合は、ｉαＡβである。経路２を介した入力Ａから出力Ａ＊への結合もまた、ｉαＡβである。従って、入力Ａから出力Ａ＊への所望の経路の振幅利得は、２ｉαＡβである。対称性により、入力Ｂから出力Ｂ＊への所望の経路の利得も同じであることが理解されよう。

ここで、入力Ａから出力Ｂ＊への仮定のヌル経路を検討する。経路１を介した入力Ａから出力Ｂ＊への結合は、α^２Ａであり、一方、経路２を介したそれは−β^２Ａである。従って、仮定のヌル経路の利得は、（α^２−β^２）Ａである。記載を簡潔にするために、α^２−β^２＝ｅとする。対称性により、入力Ｂと出力Ａ＊との間のヌル経路の利得も同じであることが理解されよう。

故に、デシベル（ｄＢ）で表わされる、各経路についての出力比に関して、所望の経路に対する仮定のヌル経路のアイソレーションは、１０Ｌｏｇ_１０（（２αβ／ｅ）^２）である。

数量ｅは周波数の関数である。なぜなら、周波数はαとβとの間のアンバランスの度合いを決定するからである。その結果、ｅ＝０である周波数ｆ_０という特別な場合においてのみ、アイソレーションは無限大になる。他の複数の場合では、ｅ＝ｅ＊である他の複数の周波数ｆ＊において、アイソレーションは非ゼロである１０Ｌｏｇ_１０（１／ｅ＊^２）に近づく。

故に、複数の従来のＱＨＣから構成されたＩＮＥＴ及びＯＮＥＴを使用するＭＰＡについて、ＭＰＡのアイソレーションは、個々のＱＨＣの振幅アンバランスと、その周波数に伴う変化とによって決定される。従って、複数のＱＨＣを使用する従来技術に従ってＭＰＡを構成し、広い周波数帯域にわたる完全なアイソレーションを維持することは不可能である。アイソレーションに対する制約は、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴと、どのようにそれらが相互結合されているかとによって決定されるので、それは複数の増幅器経路における調整又は補正によって軽減され得ない。換言すると、ヌル経路のアイソレーションを「等価なパッシブＭＰＡ（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｐａｓｓｉｖｅ ＭＰＡ）」のヌル経路のアイソレーションよりも向上させることは不可能である。等価なパッシブＭＰＡは、増幅器が除去され、ＩＮＥＴとＯＮＥＴとの間の接続を提供する、任意の、（増幅器性能を補償すべく存在してよい）遅延調整コンポーネント及び利得調整コンポーネントだけが残されたＭＰＡとして定義される。これらの遅延調整コンポーネント及び利得調整コンポーネントに関わらず、等価なパッシブＭＰＡのヌル経路のアイソレーションは、ただＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの特性によってのみ決定される。

故に、本発明の目的は、従来のＭＰＡにおけるアイソレーションの欠如を回避することである。

本発明の一態様によると、Ｎ‐入力の入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）と、Ｎ‐出力の出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）と、ＩＮＥＴとＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備えるＮ×Ｎマルチポート増幅器ＭＰＡが提供される。当該ＭＰＡは、２で割り切れる数のＮ個の所望の信号経路と、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路とを備え、Ｎ個の増幅器経路の半分は、Ｎ個の増幅器経路の残りの半分に対する信号反転を有し、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴはそれぞれ１又は複数の直交ハイブリッド結合器（ＱＨＣ）を有し、各ＱＨＣの入力は一対の信号経路を含み、各ＱＨＣの出力は一対の信号経路を含み、ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの出力とＯＮＥＴにおける第２のＱＨＣの入力との間に一対の増幅器経路が配設され、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路のうちの少なくとも１つの理想的な振幅利得がゼロになるように、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方にそれぞれ信号反転が配設される。

ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴは、ＩＮＥＴ又はＯＮＥＴを通過する特定の周波数の信号の利得及び位相変化に対して同じ周波数応答を有してよい。

１又は複数のＱＨＣは、広壁のショートスロットハイブリッドジャンクション及び／又は狭壁のショートスロットハイブリッドジャンクションから形成されてよい。

ＭＰＡは、アイソレーションをさらに向上させるべく、複数の増幅器経路における位相誤差及び振幅誤差を補償するための手段を備えてよい。

複数の増幅器経路は導波路を有してよく、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方の導波路の一連のＥ‐平面ベンド及びＨ‐平面ベンドを他方のそれに対して変更することによって、周波数に依存せず信号反転が達成されてよい。この手法により、追加の複数のコンポーネントを使用することなく反転を達成することが可能になる。

周波数に依存しない信号反転は、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方の導波路における９０°ツイストの対掌性を他方のそれに対して変更することによって、達成されてよい。同様に、この手法も、追加の複数のコンポーネントの使用を回避する。

周波数に依存しない信号反転は、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方における直線導波路を、１８０°ツイストを有する導波路で置き換えることによって達成されてよい。そのようなツイストは、製造が比較的簡単である。

信号反転は、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方における導波路から同軸への遷移を、他方のそれに対して物理的に反転することによって、周波数に依存せずに達成されてよい。

信号反転は、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方に反転変圧器を、他方に非反転変圧器を配置することによって、周波数に依存せずに達成されてよい。

信号反転は、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方に反転増幅器を、他方に非反転増幅器を配置することによって、周波数に依存せずに達成されてよい。

信号反転はまた、一方の経路において、他方の経路と比べて半分の波長の追加の伝送ラインを使用して、一周波数において、及び狭い周波数帯域のほぼ全体にわたって達成されてよい。

信号反転は、１つの経路に、ある長さの導波路を配置し、別の経路に、適切な長さの導波路であるが、異なる適切な、相対的な１８０度の位相シフトが近似的に得られるような断面積を有する導波路を配置することによって、有限な周波数帯域のほぼ全体にわたって得られてよい。

信号反転は、増幅器経路のＩＮＥＴと増幅器との間で実行されるよう構成されてよい。

信号反転は、増幅器経路の増幅器とＯＮＥＴとの間で実行されるように構成されてよい。

Ｎは２の累乗であってよく、そのような場合では、（１または複数の）信号反転は、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路の全ての理想的な利得がゼロになるように構成される。それにより最適な性能がもたらされる。

本発明の別の態様によると、Ｎ‐入力の入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）、Ｎ‐出力の出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）、及び、ＩＮＥＴとＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器を備えるＭＰＡが提供される。ＭＰＡは、整数ＬについてＮ＝２^ＬのＮ個の所望の信号経路と、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路とを備え、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴのそれぞれは、１又は複数の直交ハイブリッド結合器（ＱＨＣ）を有し、各ＱＨＣの入力は一対の信号経路を有し、各ＱＨＣの出力は一対の信号経路を有し、一対の増幅器経路が、ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの出力とＯＮＥＴ内の第２のＱＨＣの入力との間に配設される。ＩＮＥＴ内の予め決定されたランクのＱＨＣの結合の直交位相シフトは、ＯＮＥＴ内の同じ予め決定されたランクのＱＨＣの結合のそれとは逆方向である。

ここで、本発明の複数の実施形態が例として、図を参照して説明される。
ＱＨＣを使用して達成される信号結合の例を示す。 図１ａのＱＨＣの分散行列を示す。 従来の２×２ ＭＰＡを示す。 本発明の一実施形態に係る２×２ ＭＰＡを示す。 本発明の一実施形態に係る４×４ ＭＰＡを示す。 本発明の一実施形態に係る２×２ ＭＰＡの機能的表現を示す。 本発明の一実施形態に係る２×２ ＭＰＡの機能的表現を示す。 本発明の一実施形態に係る４×４ ＭＰＡの表現を示す。 本発明の一実施形態に係る４×４ ＭＰＡの表現を示す。 本発明の一実施形態に係る、Ｎは２の累乗である、Ｎ×Ｎ ＭＰＡの一般的な場合を示す。 本発明の別の実施形態に係るＱＨＣを使用して達成される信号結合の例を示す。 図８ａのＱＨＣの分散行列を示す。 複数の異なるタイプのＱＨＣを使用する、本発明の一実施形態に係る２×２ ＭＰＡを示す。 複数の異なるタイプのＱＨＣを使用する、本発明の一実施形態に係る４×４ ＭＰＡを示す。 本発明の一実施形態に係る６×６ ＭＰＡを示す。 図１１の６×６ ＭＰＡにおいて使用される３×３ バトラーマトリックスを示す。

以下の説明の理解を補助すべく、以下の複数の原則が提示される。それらの原則は、本発明が適用可能な全てのＮ×Ｎ ＭＰＡに当てはまる。
１）Ｎ×Ｎ ＭＰＡは、Ｎ‐入力・Ｎ‐出力のＩＮＥＴと、Ｎ‐入力・Ｎ‐出力のＯＮＥＴとから成り、ＩＮＥＴのＮ個の出力とＯＮＥＴのＮ個の入力との間にＮ個の同一の増幅器が介挿されている。
２）Ｎは正の整数であり、ＭＰＡのサイズを決定する。
３）Ｎ個の増幅器は、較正後、同一の振幅利得Ａと、定義された周波数帯域Ｂ内の任意の特定の周波数における挿入位相を有する。
４）ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴは、複数のＱＨＣと、Ｎが２の累乗でない場合では、バトラーマトリックスにあるような、一定の複数の位相シフトとから成る。
５）ＩＮＥＴ内のＱＨＣの「ランク」は、ＩＮＥＴから複数の出力に達するまでに通過する追加のＱＨＣの数＋１である。ＯＮＥＴ内のＱＨＣのランクは、入力からＯＮＥＴまでの、そのＱＨＣに達するまでに通過するＱＨＣの数＋１である。

ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴの構成要素である理想的な複数のＱＨＣに以下の更なる仮定が適用される。現実の複数のＱＨＣは、設計及び製造の不完全性に起因して起こる場合のみに限り、これらの理想から外れるものと仮定される。
６）全てのＱＨＣは、理論的には無損失性である。
７）全てのＱＨＣは、定義された周波数帯域Ｂにわたって無限大のリターンロス及び無限大の指向性を有する。
８）複数のＱＨＣは、周波数帯域Ｂにわたって、（説明の目的で）厳密に９０°の出力間位相差を維持する。これは、仮定７）から数学的に得られる。位相差は、以下でより詳細に説明されるように、本明細書において、特定のタイプのＱＨＣに依存する虚数ｉ又は−ｉと表わされる。

図３は、本発明の一実施形態に係る２×２ ＭＰＡの例を示す。ＭＰＡは、ＱＨＣ１０を有するＩＮＥＴと、ＩＮＥＴ ＱＨＣ１０と設計及び機能が同じＱＨＣ２０を有するＯＮＥＴとを備える。ＭＰＡは、ＩＮＥＴとＯＮＥＴとの間に２つの増幅器経路を有する。その各々は、利得Ａの増幅器３０、３１を含み、第２経路の増幅器３１の前には、周波数に依存せずに成されてよい信号反転（つまり−１の乗算）を導入するインバータ４０がある。本実施形態の変形においては、信号反転は第２経路の増幅器の内部で、又は増幅器の後に生じさせられてよい。それらの増幅器は、構造および機能に関して互いに同一の、当該分野で知られているようないくつかの従来の増幅器デバイスのうちの何れかで形成されてよい。例は、一対の整合進行波管増幅器である。当該ＭＰＡは、２つの入力、Ａ及びＢと、２つの出力、Ａ＊及びＢ＊とを有する。

ＱＨＣ１０、２０の各々は、入力信号の２つの出力経路への結合を実行し、図１ａに示されたタイプのものであってよく、図１ｂのその分散行列によって定義されてよい。ＩＮＥＴ ＱＨＣ１０は、入力Ａにおける信号の一部を「直接」経路と呼ばれるであろうものを介して、利得αで第１の増幅器経路に結合する。入力Ａにおける信号の別の一部は、「結合」経路と呼ばれるであろうものを介して、利得βで第２の増幅器経路に結合される。結合経路を通過する信号は、直接経路を通過する信号に対して９０°の位相シフトを受け、当該位相シフトは、複素変数ｉでの乗算によって表わされるものとし、それにより結合経路による利得はｉβとなる。

対称性により、直接経路及び結合経路のそれぞれは、入力Ｂにおいて受信された複数の信号に対して利得α及びｉβを加え、それぞれ、これらの信号を第２及び第１の増幅器経路に結合する。

更に、ＯＮＥＴ ＱＨＣ２０において同じ設計が使用されていることにより、直接経路及び結合経路は、増幅器の複数の出力からの複数の信号を出力Ａ＊及び出力Ｂ＊に結合する。

入力信号及び出力信号の位相が整合するよう、「所望の経路」が、ＱＨＣ１０、２０を通じて直接経路によって連結された、ＭＰＡの入力と出力との間のマッピングに対応するものと想定する。故に、所望の経路は、直接信号と、同じ入力と出力とを接続する他の複数の結合経路とを含む。所望の経路の振幅利得は、故に、入力Ａから出力Ａ＊への経路について（α^２＋β^２）Ａ＝Ａである。なぜなら、これは、ＩＮＥＴ ＱＨＣ１０及びＯＮＥＴ ＱＨＣ２０の両方を通る利得αの直接経路（積α^２Ａをもたらす）と、位相反転の追加された、両ＱＨＣを通る利得ｉβの結合経路（積−（ｉβ．ｉβ）Ａ＝β^２Ａをもたらす）との合計だからである。同様に、入力Ｂから出力Ｂ＊への経路では、合計利得は−Ａである。上記原則（６）は、α^２＋β^２＝１という仮定の基礎である。

複数の所望の経路に加えて、ＭＰＡはまた、複数の「ヌル」信号経路（「所望の」ものではなく、入力信号及び出力信号の位相がずれている経路）も含む。図３の実施形態の複数のヌル経路は、入力Ａを出力Ｂ＊と接続し、入力Ｂを出力Ａ＊と接続する。

入力Ａと出力Ｂ＊との間の結合利得は、α．Ａ．（ｉβ）−（ｉβ）．Ａ．α＝０である。これらの積において、項α、Ａ、及びβは、それらのそれぞれの利得が、ＭＰＡの入力から出力に渡る信号に加えられる順序で記述されている。換言すると、α．Ａ．（ｉβ）は直接経路の後に結合経路が続くことを表し、一方、（ｉβ）．Ａ．αは、結合経路の後に直接経路が続くことを表している。どちらの経路の結合についても、９０°の位相シフトが導入されている。

ヌル経路の利得はゼロなので、複数の結合器のアンバランスに起因するアイソレーションは理論的には無限大である。このことは、周波数に関係なく当てはまり、周波数の変化によって引き起こされる振幅アンバランスにより、従来は複数のＱＨＣを使用する複数のＭＰＡに加えられた帯域幅制約を軽減する。

前述の説明は、直交ハイブリッド結合器の直交位相関係が仮定（７）及び（８）に従い完全なものであるという想定であった。ここで、直交ハイブリッド結合器の設計の不完全性に起因して、直交位相関係が９０°という理想から外れた場合、換言すると、結合経路の利得が、利得αの現実の経路に対して（ｉβ）で表されない場合に、本発明がまた、ＭＰＡのアイソレーションを完全に近づけることが示される。

原則（７）がもはや適用されない場合、２つの結論がある。第１に、複数の入力において複数の結合器に入射する複数の前進波が、不完全な入力のリターンロス及び不完全な指向性により、複数の反転波をもたらすであろう。これらの不完全性は、先行する複数のデバイスの出力の複数のリターンロスと結合された場合、不整合効果及びリップル効果をもたらすであろう。これらの二次効果はこの解析では無視される。第２に、仮定（８）はもはや厳密には適用されないが、近似になる。従って、ここで、直交結合器出力間の位相角がπ／２＋φラジアンであることが仮定されなくてはならない。ここで、φは小さい位相誤差である。後の説明の目的のために、ＭＰＡ内部の同じ設計の全ての結合器が同じ挙動を有するとの想定で続ける。また、一般性を失うことなく振幅バランスが完全であることも仮定されるであろう。なぜなら、振幅アンバランスが本発明によって克服され得ることは既に上述されたからである。換言すると、α^２＝β^２が仮定されるであろう。従って、以下の説明及び図において、結合振幅は、
であると仮定する。

複数の直接経路が利得Ｃを有し、複数の結合経路が利得Ｃを有し、位相変化は、ぞれぞれαおよびｉβではなくπ／２＋φである、図２の従来の２×２ ＭＰＡを考える。

増幅器経路１を介した入力Ａから出力Ａ＊への所望の経路による振幅利得は、位相角π／２＋φにおいてＣ．Ａ．Ｃである。経路２を介した振幅利得の位相も同じであり、従って、位相角π／２＋φにおいて合計利得は２．（Ｃ^２．Ａ）＝Ａである。対称性により、入力Ｂから出力Ｂ＊への所望の経路の利得及び位相も同じである。

ここで、入力Ａから出力Ｂ＊への仮定のヌル経路を考える。経路１を介した振幅利得は、位相角０においてＣ．Ａ．Ｃである。一方、経路２を介した振幅利得もまたＣ．Ａ．Ｃであるが、位相角π＋２φにおけるものである。従って、合計利得は、
である。これは非ゼロであり、−２０ｌｏｇ（φ） ｄＢのヌル経路のアイソレーションをもたらす。対称性により、入力Ｂから出力Ａ＊への他方のヌル経路のアイソレーションも同じである。

ここで、図３に示されるような、本発明に従って設計された２×２ ＭＰＡを考える。当該ＭＰＡにおいて、複数の直接経路は利得Ｃを有し、複数の結合経路は利得Ｃを有し、位相変化はπ／２＋φであり、それぞれの経路の利得はα及びｉβではない。増幅器経路１を介した入力Ａから出力Ａ＊への所望の経路による振幅利得は、位相角０においてＣ．Ａ．Ｃである。一方、経路２を介した振幅利得もまたＣ．Ａ．Ｃであるが、位相角２φにおけるものである。この場合、合計利得は、位相角φにおいて、
である。

同様に、入力Ｂから出力Ｂ＊への所望の経路の利得もまた、
であるが、位相角π＋φにおけるものである。従って、入力Ｂから出力Ｂ＊への経路は、ＡからＡ＊への経路と比較して反転されている。

ここで、入力Ａから出力Ｂ＊へのヌル経路を考える。経路１を介した振幅利得は、位相角π／２＋φにおいてＣ．Ａ．Ｃである。一方、経路２を介した振幅利得もまたＣ．Ａ．Ｃであるが、位相角π＋π／２＋φにおけるものである。従って、この２つの成分は逆位相であり、完全に相殺する。ヌル経路の利得は、従って０であり、理論的に無限大のアイソレーションを与える。同様の論理により、入力Ｂから出力Ａ＊への他方のヌル経路のアイソレーションもまた無限大である。

結論として、本発明に従って設計された２×２ ＭＰＡについて、個々の直交ハイブリッド結合器の、共通設計ゆえに共通である位相誤差にもかかわらず、理論上の無限大のアイソレーションが達成される。従って、複数の結合器が共通設計のものであるならば、複数の結合器の位相直交誤差及び振幅バランス誤差の両方があるにもかかわらず、無限大のアイソレーションが達成される。

この結果は重要である。なぜなら、それは、本発明の基礎にある構想が、理想化された結合器の理論上の環境において当てはまるのみならず、有限のリターンロス及び指向性を有する非理想的な複数の結合器についてもまた有効であることを示しているからである。

図４は、本発明の別の実施形態に係る４×４ ＭＰＡの例を示す。４×４ ＭＰＡは、図３の２×２ ＭＰＡと同じ原理を使用して構成されている。ここで、４つの入力Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤが、増幅器１８０、１８１、１８２、１８３を通る４つの増幅器経路を介して４つの出力Ａ＊、Ｂ＊、Ｃ＊、及びＤ＊に結合されている。ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴはそれぞれ図４に示されるように結合された４つのＱＨＣを含む。各ネットワークのＱＨＣは、２つのランクに分割される。ＩＮＥＴの場合、第１のランクは、別のＱＨＣからの入力を受信し、増幅器に出力を提供するＱＨＣ１１０、１３０を表し、一方で、ＯＮＥＴの場合、第１のランクは、増幅器から信号を受信し、それを別のＱＨＣに出力するＱＨＣ１４０、１６０を表す。これらは「最も内側の」ＱＨＣである。第２のランクは、ＩＮＥＴの場合、ＭＰＡの複数の入力のうちの１つから信号を受信し、信号を別のＱＨＣに出力するＱＨＣ１００、１２０を表す。ＯＮＥＴの場合、第２のランクは、別のＱＨＣから入力を受信し、ＭＰＡの出力を提供するＱＨＣ１５０、１７０を表す。これらは「最も外側の」ＱＨＣである。

ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴの両方において、各ランクの２つのＱＨＣが存在する。本実施形態では、ＱＨＣがＩＮＥＴ又はＯＮＥＴのどちらにあるかに関わらず、特定のランクの全てのＱＨＣは同じ設計のものであり、同じ結合係数を有する。

第２及び第３の増幅器経路において、インバータ１９０、１９５が存在する。

所望の経路は、入力Ａから出力Ａ＊、入力Ｂから出力Ｂ＊、入力Ｃから出力Ｃ＊、及び入力Ｄから出力Ｄ＊の４つの経路である。

入力Ａから出力Ａ＊の間のマッピングについて、４つの信号経路が存在する。
１）ＱＨＣ１００→ＱＨＣ１１０→増幅器１８０→ＱＨＣ１４０→ＱＨＣ１５０、利得α^４Ａ。
２）ＱＨＣ１００→ＱＨＣ１１０→インバータ１９０→増幅器１８１→ＱＨＣ１４０→ＱＨＣ１５０→利得αβＡβα＝α^２β^２Ａ。
３）ＱＨＣ１００→ＱＨＣ１３０→インバータ１９５→増幅器１８２→ＱＨＣ１６０→ＱＨＣ１５０、利得βαＡαβ＝α^２β^２Ａ。
４）ＱＨＣ１００→ＱＨＣ１３０→増幅器１８３→ＱＨＣ１６０→ＱＨＣ１５０、利得β^４Ａ。

第１の実施形態にあるように、所望の経路の全てにおける複数の出力信号は、入力信号と同位相であり、対称性により、同様のことが入力Ｂ，Ｃ、及びＤからの複数の所望の経路にも適用される。入力Ａと出力Ａ＊との間の所望の経路についての合計利得は、（α^４＋２α^２β^２＋β^４）Ａ＝（α^２＋β^２）^２Ａ＝Ａである。

複数のヌル経路は、ＭＰＡの中を通る残りの１２経路、すなわち、入力Ａから出力、Ｂ＊、Ｃ＊、Ｄ＊へ、入力Ｂから出力Ａ＊、Ｃ＊、Ｄ＊へ、等である。

上述されたものと同じ解析を使用して、各ヌル経路の利得は、ゼロであることが分かり、故に、ＭＰＡのアイソレーションは、全てのヌル経路に関して理論的に無限大である。例えば、入力Ａから出力Ｂ＊への経路の場合、出力は、以下のようになる。
α^３．Ａ．（ｉβ）−α．（ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．（ｉβ）−（ｉβ）．α．Ａ．α^２＋（ｉβ）．（ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．α＝（α^３ｉβ＋ｉβ^３α−ｉβα^３−ｉβ^３α）Ａ＝０

図３の２×２ ＭＰＡは、図５ａに表されているようなシステムとしてふるまう。入力Ａから出力Ａ＊への経路は利得Ａを有し、入力Ｂから出力Ｂ＊への経路は利得−Ａを有し、これら２つの所望の経路は、２つのヌル経路におけるゼロ利得のおかげで、互いに完全に分離されている。対称性により、図３のインバータ４０が経路２ではなく経路１に配置された場合、システムとしての２×２ ＭＰＡの挙動は図５ｂに表されるようなものになることが分かる。単独のインバータの効果は、複数のＱＨＣと組み合わせることで、複数の所望の信号が同位相で結合され、複数のヌル信号が逆位相で結合され、それによりヌル信号が相殺し、故に、インバータは何れの増幅器経路にでも配置され得ることを保証することである。しかしながら、図３の増幅器経路１にインバータ４０を配置することは、Ａ経路に仮想反転２１０を有する、図５ｂに示される２×２ ＭＰＡシステム挙動をもたらし、一方で、図３の増幅器経路２にインバータ４０を配置することは、Ｂ経路に仮想反転２００を有する、図５ａに示される２×２ ＭＰＡシステム挙動をもたらす。

しかしながら、４×４ ＭＰＡについては、インバータは特定の対の増幅器経路についてどちらの増幅器経路においても配置され得るが、一方の対のインバータの位置は、別の対の増幅器経路のインバータの位置を決定する。図４の実施形態において、インバータが第２の増幅器１８１を通る経路において配設された場合、所望の結果を達成すべく、インバータは第３の増幅器１８２を通る経路に配置されなくてはならない。或いは、インバータが第１の増幅器１８０を通る経路に配設された場合、所望の結果を達成すべく、インバータは第４の増幅器１８３を通る経路に配置されなければならない。数学的に、複数のインバータが、増幅器経路２および４などの、経路の他の複数の組み合わせにおいて、又は経路１および３において配設された場合、本発明のアイソレーションは達成されないことが理解されるであろう。

４×４ ＭＰＡは、図５ａおよび図５ｂの表現を使用して、更なる２つの入力ＱＨＣ及び更なる２つの出力ＱＨＣと合わせて、２つの２×２ ＭＰＡの並列の組み合わせと見なすことができ、組み合わせの性質に依存して、図６ａ又は図６ｂの構造をもたらす。例えば、複数の入力ＱＨＣの上側の出力経路から複数の入力を受信すべく図５ａの表現が選択され、複数の入力ＱＨＣの下側の出力経路から複数の入力を受信すべく図５ｂの表現が選択された場合、結果は図６ａの配置になり、それは図４に示されるＭＰＡを表す。図５ｂの表現が複数の入力ＱＨＣの上側の出力経路からの複数の入力に対応し、図５ａの表現が複数の入力ＱＨＣの下側の出力経路からの複数の入力に対応する場合、結果は図６ｂの配置になる。

概して、サイズが２^Ｌ×２^ＬのＭＰＡの構成は、ＩＮＥＴ内の追加のランクの複数のＱＨＣ及びＯＮＥＴ内の追加のランクの複数のＱＨＣと合わせて、サイズが２^Ｌ−１×２^Ｌ−１のより小さい２つのＭＰＡからの合成として見なされてよい。ＩＮＥＴの追加のランクの各ＱＨＣについて、一方の出力が、より小さいＭＰＡの一方にルーティングされ、一方で、他方の出力が、他方のより小さいＭＰＡにルーティングされる。同様に、ＯＮＥＴの追加のランクの各ＱＨＣについて、一方の入力が、より小さいＭＰＡのうちの１つからルーティングされ、一方で、他方の入力が、他方のより小さいＭＰＡからルーティングされる。合成が本発明によるものである場合、より小さいＭＰＡの一方における全ての信号経路は、他方のより小さいＭＰＡの等価な複数の経路に対する反転を含む。概して、２^Ｌ×２^Ｌ ＭＰＡについて、ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴの両方を含み、合計でＬ．２^Ｌ個のＱＨＣが存在する。これは、ＩＮＥＴおよびＯＮＥＴの両方の各ランクに（２^Ｌ）／２個のＱＨＣが存在し、ＩＮＥＴにＬ個のランク、ＯＮＥＴにＬ個のランクが存在するからである。

例えば、２×２ ＭＰＡのＩＮＥＴおよびＯＮＥＴの各々が１つのＱＨＣを有する一方で、図４に示されるような４×４ ＭＰＡのＩＮＥＴ及びＯＮＥＴはそれぞれ、複数の増幅器のそれぞれを通って、特定の入力から複数の信号のルーティングを得るべく、４つのＱＨＣを必要とする。

図６ａおよび図６ｂに示されるような４×４ ＭＰＡの表現の両方を並列に組み合わせること、すなわち、図６ａの表現と図６ａの「反転された」表現との組み合わせによって、８×８ ＭＰＡを得ることができる。８×８ ＭＰＡと「反転された」８×８ ＭＰＡとの組み合わせを使用して１６×１６のＭＰＡも同様に構築される、などとなる。従って、整数ＬについてＭ＝２^Ｌの全てのＭ×Ｍ ＭＰＡのアーキテクチャを同様に得ることができることが分かる。

概括的には、本発明に従って構成されたＭＰＡの理論的に無限大のアイソレーションは、次のように示され得る。図７に示されるような、サイズ２^Ｌ×２^Ｌの２つのＭＰＡ３００、３１０からの、サイズ２^{（Ｌ＋１）}×２^{（Ｌ＋１）}のＭＰＡの構築を考える。図７では簡潔にするために２つのＩＮＥＴ及び２つのＯＮＥＴ ＱＨＣのみが示されているが、サイズ２^{（Ｌ＋１）}×２^{（Ｌ＋１）}のＭＰＡは２^Ｌ個の入力ランクＱＨＣと、２^Ｌ個の出力ランクＱＨＣとを有する。サイズ２^Ｌ×２^ＬのＭＰＡ３００のうちの１つにおいて、他方のサイズ２^Ｌ×２^ＬのＭＰＡ３１０と比較して、全ての反転された増幅器経路が、反転されていない増幅器経路に入れ替えられている。簡潔にするために、いくつかの増幅器経路に対する接続が省略されているが、これらは前述の２×２及び４×４ ＭＰＡの説明から帰納法によって得ることができる。

より小さい２^Ｌ×２^Ｌ ＭＰＡ３００、３１０のそれぞれ（１つは反転されている）は、図６ａおよび図６ｂに関して上述されたやり方で並列に接続された「一対」のＭＰＡの一方として説明され得る。故に、個々の２^Ｌ×２^Ｌ ＭＰＡの性能は、図３を参照して説明された２×２ ＭＰＡの性能と等しく、従って、ＭＰＡとして無限大のアイソレーションを有する。故に、２^{（Ｌ＋１）}×２^{（Ｌ＋１）}の性能は、図４を参照して説明された４×４ ＭＰＡの性能に等しいので、２^{（Ｌ＋１）}×２^{（Ｌ＋１）} ＭＰＡはそのヌル経路の全てにおいて無限大のアイソレーションを有することになる。本発明は、Ｌ＝１及びＬ＝Ｌ＋１について有効であるよう示され得るので、故に、帰納法により、本発明は全てのＬについても有効であることになり、全ての経路について理論上の無限大のアイソレーションを与える。故に、高次のＭＰＡは常に、一対の低次のＭＰＡの複数の構成ブロックに加え、更なる複数の入力ＱＨＣ及び出力ＱＨＣを使用して合成され得る。

上述の実施形態では、無限大のアイソレーション及び複数のヌル経路の完全な相殺は理想的、又は理論上のシナリオであると述べた。実際、これが達成され得る範囲には限界があることがある。そのような限界は、製造公差と、個々の増幅器の位相及び振幅の不確定性によって引き起こされるＩＮＥＴ及びＯＮＥＴのＱＨＣの整合におけるわずかな差により発生する。

この説明の導入部において述べられたように、本発明のＩＮＥＴ及びＯＮＥＴは、「等価なパッシブＭＰＡ」、すなわち複数の増幅器コンポーネントが除去されたＭＰＡが最適化されるように設計される。なぜなら、複数の増幅器によって導入される誤差は複数の増幅器それ自身における補償を必要とするからである。各増幅器は、典型的に、何らかの位相誤差を導入し得る。当該誤差は、複数の増幅器経路のうちの１つに含まれる反転に加えて、様々な微小位相挿入を含ませることによって補償され得る。従来の方式では、そのような補償を実行すべく、複数の「指示可能調節器（ｃｏｍｍａｎｄａｂｌｅ ｐｈａｓｅ ａｄｊｕｓｔｅｒ）」が使用される。しかしこれまでは、特定のアイソレーションの利点を提供すべく、そのような調整器が本発明にあるようなインバータと組み合わせられて使用されることはなかった。その代わりに、信号を特定の出力にルーティングすべく、指示可能調節器の追加使用のみがＭＰＡ内部での信号誘導に使用されてきた。

理想的には、各増幅器が、その利得‐周波数特性に関して同一であるべきである。しかし、製造誤差が信号経路間にわずかな差をもたらすことがある。前述の計算は、利得の全てが等しいという仮定に基づいている。特定のＭＰＡのアイソレーションが実際には不完全なこともあるという事実を考慮すると、しかしながら、複数のインバータが含まれることになる複数の増幅器経路の選択に関する本発明の複数の実施形態の配置は、機能的な観点、すなわち、理論上の最大のアイソレーションが無限大になることを可能にする複数の経路の選択において理解され得る。

本発明の複数の実施形態は、性能及び製造の容易さの両方に関して効果的な複数の直交ハイブリッド結合器の使用に関連して説明されてきた。いくつかの実施形態では、複数のＩＮＥＴ及び複数のＯＮＥＴの両方に使用される複数のＱＨＣは、１９５２年２月、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉ．Ｒ．ＥにおいてＨｅｎｒｙ Ｊ．Ｒｉｂｌｅｔによって初めて説明された狭壁ショートスロットハイブリッドジャンクションの変形例、及び、このジャンクションの広壁の変形例である。そのような結合器は、仕切り壁内の開口又はスロットによって結合が達成される２つの隣接する導波路を備える。スロットは、矩形形状の導波路の狭壁又は広壁の何れにあってもよい。これらの配置は、寸法が小さく、複数のハイブリッド結合器のより大きいネットワークへの組み込みに適しており、故に、有益である。これらの結合器の２つの主な変形例は、狭壁（側壁）結合器については、結合経路の出力は主誘導経路より９０°遅れ、一方、広壁（上部壁）結合器については、結合経路の出力は主誘導経路より９０°早いという点で異なる。故に、このことは、ＭＰＡに入力される信号に加えられる位相シフト全体を評価するときに考慮されなくてはならない。

物理的な制約の理由により、複数のＩＮＥＴ及び複数のＯＮＥＴの物理的な実装は、複数の異なるランクのＩＮＥＴ及び複数の等しいランクのＯＮＥＴに、狭壁ショートスロット直交ハイブリッド及び広壁ショートスロット直交ハイブリッドの両方を使用してよい。

特定のタイプのＱＨＣは「３ｄＢ」ハイブリッドである。「３ｄＢ」ハイブリッドでは、直接経路で伝送される電力は、結合経路で伝送される電力に等しい。換言すると、前述の式において使用されたように、α＝βである。そのような結合器が本発明の複数の実施形態に使用されてよい。

ＱＨＣは、いわゆる「マジックＴ」ハイブリッド又は「マジックＴｅｅ」ハイブリッドよりも好適であり、本発明の複数の実施形態によって解決される帯域幅制約の課題に対処すべく従来使用されてきた。マジックＴハイブリッドは、ポートのうち任意の３つが互いに対して直交している４ポート結合器であり、クロスオーバー成分のない周波数非依存型の結合を提供する。従って、理論上は良好な広帯域動作を与える。しかしながら、マジックＴハイブリッドは、広い周波数帯域にわたって良好なリターンロスを与えるように実際に設計するのが困難である。これらの理由により、本発明の複数の実施形態にあるように、インバータと合わせて複数のＱＨＣを使用することが最適な解決手段である。

このことは、本発明の複数の実施形態において、シンプルで洗練されたインバータの構造を検討する場合に特に明らかである。以下のもののうちの何れかを含む多数の手段によって、経路の遅延を変更することなく、別の経路の信号に対する信号反転が信号経路に設けられてよい。
・導波路において、一方の導波路信号経路における一連のＥ平面ベンド及びＨ平面ベンドを、他方の導波路信号経路におけるそれに対して変更することによって；
・導波路において、一方の経路における導波路９０度ツイストの左右像（対掌性）を、他方の経路におけるそれに対して変更することによって；
・導波路において、一方の経路における直線導波路を他方の経路における１８０度ツイストで置き換えることによって；
・一方の経路における導波路から同軸への遷移を、他方の経路におけるそれに対して反転する；
・一方の経路に反転変圧器を配置し、他方の経路に非反転変圧器を配置する；
・一方の経路に反転増幅器を配置し、他方の経路に非反転増幅器を配置する；
・特定の周波数に対して、一方の経路において、他方の経路に対して半分の波長の追加の伝送ラインを使用する；又は、
・一方の経路に、ある長さの導波路を配置し、別の経路に、適切な長さの導波路であるが、異なる適切な、有限な周波数帯域にわたり経路間で相対的な１８０度の位相シフトが近似的に得られるような断面積を有する導波路を配置する。

結果的に、ＭＰＡの物理的アーキテクチャの効果的な使用によって反転が達成される。本発明の複数の実施形態において、ＩＮＥＴの出力は導波路であり、遷移は、増幅器に同軸入力を提供すべく使用される。増幅器の出力は導波路である。本発明の導波路は、任意の特定の伝送モードをサポートし、音波、電磁波、又は光波を伝達する。導波路のベント若しくはツイスト、又は、特定の複数の増幅器経路における遷移の物理的反転により、必要な反転が達成され得る。従って、本発明のアイソレーションの達成のために意図されたものではない指示可能調節器などの複雑なデバイスは必要ない。また、開示された複数の増幅器経路の半分では、インバータは全く必要ない。

上述された実施形態では、図１ａに示され、図１ｂで定義された結合構成を参照してＱＨＣが説明されてきた。本発明の複数の実施形態において、しかしながら、図８ａにおいて示される結合配置であり、図８ｂのその分散行列で定義されるような異なる結合配置が使用されることもまた可能である。説明を簡潔にするために、図１ａ及び図１ｂのＱＨＣは「タイプ１」のＱＨＣと呼ばれ、図８ａおよび図８ｂのＱＨＣは「タイプ２」のＱＨＣと呼ばれる。タイプ２のＱＨＣはタイプ１のＱＨＣと比べ、＋９０°の位相シフトが結合経路において導入されるのではなく、反対の意味での位相シフト、すなわち−９０°がその代わりに導入されるという点で異なる。

タイプ１のＱＨＣを使用する２×２ ＭＰＡのために達成され得るアイソレーションの説明が、タイプ２のＱＨＣを使用する２×２ ＭＰＡに等しく適用される。なぜなら、結合経路における位相シフトの意味とは無関係に、反転は複数のヌル信号の相殺という同じ効果を有するからである。

しかしながら、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの異なるランクで異なるタイプのＱＨＣが使用される場合、特定の効果がある。このことが、図９を参照して示される。図９は２×２ ＭＰＡを示す。ＩＮＥＴ ＱＨＣ４１０はタイプ１のものであり、ＯＮＥＴ ＱＨＣ４２０はタイプ２のものである。２つのＱＨＣは、ｅ_１＝ｅ_２であるように構成されている。 ここで、ｅは、全ての周波数についての（上述されたように数量α^２−β^２によって表される、）複数のＱＨＣのアンバランスであり、換言すると、２つのＱＨＣの性能は先の実施形態で説明されたように整合されている。２×２ ＭＰＡは、入力Ａ及び入力Ｂ、出力Ａ＊及び出力Ｂ＊、ならびに利得がＡの２つの増幅器を有する。前の実施形態と異なり、信号経路内に信号反転はない。

所望の経路は、入力Ａから出力Ａ＊である。ここでは、入力及び出力が同位相である。当該経路は、原則（６）の仮定のもとに、α．Ａ．α＋（ｉβ）．Ａ．（−ｉβ）＝Ａ（α^２＋β^２）＝Ａという合計利得を有する。対称性により、同じことが、入力Ｂから出力Ｂ＊への所望の経路についても適用される。

複数のヌル経路は、入力Ａから出力Ｂ＊、及び出力Ｂから入力Ａ＊である。それぞれは、α．Ａ．（−ｉβ）＋（ｉβ）．Ａ．α＝０という合計利得を有する。

故に、この設計の増幅器にとって、アイソレーションは理論的に完全である。数学的に、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴのＱＨＣのタイプが逆にされた場合でも同じ結果が示され得る。それにより、ＩＮＥＴ ＱＨＣ４１０はタイプ２のものであり、ＯＮＥＴ ＱＨＣ４２０はタイプ１のものである。

４×４ ＭＰＡなどのより高次のＭＰＡについて、同じランクのＱＨＣに適用すべく、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴにおける異なるタイプのＱＨＣの使用もまた示され得る。

図１０は、ＩＮＥＴ内のランク２のＱＨＣ５００、５３０と、ＯＮＥＴ内のランク１のＱＨＣ５５０、５７０とがタイプ１のものであり、一方、ＩＮＥＴ内のランク１のＱＨＣ５１０、５４０と、ＯＮＥＴ内のランク２のＱＨＣ５６０、５８０とがタイプ２のものである４×４ ＭＰＡを示す。４つの増幅器経路が増幅器５９０、５９１、５９２および５９３を通って存在している。

入力Ａから出力Ａ＊への所望の経路は、原則（６）の仮定のもとに、以下の利得を有する：
α^４Ａ＋α．（−ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．α＋（ｉβ）．α．Ａ．α．（−ｉβ）＋（ｉβ）．（−ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．（−ｉβ）＝（α^４＋２α^２β^２＋β^４）Ａ＝（α^２＋β^２）^２Ａ＝Ａ

入力Ａから出力Ｂ＊へのヌル経路は、利得：
α^３．Ａ．（−ｉβ）＋α．（−ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．（−ｉβ）＋（ｉβ）．α．Ａ．α^２＋（ｉβ）．（−ｉβ）．Ａ．（ｉβ）．α＝（−α^３ｉβ−ｉβ^３α＋ｉβα^３＋ｉβ^３α）Ａ＝０を有し、他の全てのヌル経路について同じことが示される。従って、理論上のアイソレーションは完全である。

従って、Ｍ＝２^ＬのサイズＭ×Ｍの複数のＭＰＡに関して、上述されたものと同じやり方で数学的帰納法により、より大きなＭＰＡを得ることができる。

より概括的には、ＭＰＡが、整数ＬについてＮ＝２ＬのＮ×Ｎ次のものである場合でも、アイソレーションの向上が得られる。換言すると、ＭＰＡ内の増幅器の数は２の累乗である必要はない。

図１１は、本発明の一実施形態に係る６×６ ＭＰＡを示す。簡潔にするために、全てＱＨＣは同じタイプのものである。

６×６ ＭＰＡは、２つの３×３ ＭＰＡ６００、６１０、及び追加の複数のＱＨＣから合成される。第２の３×３ ＭＰＡ６１０の複数の増幅器経路には、反転６２０、６２１、６２２が配置されている。

任意の整数値ＮのＮ×Ｎ ＭＰＡという一般的な場合について、本発明の複数の実施形態に係るＭＰＡのアーキテクチャは以下のように得られる。第１段階は、Ｎの素因数を見つけ、２つの同一のバトラーマトリックスとしてＩＮＥＴ及びＯＮＥＴを構成することである。１つの素因数をＰとする。バトラーマトリックスは、サイズが（Ｎ／Ｐ）×（Ｎ／Ｐ）の、あるランクのＮ／Ｐ個のバトラーマトリックスと組み合わされた、サイズがＰ×Ｐの、あるランクのＰ個のバトラーマトリックスとして構成され得る。この場合、サイズ（Ｎ／Ｐ）×（Ｎ／Ｐ）のバトラーマトリックスは、次の素因数で除算し、当該プロセスを反復することによって、複数のより小さいバトラーマトリックスから合成され得る。

６×６の場合を考えると、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの両方は、あるランクの３つの２×２バトラーマトリックス（すなわちＱＨＣ）６３０ａ、６４０ａ、６５０ａ、６３０ｂ、６４０ｂ、６５０ｂから成り、その後にあるランクの２つの３×３ バトラーマトリックス６６０、６８０、６７０、６９０が続く。次に、３×３ バトラーマトリックスは、図１２を参照して以下で説明されるように、２つのバランスのとれたＱＨＣ、１つのアンバランスなＱＨＣ、及び９０°位相シフトから合成され得る。従って、６×６ ＭＰＡは、合計で１４のバランスのとれたＱＨＣと、４つのアンバランスなＱＨＣと、４つの位相可変デバイスとを使用する。これは、６つのＱＨＣが追加された２つの３×３ ＭＰＡに相当する。

図１１に示された６×６ ＭＰＡについて、３×３ バトラーマトリックス６６０が図１２により詳細に示されている。２つのバランスのとれたＱＨＣは、最も外側の２つの結合器７００、７２０として示されている。ここで、理想的な状況ではα^２＝β^２＝１／２である。アンバランスなＱＨＣ７１０は中心の結合器として示されている。ここで、理想的な状況では直接利得はγ^２＝１／３であり、結合利得はσ^２＝２／３である。アンバランスなＱＨＣ７１０を含まない増幅器経路においては遅延線７３０が導入される。当該遅延線は、増幅器経路のそれぞれにおけるＱＨＣの数のアンバランスを補償すべく、位相シフトφ＝９０°および遅延τを有する。ＭＰＡにおいて使用される場合、これらの理想的な値からの偏差がヌル経路のアイソレーションを損なう。

３×３ ＭＰＡ６００は、２つの３×３ バトラーマトリックス６６０、６７０、及び３つの増幅器から構成される。バトラーマトリックス６７０のうちの１つは、バランスのとれたＱＨＣ及びアンバランスなＱＨＣのそれぞれの増幅器経路に関して、他方の６６０に対して「反転」されている。図１１の最も下側の３×３ ＭＰＡにおいて、信号反転は複数の増幅器の前に導入されている。組み合わせにおいて、２つの３×３ ＭＰＡ６００、６１０のバトラーマトリックスは、最も内側のランクの６×６ ＭＰＡを表しており、６×６ ＭＰＡは、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴのそれぞれにおける、最も外側のランクの３つのバランスのとれたＱＨＣ６３０ａ、６４０ａ、６５０ａ、６３０ｂ、６４０ｂ、６５０ｂによって完成される。

６×６ ＭＰＡの所望の経路は、ＡからＡ＊、ＢからＢ＊、ＣからＣ＊、ＤからＤ＊、ＥからＥ＊、及びＦからＦ＊である。ＡとＡ＊とを接続する６つの信号経路がある。その各々は、完全に実数項で表される合計利得を有する、換言すると、位相シフト成分を有さない。

入力Ａから出力Ａ＊への経路について、結合利得は以下のようになる。項は、図１１の上部から底部へ増幅器６２３、６２４、６２５、６２６、６２７、６２８の順序で示されている。

入力Ａから出力Ｂ＊への経路について、結合利得は以下のようになる。項は、再び、図１１の上部から底部へ増幅器６２３、６２４、６２５、６２６、６２７、６２８の順序で示されている。
従って、所望の経路とヌル経路との間で理論的に可能な完全なアイソレーションを証明している。

しかしながら、個々の３×３ ＭＰＡに固有の不完全なヌル経路に起因する有限なアイソレーションが依然として存在する。なぜなら、３×３ ＭＰＡコンポーネントは、自身の内部において本発明のアイソレーションを証明していないからである。その結果は、１つの信号経路において完全なアイソレーションが可能である一方、全ての信号経路でそれが可能というわけではないというものである。しかし、ＭＰＡが、Ｍ＝２^ＬのＭ×Ｍ次のものであれば可能である。例えば、図１１の例では、所望の経路Ａ→Ａ＊とヌル経路Ａ→Ｅ＊との間の完全なアイソレーションは可能ではない。完全なアイソレーションは、所望の経路Ａ→Ａ＊とヌル経路Ａ→Ｂ＊との間で理論的に可能である。しかしながら、３×３ ＭＰＡ６００、６１０の中を通る経路は両方の場合で同じであるので、何れの不完全性も相殺され得、最終の結合器に信号経路の差のみが生じる。

図９および図１０のＭＰＡにおいて使用された、異なるタイプの複数のＱＨＣが同じそれぞれのランクのＩＮＥＴ及びＯＮＥＴにおいて使用される技術はまた、Ｎ＝２ＬであるＮ×Ｎ ＭＰＡにおいて有効であることが示され得る。

不完全な位相を有する２×２ ＭＰＡのついての図３に関して上記に提示された解析は、振幅アンバランスの場合について提示されたものと同じ議論によって、前の実施形態に示されたその他全てのシナリオに拡張され得る。従って、当該解析は、以下の実施形態にも適用される：
・Ｎが２の累乗である、本発明に従って設計されたＮ×Ｎ ＭＰＡの全てのヌル経路において、理論的に無限大のアイソレーションが可能である。
・それぞれのＩＮＥＴ／ＯＮＥＴのランクの、出力のものとは異なるタイプの入力結合器を有することで反転が達成される、Ｎが２の累乗であるＮ×Ｎ ＭＰＡのヌル経路において、理論的に無限大のアイソレーションが可能である。
・Ｎが２で割り切れる数である、本発明の任意の実施形態に従って設計されたＮ×Ｎ ＭＰＡのいくつかのヌル経路において、理論的に無限大のアイソレーションが可能である。

上述の実施形態において、複数の信号インバータは、複数の増幅器経路において増幅器の前に示されている。しかしながら、それらのインバータが複数の増幅器の後に位置付けられる、換言すると、ＩＮＥＴと増幅器との間ではなく、複数の増幅器とＯＮＥＴとの間に位置付けられるように配置することもまた可能である。数学的に、異なるインバータ位置を使用することによるアイソレーションへの影響はないことが分かる。故に、各増幅器経路において異なるインバータ位置を組み合わせることもまた可能である。

上述の実施形態において、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴにおける等しいランクの複数のＱＨＣは、仮定（５）に基づき、複数の内部増幅器から等距離であるものとして説明されてきた。これは説明を容易にするためである。複数の接続が達成されるやり方にしかるべき注意を払い、複数の等しいランクが異なるように定義され得る。それにより、それらは説明されたものとは異なる位置に存在する。例えば、複数の等しいランクは、複数の内部増幅器からの距離に関してではなく、入力からＩＮＥＴ又はＯＮＥＴまでの距離に関して定義され得る。そのような変更は、本発明によって達成されるアイソレーションに影響を及ぼさないが、単純に、所望の経路の入力から出力へのマッピングを変更する。

本発明の複数の実施形態の複数のＭＰＡは、複数の通信衛星内に位置してよい。それらのＭＰＡは、衛星からの複数のダウンリンク通信チャネルを形成する複数のアンテナフィードを提供すべく使用される。アイソレーション性能を向上させることにより、ダウンリンクの柔軟性（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｆｌｅｘｉｂｉｌｉｔｙ）が高められる、換言すると、ＭＰＡを通した異なる複数のチャネルの使用が、複数の所望の経路と複数のヌル経路との間のアイソレーションの向上のおかげでより簡単になる。そのようなアイソレーションがそれにわたって達成され得る帯域幅の向上は、ＭＰＡの使用の利点を大いに高める。前述のように、複数のＭＰＡはまた、単に通信衛星に使用される周波数又は波長においてではなく、任意の周波数又は波長において複数の信号を増幅すべく使用されてよく、音響増幅器又は光増幅器として使用されてよい。

信号増幅に使用されるのに加えて、本発明の配置は、方向性結合器の結合係数を比較するテストブリッジ回路（ｔｅｓｔ ｂｒｉｄｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）に使用され得る。１セットの公知のＱＨＣがあれば、例えば、試験用ＱＨＣが本発明の一実施形態に係るＭＰＡに組み込まれ、アイソレーション性能が期待された通りのものであるかどうか、又は、数量αとβとの間のアンバランスは、ＭＰＡに試験用結合器を使用した場合に有意な帯域幅の限界が存在するようなものであるかどうかを試験し得る。結合器の試験性能は、特定的にＭＰＡにおける結合器の使用に関連している必要がある。しかしながら、試験結果は、３ｄＢの結合閾値との比較など、性能の推定をより概括的に簡易に提供してよい。

当業者ならば、所望の経路とヌル経路との間の理論上の最大のアイソレーションがゼロになる限りは、上述の実施形態に対する、特許請求の範囲内に含まれるいくつかの物理的な変形が可能であることを理解するであろう。例えば、位相反転が達成されるようなインバータの構造差が考えられ得る一方、ＱＨＣの物理的構造はいくつかの形態をとり得る。ＱＨＣのタイプの様々な組み合わせもまた、上述の実施形態の教示内で可能であり、複数の増幅器経路内の複数のインバータの位置は、異なる信号経路間で結合する場合に複数の結合器によって導入される位相変化に関して、使用される複数のＱＨＣの特定の結合係数に従って変化し得る。

上述の実施形態において、ヌル経路のアイソレーションを達成すべく、全てのＭＰＡの増幅器経路は、（周波数による位相変化率に等価な）挿入利得、挿入位相、及び群遅延において調整されていなくてはならない。

これは、一定の利得の差を補正すべく複数の増幅器経路内に複数の一定の減衰器を含めることによって、及び、増幅器経路間の一定の群遅延及び位相差を補正する、手動で調整された複数のラインストレッチャーによって、ＭＰＡの統合の間に、耐用期間の初めにおいて成される。

これらコンポーネントの設定は、ヌル経路のアイソレーションを最大化するようにヌル経路を監視しながら、適切な調整を行うことによって達成される。

動作中、複数の内部増幅器経路の耐用年数の変化を補正すべく、複数の増幅器の較正がまた必要となることがある。これは、複数の増幅器経路に複数の遠隔操作可能な（ｔｅｌｅｃｏｍｍａｎｄａｂｌｅ）利得調整器及び複数の位相調整器を設置することによって同様に達成される。動作中、ヌル経路のアイソレーションを最大化するようにヌル経路を同様に監視しながら、これらのコンポーネントを調整することによって較正が達成される。

本発明の複数の実施形態の利点が、図２において示されたような、従来の２×２ ＭＰＡにおける内部増幅器経路配列を可能にする、位相及び利得の調整の効果との比較によって示される。従来の２×２ ＭＰＡにおいて、利得補正χ及び位相調整θを加えるべく、利得／位相調整器が第１の信号経路の増幅器の前に配設される。直接利得はαであり、結合利得は位相π／２＋φにおいてβであると仮定する。

利得補正χは最初に１に設定され、位相補正はゼロに設定されると仮定する。また、較正器は、入力Ａに入力信号を印加し、出力Ｂ＊において０を監視することを選択すると仮定する。経路１を介したＡからＢ＊への利得は、位相角θにおいてα．χ．Ａ．αであり、一方、経路２を介した利得は、位相角π＋２φにおいてβ．Ａ．βである。従って、較正器は、２つの経路を等しくかつ逆にし、ひいては出力Ｂ＊において０を得るべく、χ＝β^２／α^２及びθ＝２φに設定しなければならないことを知る。

しかしながら、較正器が入力Ｂに信号を印加し、出力Ａ＊を監視した場合、較正器は、出力Ａ＊において０を得るためには、χ＝α^２／β^２及びθ＝−２φに設定しなければならないという結論に至るであろう。

従って、良好な較正を得るべく、較正器は、両方のやり方で較正を実行しなくてはならず、２つの利得補正の幾何平均と、２つの位相補正の算術平均とを利用し、χ＝（β／α）．（α／β）＝１及びθ＝（２φ―２φ）／２＝０という、成し得る最良の折衷案を得る。

より大きいＭ×Ｍ ＭＰＡ（Ｍは２の累乗）について、良好な較正を得るべく、較正器は、多数のヌル経路を試行し、その結果を平均して、良好な較正を得るか、又は、システマチックにバイアスした較正を有するリスクを取らはならないことが分かるであろう。Ｍが大きくなればなるほど、これは負担の多い作業になる。

ここで、同じシナリオであるが、図３の実施形態に従って設計された２×２ ＭＰＡを用い、上述のような利得調節及び位相調整が第１の増幅器経路において加えられるシナリオを考える。

前と同様に、較正器は、入力Ａに入力信号を印加し、出力Ｂ＊において０を監視することを選択すると仮定する。経路１を介したＡからＢ＊への利得は、位相角θ＋π／２＋φにおいてα．χ．Ａ．βであり、一方、経路２を介した利得は、位相角π／２＋φにおいて−β．Ａ．αである。

従って、較正器は、２つの経路を等しくかつ逆にし、ひいては出力Ｂ＊において０を得るべく、χ＝１及びθ＝０に設定しなければならないことを知る。較正器が、入力Ｂにおいて信号を印加し、出力Ａ＊において監視した場合、較正器は、出力Ａ＊において０を得るためには、χ＝１及びθ＝０に設定しなければならないという同じ結論に至ったであろう。

従って、ここで較正器は、このＭＰＡの設計については、何れの入力への信号の印加も同じ結果を与えるので、１つの入力から較正を行えば十分であることを知る。

ここで、Ｍ×Ｍ ＭＰＡ（Ｍは２の累乗）の較正を考える。全ての入力は同じ較正結果を与え、従って、較正全体は、系統的な誤差を導入することなく、単に１つの入力を使用するだけで実行され得ることが分かる。ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの製造公差に起因するランダムな誤差は残るが、これらは有意といえるものではない。
［項目１］
Ｎ‐入力の入力ネットワーク、ＩＮＥＴと、Ｎ‐出力の出力ネットワーク、ＯＮＥＴと、上記ＩＮＥＴと上記ＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備えるＮ×Ｎマルチポート増幅器ＭＰＡであって、上記ＭＰＡは、Ｎ個の所望の信号経路及びＮ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路を備え、
Ｎは２で割り切れる数であり、
上記Ｎ個の増幅器経路の半分は、上記Ｎ個の増幅器経路の残りの半分に対する信号反転を有し、
上記ＩＮＥＴ及び上記ＯＮＥＴは、それぞれ１又は複数の直交ハイブリッド結合器、ＱＨＣを有し、各ＱＨＣの上記入力は一対の信号経路を含み、各ＱＨＣの上記出力は一対の信号経路を含み、
上記ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの上記出力と上記ＯＮＥＴにおける第２のＱＨＣの上記入力との間に一対の増幅器経路が配設され、
上記Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路のうちの少なくとも１つのヌル信号経路の理想的な振幅利得がゼロになるように、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方にそれぞれ信号反転が配設される、ＭＰＡ。
［項目２］
上記ＩＮＥＴ及び上記ＯＮＥＴは同じ周波数応答を有する、項目１に記載のＭＰＡ。
［項目３］
上記１又は複数のＱＨＣは、広壁ショートスロットハイブリッドジャンクション及び狭壁ショートスロットハイブリッドジャンクションのうちの少なくとも１つから形成される、項目１又は項目２に記載のＭＰＡ。
［項目４］
上記複数の増幅器経路における位相誤差及び振幅誤差を補償するための手段を備える、項目１から３の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目５］
上記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方の上記導波路の一連のＥ‐平面ベンド及びＨ‐平面ベンドを他方のそれに対して変更することによって、信号反転が達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目６］
上記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方の上記導波路における９０°ツイストの対掌性を他方のそれに対して変更することによって、信号反転が達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目７］
上記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方における直線導波路を、１８０°ツイストを有する導波路で置き換えることによって、信号反転が達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目８］
上記信号反転は、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方における、導波路から同軸への遷移を、他方のそれに対して反転することによって達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目９］
上記信号反転は、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方に反転変圧器を、他方に非反転変圧器を配置することによって達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１０］
上記信号反転は、各対の増幅器経路の上記複数の増幅器経路の一方に反転増幅器を、他方に非反転増幅器を配置することによって達成される、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１１］
上記信号反転は、上記複数の増幅器経路の一方に第１の長さの導波路を、他方の増幅器経路に上記第１の長さの導波路とは異なる断面積を有する第２の長さの導波路を配置することによって達成され、上記断面積により、上記２つの増幅器経路の間の１８０°の相対的な位相シフトが近似的に得られる、項目１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１２］
上記信号反転は、上記増幅器経路の上記ＩＮＥＴと上記増幅器との間で実行されるよう構成される、項目１から１１の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１３］
上記信号反転は、上記増幅器経路の上記増幅器と上記ＯＮＥＴとの間で実行されるよう構成される、項目１から１１の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１４］
整数ＬについてＮ＝２^Ｌであり、上記信号反転は、上記Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路の全ての理想的な利得がゼロとなるように構成される、項目１から１３の何れか一項に記載のＭＰＡ。
［項目１５］
Ｎ‐入力の入力ネットワーク、ＩＮＥＴと、Ｎ‐出力の出力ネットワーク、ＯＮＥＴと、上記ＩＮＥＴと上記ＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備えるＭＰＡであって、上記ＭＰＡは、Ｎ個の所望の信号経路と、Ｎ．（Ｎ−１）個のヌル信号経路とを備え、
整数ＬについてＮ＝２^Ｌであり、
上記ＩＮＥＴ及び上記ＯＮＥＴのそれぞれは、１又は複数の直交ハイブリッド結合器、ＱＨＣを有し、各ＱＨＣの上記入力は一対の信号経路を有し、各ＱＨＣの出力は一対の信号経路を有し、
一対の増幅器経路は、上記ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの上記出力と上記ＯＮＥＴ内の第２のＱＨＣの上記入力との間に配設され、
上記ＩＮＥＴ内の予め決定されたランクのＱＨＣの結合の直交位相シフトは、上記ＯＮＥＴ内の同じ予め決定されたランクのＱＨＣの結合とは逆である、ＭＰＡ。

Claims (15)

1. Ｎ‐入力の入力ネットワーク、ＩＮＥＴと、Ｎ‐出力の出力ネットワーク、ＯＮＥＴと、前記ＩＮＥＴと前記ＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備えるＮ×Ｎマルチポート増幅器ＭＰＡであって、前記ＭＰＡは、Ｎ個の所望の信号経路及びＮ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路を備え、
   Ｎは２で割り切れる数であり、
   前記Ｎ個の増幅器経路の半分は、周波数に依存する信号遅延を導入しない信号反転を有し、
   前記ＩＮＥＴ及び前記ＯＮＥＴは、それぞれ１又は複数の直交ハイブリッド結合器、ＱＨＣを有し、各ＱＨＣの前記入力は一対の信号経路を含み、各ＱＨＣの前記出力は一対の信号経路を含み、
   前記ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの前記出力と前記ＯＮＥＴにおける第２のＱＨＣの前記入力との間に一対の増幅器経路が配設され、
   前記Ｎ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路のうちの少なくとも１つのヌル信号経路の理想的な振幅利得がゼロになるように、各対の増幅器経路の複数の増幅器経路の一方にそれぞれ信号反転が配設される、ＭＰＡ。
2. 前記ＩＮＥＴ及び前記ＯＮＥＴは同じ周波数応答を有する、請求項１に記載のＭＰＡ。
3. 前記１又は複数のＱＨＣは、広壁ショートスロットハイブリッドジャンクション及び狭壁ショートスロットハイブリッドジャンクションのうちの少なくとも１つから形成される、請求項１又は請求項２に記載のＭＰＡ。
4. 前記複数の増幅器経路における位相誤差及び振幅誤差を補償するための手段を備える、請求項１から３の何れか一項に記載のＭＰＡ。
5. 前記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方の前記導波路の一連のＥ‐平面ベンド及びＨ‐平面ベンドを他方のそれに対して変更することによって、信号反転が達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
6. 前記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方の前記導波路における９０°ツイストの対掌性を他方のそれに対して変更することによって、信号反転が達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
7. 前記複数の増幅器経路は複数の導波路を有し、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方における直線導波路を、１８０°ツイストを有する導波路で置き換えることによって、信号反転が達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
8. 前記信号反転は、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方における、導波路から同軸への遷移を、他方のそれに対して反転することによって達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
9. 前記信号反転は、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方に反転変圧器を、他方に非反転変圧器を配置することによって達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
10. 前記信号反転は、各対の増幅器経路の前記複数の増幅器経路の一方に反転増幅器を、他方に非反転増幅器を配置することによって達成される、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
11. 前記信号反転は、前記複数の増幅器経路の一方に第１の長さの導波路を、他方の増幅器経路に前記第１の長さの導波路とは異なる断面積を有する第２の長さの導波路を配置することによって達成され、前記断面積により、前記２つの増幅器経路の間の１８０°の相対的な位相シフトが近似的に得られる、請求項１から４の何れか一項に記載のＭＰＡ。
12. 前記信号反転は、前記増幅器経路の前記ＩＮＥＴと前記増幅器との間で実行されるよう構成される、請求項１から１１の何れか一項に記載のＭＰＡ。
13. 前記信号反転は、前記増幅器経路の前記増幅器と前記ＯＮＥＴとの間で実行されるよう構成される、請求項１から１１の何れか一項に記載のＭＰＡ。
14. 整数ＬについてＮ＝２^Ｌであり、前記信号反転は、前記Ｎ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路の全ての理想的な利得がゼロとなるように構成される、請求項１から１３の何れか一項に記載のＭＰＡ。
15. Ｎ‐入力の入力ネットワーク、ＩＮＥＴと、Ｎ‐出力の出力ネットワーク、ＯＮＥＴと、前記ＩＮＥＴと前記ＯＮＥＴとの間に介挿されたＮ個の増幅器とを備えるＭＰＡであって、前記ＭＰＡは、Ｎ個の所望の信号経路と、Ｎ×（Ｎ−１）個のヌル信号経路とを備え、
    整数ＬについてＮ＝２^Ｌであり、Ｌ≧２であり、
    前記ＩＮＥＴ及び前記ＯＮＥＴのそれぞれは、２Ｌ個の直交ハイブリッド結合器、ＱＨＣのそれぞれのセットを有し、各セットは、第１の直交位相シフトを有するＬ個のＱＨＣを含み、前記Ｌ個のＱＨＣは、前記第１の直交位相シフトと逆の第２の直交位相シフトを有し、各ＱＨＣの前記入力は一対の信号経路を有し、各ＱＨＣの出力は一対の信号経路を有し、
    一対の増幅器経路は、前記ＩＮＥＴ内の第１のＱＨＣの前記出力と前記ＯＮＥＴ内の第２のＱＨＣの前記入力との間に配設され、
    前記ＩＮＥＴ内の予め決定されたランクのＱＨＣの結合の直交位相シフトは、前記ＯＮＥＴ内の同じ予め決定されたランクのＱＨＣの結合とは逆である、ＭＰＡ。