JP5138561B2 - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、ｏｆｄｍ復調プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル伝送方式により伝送される信号の受信装置および受信方法に関し、特に、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。

地上デジタル放送は、デジタル方式の無線局により行われる放送であり、受信する映像が高画質及び高音質であること、ならびに、情報を双方向に送受信することができることを特徴する放送である。

この高画質及び高音質であるという特徴を実現するために、様々な技術が適用されているが、そのひとつとして、フェージングまたはマルチパスといったゴースト妨害を克服する上で好適な変調方式であるマルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が挙げられる。ここで、ゴースト妨害とは、主に建物等が原因となって発生し、画質や音質等に悪影響を及ぼす現象のことである。

ＯＦＤＭ変復調方式には、情報を送受信するために多数の直交するサブキャリアを使用するという特徴がある。具体的には、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。放送局は、全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ： Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成し、生成した信号を放送波に乗せて送出する。

このように、ＯＦＤＭ変復調方式は、多数のサブキャリアに情報を分散して送るために、マルチパスによっていくつかのサブキャリアの情報を正しく再現できなくても誤り訂正により正しい情報を復元することができる。

また、ＯＦＤＭ変復調方式には、ガードインターバルと呼ばれる、一定の時間間隔の信号を有効シンボルに付加して伝送シンボルとすることにより、シンボル毎の干渉を防ぎマルチパスによる劣化を軽減することができるという特徴がある。

図２４は、ＯＦＤＭ信号に含まれているシンボル信号の構成を示す図である。図２４に示すように、実際の伝送シンボルは、通常、有効シンボル期間２０１に、ガードインターバル（ＧＩ）２０２ａと呼ばれる期間ｔ_gを付加して構成されている。ＧＩ期間ｔ_g（２０２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔ_uの後部２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。伝送シンボルのシンボル期間２０３は、有効シンボル期間２０１とＧＩ期間２０２ａとの和となる。たとえば、非特許文献１に記載の放送規格によると、有効シンボル期間長は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって次に示す表１の様に定義されている。

さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、次に示す表２の様に定義されている。

また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。

このように、ＯＦＤＭ変復調方式にはゴースト妨害を克服するための様々な技術が取り入れられているが、受信をさらに良好に保つためには、例えば、基準となる放送局の動作クロック周波数と受信機の動作クロック周波数との誤差を正確に計測して受信システムにフィードバックすることにより、受信機の動作クロック周波数を放送局の動作クロック周波数にできる限り近づける必要がある。

特許文献１には、クロック周波数の誤差を算出するクロック周波数誤差検出回路を備えたＯＦＤＭ復調装置について開示されている。このＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ時間領域信号とそれをシンボル期間遅延した遅延信号との複素相関の強度であるガード相関信号を計算し、ガード相関信号の強度ピークタイミング値の時間軸に対する変化量を検出することによりクロック周波数誤差を検出している。図２５は、特許文献１に記載のＯＦＤＭ復調装置におけるガード相関／ピーク検出回路のブロック構成図である。ガード相関／ピーク検出回路は、遅延回路３１と、複素共役回路３２と、複素乗算回路３３と、移動和回路３４と、振幅演算回路３５と、角度変換回路３６と、自走カウンタ３７と、ピーク検出回路３８と、出力回路３９とを備えている。

ところで、特許文献１に開示されているＯＦＤＭ復調装置は、マルチパスや周波数選択性フェージングが発生した場合に主波と遅延波との両方を受信するため、ガード相関信号の強度ピークタイミング値の時間軸に対する変化量を検出する際に、主波のガード相関信号の強度ピークタイミング値と遅延波のガード相関信号の強度ピークタイミング値との変化量を検出する場合がある。この場合に検出した変化量は、同一の波について検出したガード相関信号の強度ピークタイミング値の変化量と大きく異なることがあり、適切な値ではない。

従って、同一の波について検出したガード相関信号の強度ピークタイミング値の変化量のみを用いてクロック周波数誤差を検出する必要があるが、特許文献１に開示されているＯＦＤＭ復調装置は、異なる複数の検出間隔を用いて強度ピークの時間軸に対する変化量を検出し、検出した変化量の中で最も適切な値（例えば、変化量の最頻値）を用いてクロック周波数誤差を検出することによりこれを実現している。
「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定 特開２００４−２１４９６２号公報（平成１６年７月２９日公開）

しかしながら、上記従来の構成では、マルチパスが発生し直接波と遅延波の電界強度比が１対１に近づくと、検出するガード相関信号の強度ピークタイミングは、主波のガード相関信号の強度ピークタイミングと遅延波のガード相関信号の強度ピークタイミングとの中間の値を取るようになる。このため、強度ピークタイミングの時間軸に対する変化量は、短期間で検出する限り異なる複数の期間を用いて検出したとしても、検出する度に様々な値をとるようになる。従って、例えば変化量の最頻値を用いてクロック周波数誤差を検出しても、変化量の最頻値が適切な変化量の値であるとは限らないために、検出したクロック周波数誤差が正確であるとは限らない。

また、遅延プロファイルが頻繁に切り替わるような環境下では、ガード相関信号の強度ピークタイミングの値が頻繁に変化し、少ないサンプルで強度ピークタイミングの時間軸に対する変化量を検出してクロック周波数誤差を検出することが困難にある。

従って、上記従来の構成でガード相関信号の強度ピークタイミングの変化量を用いてクロック周波数誤差を正確に検出するためには、長期間にわたり多くのサンプルを用いて検出する必要があるが、そのようにすると、ＯＦＤＭ復調装置の回路規模が大きくなるという問題を生じる。

また、特に都市部におけるマルチパス環境下や、複数の放送局が同じチャネルで同じ放送を送信するＳＦＮ（Same Frequency Network）環境下では、周波数誤差検出に長時間を要するという問題も明らかになっている。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模を大きくすることなく、自身の受信周波数と放送波の周波数との誤差を短時間で検出することができるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、制御プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体を実現することを目的とする。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するサンプリング手段を備えたＯＦＤＭ復調装置であって、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算手段と、上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する境界検出手段と、上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段を備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、サンプリング手段が、有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成する。

つまり、ＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ変調された放送波などのデジタル信号を受信して、ＯＦＤＭ復調装置自身の動作クロックに基づいて所定のサンプリングクロック周波数でサンプリングする。ＯＦＤＭ変調されたデジタル信号は、ＯＦＤＭ復調装置の動作クロックとは独立した伝送クロックによって伝送される。なお、ＯＦＤＭ変調されたデジタル信号は、放送波に限らず、無線、有線の伝送路や通信網等を通じて伝送されるデータ信号であってもよい。

また、上記の構成によれば、複素相関強度演算手段は、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する。受信サンプル系列信号としてサンプリングされるＯＦＤＭ信号は、有効シンボルとガードインターバルとを含んで構成される伝送シンボルからなり、有効シンボル期間遅延させた信号とガードインターバル期間において有意な相関を示し、相関強度が高くなる。複素相関強度演算手段は、複素相関強度を算出する場合、例えば、複素相関をシンボル方向積分や移動平均演算処理することにより、複素相関データの揺らぎを削減してから複素相関強度を算出する構成であってもよい。さらに、複素相関強度演算手段は、複素相関から算出した複素相関強度をサンプル点方向に平滑化するための移動平均処理や高周波成分を除去するフィルタリング処理を行う構成であってもよい。

また、複素相関強度演算手段は、１つの素波について複素相関強度を算出する構成であってもよいし、１つの素波と当該素波が遅延して到達した素波との合成波について複素相関強度を算出する構成であってもよく、特に限定はされない。

また、上記の構成によれば、境界検出手段は、上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する。上述したとおり、ガードインターバル期間では相関強度が高くなるため、相関強度の変化から有効シンボルの境界を検出することが可能である。

境界検出手段は、例えば、複素相関強度の微分演算を行い、微分出力のピーク位置（複素相関強度が増加する場合には正の微分出力となり、減少する場合には負の微分出力となる）をガードインターバル期間の境界位置として検出してもよいし、あるいは、複素相関強度の波形を解析することによってガードインターバル期間の境界位置として検出してもよく、特に限定はされない。

また、上記の構成によれば、周波数誤差検出手段は、上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する。

送信側動作クロック周波数と受信側動作クロック周波数との間に差がある場合、受信側と送信側とで一定時間あたりのクロック数が異なることになるため、複素相関強度の波形、すなわち、シンボルの境界の位置が前方あるいは後方にずれる。そして、反対に、このずれ（すなわち、連続して算出される複素相関強度のシンボルの境界位置との差）に基づいて、送信側と受信側との周波数誤差を検出することができる。

そこで、周波数誤差検出手段は、連続して生成された第１の複素相関強度信号と第２の複素相関強度信号とのシンボルの境界の位置の差と、平均化された複素相関強度信号の算出に要する処理時間とを解析することによって周波数誤差を検出する。周波数誤差検出手段は、例えば、シンボルの境界の位置の差を処理時間で除して得られる値、あるいは、それを複数の周波数誤差検出サイクルにわたって積分した値などを周波数誤差として用いる構成であってもよい。

そして、周波数誤差補正手段は、周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する。周波数誤差補正手段は、例えばＰＬＬ回路などとして構成され、サンプリングクロック周波数を直接変更してもよいし、あるいは、周波数誤差に応じて真のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを補間するフィルタなどとして構成されてもよく、特に限定はされない。

１つの周波数誤差検出サイクルにおいて検出される周波数誤差を周波数誤差検出手段が補正した後、再度、周波数誤差検出手段が同様の処理によって周波数誤差を検出するが、各周波数誤差検出サイクルにおいて検出される周波数誤差は、検出誤差（真の周波数誤差との差）をなお含んでいたとしても、次の周波数誤差検出サイクルにおいては、その差分の周波数誤差を検出すればよく、この周波数検出誤差サイクルを繰り返すことによって、真の周波数誤差を検出し、補正することになる。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、連続して算出された複素相関強度におけるシンボルの境界の位置の差から周波数誤差を算出することができる。複素相関強度の波形は安定して解析することができ、周波数誤差に起因するシンボルの境界の位置の差は、少ないサンプル数であっても、信頼性の高い検出結果を得ることができる。したがって、回路規模を増大させることなく、短時間で精度よく周波数誤差を検出し、補正することができる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調方法であって、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算ステップと、上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する検出ステップと、上記複素相関強度演算ステップによって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算ステップが上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正ステップを含んでいることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置と同様の作用効果を奏する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記複素相関強度演算手段は、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号との相関値を１伝送シンボル期間おきに加算することによって、シンボルナンバー方向に積分された複素相関信号を生成するシンボルナンバー方向積分手段と、上記複素相関信号から複素相関強度信号を生成し、当該複素相関強度信号を平滑化する平滑化手段とを備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、シンボルナンバー方向積分手段は、有効シンボル期間遅延したＯＦＤＭ信号の相関値を１伝送シンボル期間おきに加算して、複素相関信号をシンボルナンバー方向積分する。

また、上記の構成によれば、平滑化手段は、シンボルナンバー方向積分した複素相関信号から生成した複素相関強度信号を平滑化する。

これにより、複素相関強度演算手段は、複素相関信号の揺らぎを大幅に削減して、揺らぎの小さい複素相関強度を算出すると共に、算出した複素相関強度に残るわずかな揺らぎを除去するフィルタリング処理を施すことにより、平滑な波形の複素相関強度信号を生成できる。したがって、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、複素相関強度信号の波形から、有効シンボルの境界を精度よく検出することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記シンボルナンバー方向の積分期間を内部のパラメーターに基づいて決定する積分期間決定手段をさらに備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、積分期間決定手段は、シンボルナンバー方向積分手段によるシンボルナンバー方向の積分期間を内部のパラメータに基づいて決定する。

連続して算出された複素相関強度信号における有効シンボルの境界の位置の差は、シンボルナンバー方向の積分期間（シンボル方向フィルタリング期間いわゆる区間平均のサイクル数）に依存した検出精度となる。検出した周波数誤差と実際の周波数誤差とが大きい場合、相関強度がずれながら積分されることになるため、シンボル方向フィルタリング期間を大きくとると、相関強度の立ち上がり、立ち下がりに傾斜が発生し、微分波形がなまってしまう。

そこで、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、積分期間決定手段は、内部パラメータとしてＯＦＤＭ復調装置の動作開始からの経過時間に応じて、シンボル方向積分期間を決定する。例えば、積分期間決定手段は、特に動作開始直後など周波数誤差が大きいと予測される条件においてはシンボル方向積分期間を短く設定し、周波数誤差が安定したと判断した後においてはシンボル方向積分期間を長く設定する構成であってもよい。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、シンボル方向積分期間を内部のパラメーターに応じて適切に変更することができるため、連続して算出された複素相関強度信号における有効シンボルの境界の位置の差を、精度良く検出することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記境界検出手段は、上記平均化された複素相関強度信号を微分した微分出力信号を生成して、当該微分出力信号のピーク位置を上記境界として検出することが好ましい。

上記の構成によれば、境界検出手段は、複素相関強度信号の微分出力におけるピーク位置を、有効シンボルの境界として検出する。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、有効シンボルの境界を簡素な構成により、正確に検出することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記境界検出手段は、上記第１の複素相関強度信号における上記ピーク位置を検出した後、上記第２の複素相関強度信号における上記ピーク位置を検出する場合、上記第１の複素相関強度信号における上記境界のピーク位置から、設定された範囲において、上記第２の複素相関強度信号における上記ピーク位置を検出することが好ましい。

上記の構成によれば、境界検出手段は、第１の複素相関強度信号におけるピーク位置を検出した後、第２の複素相関強度信号における境界の位置を検出する。このとき、境界検出手段は、設定された範囲において、第２の複素相関強度信号におけるピーク位置を検出する。

マルチパスやフェージングなど、各素波の強弱の関係が入れ替わる条件下では、複素相関強度信号の微分出力のピークのうち、最大値を示すピークの位置が異なる。例えば複数の素波からなる合成波についてシンボルの境界を検出する場合、ｍ−１回目の検出サイクルの複素相関強度信号（第１の複素相関強度信号）において、ある素波のシンボル境界を示すピーク位置ｐｅａｋ（ｍ−１）で最大のピーク値を示したときに、ｍ回目の検出サイクルの複素相関強度信号（第２の複素相関強度信号）において、ピーク位置ｐｅａｋ（ｍ−１）に対応するピーク位置ｐｅａｋ（ｍ）のピーク値が、別の素波のシンボル境界を示すピーク位置ｐｅａｋ’（ｍ）のピーク値よりも小さくなってしまうと、検出サイクルごとに異なるピークについてピーク位置の差（すなわち、Δｐｅａｋ（ｍ）＝ｐｅａｋ（ｍ−１）−ｐｅａｋ’（ｍ））を算出することになり、この差に基づいて周波数誤差を計算することになるため、正しい周波数誤差が得られないことになる。

そこで、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、第１の複素相関強度信号において最大のピーク値を示すピーク位置ｐｅａｋ（ｍ−１）を検出した後は、次の検出サイクルで第２の複素相関強度においてピーク位置を検出する範囲を、設定された範囲に限定し、例えば検出範囲がＷに設定された場合、ｐｅａｋ（ｍ−１）±Ｗの範囲においてピーク位置の検出を行う。

なお、設定された値は、予め定められた値でもよいし、初期化直後からの経過時間や積分するシンボルの数、あるいは、受信状況など受信装置の内部状態に応じて変化する構成であってもよい。

これにより、マルチパスやフェージングなど、各素波の強弱の関係が入れ替わる条件下においても、適切なピーク位置を検出することができるため、正しく算出されるピーク位置の差から正確に周波数誤差を検出することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する記憶手段と、上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データが存在する場合、上記境界検出手段による上記境界の位置検出が有効であると判定する判定手段とをさらに備え、上記周波数誤差検出手段は、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定手段によって有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出し、上記周波数誤差補正手段は、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶手段に記憶されている周波数誤差を補正することが好ましい。

上記構成によれば、記憶手段は、周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する。

また、判定手段は、上記微分出力信号の出力データのうち、設定された閾値を超える出力データが存在する場合、境界検出手段によってシンボル境界の位置検出が有効であると判定する。

そして、周波数誤差検出手段は、第１の複素相関強度信号におけるシンボル境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号におけるシンボル境界の位置検出とのいずれもが有効な場合にのみ、周波数誤差を検出する。

また、周波数誤差補正手段は、周波数誤差検出手段が周波数誤差を検出した場合には、その周波数誤差を補正し、周波数誤差検出手段が周波数誤差を検出しない場合には、記憶手段に記憶されている周波数誤差を補正する。

周波数誤差を算出する場合に用いるピーク位置の差は、直前の連続する検出サイクルにおいて検出されたピーク位置、すなわち、第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号においてピーク位置が正しく検出できていることが前提となる。例えば、受信装置が移動する場合、周波数誤差検出中に電波が途絶えたり、強弱が変化したりすることによって、周波数誤差検出中に所望のＯＦＤＭ波が得られなくなると、ピーク位置の検出は不正確になる。

そこで、判定手段は、微分出力信号の出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの有無によって、ピーク位置の検出が正確に行われたか否かを判定する。そして、閾値を超えるピーク値が検出されない場合には、例えば前回検出のピーク位置のデータとともに検出値を破棄し、周波数誤差を検出しないようにする。そして、代わりに、記憶手段において記憶されている前回までの周波数誤差を使用する。その後、微分出力の有意なピーク位置が２回連続して検出された場合には、再度、ピーク位置の差に基づいて周波数誤差を計算する。なお、この閾値は、予め定められた値でもよいし、微分出力信号に基づいて計算して設定する構成であってもよい。

これにより、正確に検出されたピーク位置の差に基づいて周波数誤差を算出できるため、より精度の良い周波数誤差を検出することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する記憶手段と、上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの数が、予め定められた範囲内にある場合、上記境界検出手段による上記境界の位置検出が有効であると判定する判定手段とをさらに備え、上記周波数誤差検出手段は、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定手段によって有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出し、上記周波数誤差補正手段は、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶手段に記憶されている周波数誤差を補正することが好ましい。

上記構成によれば、記憶手段は、周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する。

また、判定手段は、上記微分出力信号の出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの数が、予め定められた範囲内にある場合、境界検出手段によってシンボル境界の位置検出が有効であると判定する。

そして、周波数誤差検出手段は、第１の複素相関強度信号におけるシンボル境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号におけるシンボル境界の位置検出とのいずれもが有効な場合にのみ、周波数誤差を検出する。

また、周波数誤差補正手段は、周波数誤差検出手段が周波数誤差を検出した場合には、その周波数誤差を補正し、周波数誤差検出手段が周波数誤差を検出しない場合には、記憶手段に記憶されている周波数誤差を補正する。

周波数誤差を算出する場合に用いるピーク位置の差は、直前の連続する検出サイクルにおいて検出されたピーク位置、すなわち、第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号においてピーク位置が正しく検出できていることが前提となる。例えば、受信装置が移動する場合、周波数誤差検出中に電波が途絶えたり、強弱が変化したりすることによって、周波数誤差検出中に所望のＯＦＤＭ波が得られなくなると、ピーク位置の検出は不正確になる。

そこで、判定手段は、微分出力信号の出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの数が予め定められた範囲にあるか否かによって、ピーク位置の検出が正確に行われたか判定する。例えば、全区間の微分出力で閾値を超えた回数をカウントし、この値があらかじめ定められた値を超えた場合には、有効なピーク位置が検出できなかったものとして、前回検出のピーク位置のデータとともに検出値を破棄し、周波数誤差を検出しないようにする。そして、代わりに、記憶手段において記憶されている前回までの周波数誤差を使用する。その後、微分出力の有意なピーク位置が２回連続して検出された場合には、再度、ピーク位置の差に基づいて周波数誤差を計算する。なお、この閾値は、予め定められた値でもよいし、微分出力信号に基づいて計算して設定する構成であってもよい。

これにより、より正確に検出されたピーク位置の差に基づいて周波数誤差を算出できるため、より精度の良い周波数誤差を検出することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記微分出力から上記閾値を算出して設定する閾値設定手段をさらに備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、閾値設定手段は、上記微分出力から閾値を算出して設定する。

これにより、微分出力におけるピーク位置検出が正しく行われたか否かを判定するための閾値を微分出力に応じて動的に設定できるため、より適切な閾値を設定可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値を累積した累積値を、上記周波数誤差として検出することが好ましい。

上記の構成によれば、周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値を累積した累積値を、周波数誤差として検出する。つまり、複数の周波数誤差検出サイクルにわたって検出される上記除算値を積分して得られる積分値を、周波数誤差として算出する。

各周波数誤差検出サイクルにおいて算出される上記除算値は、送信側と受信側との周波数のずれを示しているが、真の値に対するゆらぎを含んでおり、例えば、信号強度やノイズの大きさ、あるいは、受信装置が移動する場合いのドップラシフトに代表される原因によって、ゆらぎの大きさは変化する。そこで、上記除算値を累積することによって、除算値に含まれる誤差成分、すなわち、真の値に対するゆらぎが相殺され、真の周波数誤差により近い累積値を得ることができる。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、より精度の高い周波数誤差を検出することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値を、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定手段によって有効と判定された場合に限って累積した累積値を、上記周波数誤差として検出することが好ましい。

上記の構成によれば、周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値のうち、判定手段によって有効と判定された値だけを累積して得た累積値を、周波数誤差として検出する。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、より一層、精度の高い周波数誤差を検出することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値に内部のパラメータによって定まる係数を乗じた乗算値を算出し、当該乗算値を累積した累積値を、上記周波数誤差として検出することが好ましい。

上記の構成によれば、周波数誤差検出手段は、上記差を上記処理時間で除して得られる除算値に内部のパラメータによって定まる値を乗じた乗算値を算出し、算出した乗算値を累積した累積値を、周波数誤差として検出する。

つまり、例えば、算出された上記除算値が真の周波数誤差に比較して大きすぎる場合、除算値を累積した累積値として得られる周波数誤差は発散してしまい、収束しなくなってしまうが、このような場合において、周波数誤差検出手段は、上記除算値をそのまま積分せずに、１未満の係数を乗じて積分する。この係数は、最初から一定の値としてもよいし、動作開始後から一定間隔おきに変化させたり、シンボル境界位置の差に基づいて算出する構成であってもよい。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、算出する周波数誤差の発散を防止することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差補正手段は、上記所定のサンプリングクロックを変更して、上記周波数誤差を補正することが好ましい。

上記の構成によれば、周波数誤差補正手段は、例えばＰＬＬ回路などとして構成され、検出された周波数誤差に応じて、サンプリングクロックを変更することによって、周波数誤差を補正する。

これにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、直接サンプリングクロックを変更することができるため、周波数誤差の補正を容易に行うことができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差補正手段は、上記ＯＦＤＭ信号のサンプリングタイミングを特定するサンプリングタイミング特定情報を生成するサンプリングタイミング特定手段と、上記受信サンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間する補間手段とを備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、周波数誤差補正手段は、ＯＦＤＭ信号の放送局側におけるサンプリングタイミング、すなわち、真のサンプリングタイミングを特定し、受信サンプル系列信号を用いて、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間する。

これにより、ＰＬＬ回路などサンプリングクロックを直接変更することができない構成においても、ロジック部のみで周波数誤差を補正することが可能となる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記所定のサンプリングクロックを、ＯＦＤＭ復調装置自身の基準クロックに対してオーバーサンプリング状態に変換するオーバーサンプリング手段をさらに備え、上記補間手段は、オーバーサンプリングされた受信サンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間することが好ましい。

上記の構成によれば、オーバーサンプリング手段は、サンプリングクロックを、ＯＦＤＭ復調装置自身の基準クロックに対してオーバーサンプリング状態に変換し、補間手段は、オーバーサンプリングされた受信サンプル系列信号から、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを補間する。

これにより、所望の周波数領域全域にわたって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを、精度よく補間することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記サンプリング手段は、上記所定のサンプリングクロックを、ＯＦＤＭ復調装置自身の基準クロックに対してオーバーサンプリング状態に変換し、上記補間手段は、オーバーサンプリングされた受信サンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間することが好ましい。

上記の構成によれば、サンプリング手段は、サンプリングクロックを、ＯＦＤＭ復調装置自身の基準クロックに対してオーバーサンプリング状態に変換し、補間手段は、オーバーサンプリングされた受信サンプル系列信号から、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを補間する。

これにより、所望の周波数領域全域にわたって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを、精度よく補間することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記受信サンプル系列信号として受信した直交周波数分割多重変調されたＯＦＤＭ信号を復調する直交復調手段と、上記直交復調手段によって復調された信号を、ＦＦＴ演算によって周波数領域のデータ信号に変換するＦＦＴ演算手段と、上記ＦＦＴ演算の開始位置をずらすＦＦＴ窓位置制御手段とをさらに備え、サンプリングタイミング特定手段は、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングが、予め定められた範囲を超える場合、当該サンプリングタイミングを、上記所定のサンプリングクロックの１周期分だけシフトさせ、上記ＦＦＴ窓位置制御手段は、上記サンプリングタイミング特定手段におけるサンプリングタイミングのシフトに応じて、上記ＦＦＴ演算の開始位置を、上記所定のサンプリングクロックの１周期分だけ同時にシフトさせることが好ましい。

上記の構成によれば、直交復調手段は、受信サンプル系列信号として受信した直交周波数分割多重変調されたＯＦＤＭ信号を復調する。そして、ＦＦＴ演算手段が、直交復調手段によって復調された信号を、ＦＦＴ演算によって周波数領域のデータ信号に変換する。さらに、ＦＦＴ窓位置制御手段は、ＦＦＴ演算の開始位置をずらす。

そして、サンプリングタイミング特定手段は、特定したサンプリングタイミングが予め定められた範囲を超える場合、サンプリングタイミングを、所定のサンプリングクロックの１周期分シフトさせ、これに合わせて、ＦＦＴ窓位置制御手段が、ＦＦＴ演算の開始位置をずらす。

これにより、補間ポイントに対応する真のサンプリングタイミングに対して、常に同じタイミングでＦＦＴ窓が開始することになるため、サンプリングタイミングの補正を齟齬なく行うことができる。

しかも、ＦＦＴ窓位置制御を周波数誤差検出と同時に行うことで、回路の共通化を図ることができるため、回路規模の削減および低消費電力化が可能となる。

なお、ＯＦＤＭ復調装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記ＯＦＤＭ復調装置をコンピュータにおいて実現する制御プログラム、およびその制御プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調装置であって、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算手段と、上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する境界検出手段と、上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段を備えていることを特徴としている。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調方法であって、上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算ステップと、上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する検出ステップと、上記複素相関強度演算ステップによって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算ステップが上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正ステップを含んでいることを特徴としている。

それゆえ、連続して算出された複素相関強度におけるシンボルの境界の位置の差から周波数誤差を算出することができ、少ないサンプル数であっても、信頼性の高い検出結果を得ることができるため、回路規模を増大させることなく、短時間で精度よく周波数誤差を検出し、補正することができるという効果を奏する。

〔実施形態１〕
（ＯＦＤＭ復調装置１の構成）
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１の構成について、図１を参照して以下に説明する。図１は、ＯＦＤＭ復調装置１の要部構成を示すブロック図である。

ＯＦＤＭ復調装置１は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ、サンプリング手段）１１と、サンプリング受信部（オーバーサンプリング手段）１２と、直交復調生成部１３と、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ部）１４と、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５（複素相関強度演算手段）と、クロック周波数誤差検出部１６（周波数誤差検出手段）と、高速フーリエ変換窓位置検出部（ＦＦＴ窓位置検出部）１７と、周波数発振器１８と、位相ロックループ回路（ＰＬＬ）１９（周波数誤差補正手段）とを備えている。また、ＯＦＤＭ復調装置１は、チューナ１０に接続されている。さらに、ＯＦＤＭ復調装置１は、図示しない制御部および記憶部を備えている。

チューナ１０は、アンテナを介して放送局からのデジタル放送波を受信し、ＲＦ（高周波）信号を周波数変換し、得られたＩＦ（中間周波数）信号をＡＤＣ１１に供給する。

周波数発振器１８は、クロック信号を生成し、ＰＬＬ１９に供給する。ＰＬＬ１９は、周波数発振器１８からのクロック信号に基づいて動作クロック信号を生成し、ＯＦＤＭ復調装置１の各部に供給する。ＯＦＤＭ復調装置１の各部は、ＰＬＬ１９からの動作クロックに基づいて動作する。なお、ＰＬＬ１９は、クロック周波数誤差検出部１６からクロック周波数誤差が供給される場合、さらにクロック周波数誤差にも基づいて動作クロック信号を生成する。

ＡＤＣ１１は、ＩＦ信号をデジタル化し、デジタル化されたＩＦ信号をサンプリング受信部１２に供給する。サンプリング受信部１２は、ＰＬＬ１９からの動作クロックに基づいて、ＡＤＣ１１からのデジタル化されたＩＦ信号をサンプリング受信し、直交復調生成部１３に供給する。直交復調生成部１３は、補正後のＩＦ信号を、設定されたキャリア周波数のキャリア信号を用いて直交復調し、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、ＦＦＴ部１４及び遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５に供給する。

遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、直行復調生成部１３から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づいて複素相関強度演算値の変化量のピーク位置を検出し、クロック周波数誤差検出部１６に供給する。また、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、遅延プロファイル情報を生成し、ＦＦＴ窓位置検出部１７に供給する。クロック周波数誤差検出部１６は、供給されたピーク位置に基づいてクロック周波数誤差を検出し、ＰＬＬ１９に出力する。ＦＦＴ窓位置検出部１７は、遅延プロファイル情報に基づいて最適なＦＦＴ動作タイミングを表わすＦＦＴ窓位置信号を生成し、ＦＦＴ部１４に供給する。

ＦＦＴ部１４は、ＦＦＴ窓位置検出部１７から供給されたＦＦＴ窓位置信号に基づいて、直交復調生成部１３から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ演算）を行い、周波数領域の複素信号に変換する。

本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１では、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５が複素相関強度のピーク位置を検出し、クロック周波数誤差検出部１６が複素相関強度のピーク位置に基づいて周波数誤差を検出し、各検出サイクルにおいて検出した周波数誤差を積分する。そして、ＰＬＬ１９は、積分された周波数誤差に基づいて、生成する動作クロックの周波数誤差を補正する。

（複素相関強度）
ここで、ＯＦＤＭ放送波の複素相関強度について説明する。図２４に示すように、ＯＦＤＭ放送波は、有効シンボルと有効シンボル期間（ｔ_ｕ）のデータのうち後方ｔ_ｇ期間におけるデータのコピーであるガードインターバルとからなりガードインターバルが有効シンボルの前に付加されたシンボルを含んでいる。このシンボルの先頭からｔ_ｇ期間をガード期間と呼ぶ。また１シンボル期間はｔ_ｕ＋ｔ_ｇとなる。

図３は、マルチパス環境下におけるＯＦＤＭ放送波の複素相関強度、および、その微分出力（複素相関強度の時間方向の変化量）の関係を示す図である。マルチパス環境下では、複数の素波が同一帯域に混ざり合って存在する。図３では、例えば、素波１は、送信所から直接受信装置に到達する放送波であり、素波２は、送信所から発射されて山やビル等で反射した後に到達する放送波である。

ここで、素波１および素波２のそれぞれについて、各シンボルデータを有効シンボル期間ｔ_ｕだけ遅延させたものと複素相関をとり、強度を計算すると、図３に示すように、素波１の複素相関強度および素波２の複素相関強度には、それぞれ、ＧＩ期間に有意な強度が現れる。

ＯＦＤＭ復調装置１は、素波１と、素波１よりもτ_Ａだけ遅延して到達する素波１と同一シンボルの素波２を受信する。このため、ＯＦＤＭ復調装置１では、素波１と素波２の複素相関強度が足し合わされることになり、図３に示す複素相関強度の和が得られる。そして、このようにして得られた複素相関強度を微分すると、図３に示す微分出力の波形が得られ、複素相関強度のピーク位置が検出される。この微分波形のピーク位置のずれを検出することにより、ＯＦＤＭ復調装置１は、クロック周波数誤差を検出するとともに動作クロックを補正し、検出サイクルごとに得られるピークの位置がずれないように制御することで良好な受信状態を得ることが出来る。

なお、本実施の形態では、ＯＦＤＭ復調装置１は、複数の素波が混ざり合った状態の合成波について複素相関強度のピーク値を検出する処理を行うが、単独の素波について複素相関強度のピーク位置を検出する構成であってもよい。あるいは、合成波から素波１と素波２とを分離する機能をさらに備え、分離後の各素波について複素相関強度のピーク位置を検出する構成であってもよく、特に限定はされない。

（遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５）
遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５について、図２を参照して以下に説明する。図２は、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５、および、クロック周波数誤差検出部１６の構成を示す図である。図２に示すように、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、遅延回路部１５１、複素共役計算部１５２、複素乗算部１５３、第１フィルタリング部１５４（シンボルナンバー方向積分手段）、複素相関強度演算部１５５、第２フィルタリング部１５６（平滑化手段）、微分演算部１５７、ピーク位置検出部１５８（境界検出手段）、自走カウンタ１５９を備えている。これらの部材の機能について以下に説明する。

遅延回路部１５１は、Ｎ_u個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間分遅延させる。遅延回路部１５１により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号は、複素共役計算部１５２に入力される。Ｎ_uは、１つの有効シンボル内のサンプリング数である。

複素共役計算部１５２は、有効シンボル期間分遅延されたベースバンドＯＦＤＭ信号の複素共役を算出し、複素乗算部１５３に供給する。

複素乗算部１５３は、遅延されていないベースバンドＯＦＤＭ信号と、有効シンボル期間分遅延されたベースバンドＯＦＤＭ信号の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算し、複素相関値を算出する。そして、算出された複素相関値を表す複素相関信号が第１フィルタリング部１５４に供給される。

第１フィルタリング部１５４は、複素相関信号の実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とそれぞれについて、１つ以上のシンボル期間における複素相関値の平均値を算出する。例えば、第１フィルタリング部１５４は、複素成分それぞれでシンボル周期での区間平均をとる。つまり、第１フィルタリング部１５４は、シンボル方向の区間積分回路であり、複素相関信号を１シンボル期間のサンプリング点数で繰り返し加算、平均する。すなわち、所定のシンボル数からなるシンボル期間について、各シンボル期間において複素相関値をシンボル方向に積分し、各シンボル期間における積分値を当該シンボル期間の所定のシンボル数で割ることにより、各シンボル期間の複素相関値の平均値を算出する。各シンボル区間における複素相関値の積分値は、当該シンボル区間において、サンプリング点ごとに所定のシンボル数分、複素相関値を合計したものである。このようにして、所定のシンボル期間におけるサンプリング点ごとの複素相関値の平均値からなる信号（複素相関演算値系列信号）を複素相関強度演算部１５５に出力する。

また、第１フィルタリング部１５４における複素相関値のシンボル方向への積分については、例えば周波数誤差の検出開始直後などにおいて、検出速度の向上のため、積分点数を少なくするなどの制約が発生する場合がある。このため、第１フィルタリング部１５４において計算を行う期間（積分期間）を変化させる構成であってもよい。例えば、最初のうちは短い周期で頻繁に検出を行い、素早く周波数誤差を収束させ、その後、積分点数を増やして長い周期でより正確に周波数誤差を検出する構成であってもよい。なお、この積分期間の変更を実現する構成では、例えば、第１フィルタリング部（積分期間決定手段）が、検出開始からの経過時間等ごとに図示しないメモリに記憶された各種のパラメータを読み出して決定する。

複素相関強度演算部１５５は、複素相関演算値系列信号の実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とをそれぞれ２乗して、それらを加算し、その加算結果の平方根をとることによって、複素相関演算値系列信号の振幅成分（複素相関強度）を算出する。そして、算出された複素相関強度を表す複素相関強度信号が、第２フィルタリング部１５６に供給される。

図４は、第１フィルタリング部１５４において区間平均処理を行わない場合の複素相関強度を示す図である。図４に示すとおり、第１フィルタリング部１５４における区間平均処理を行わない場合、複素相関強度信号の波形は、サンプル点ごとに大きな揺らぎを持つ。このため、このまま複素相関強度の微分を行っても、所望の微分波形を得ることはできない。そこで、上述したとおり、第１フィルタリング部１５４において、シンボル単位で複素相関を積分し、揺らぎを削減する。

図５は、第１フィルタリング部１５４において区間平均処理を行った場合の複素相関強度を示す図である。図５に示すとおり、第１フィルタリング部１５４の処理によって、大部分の揺らぎは削減されているが、若干の揺らぎが残っている。

第２フィルタリング部１５６は、複素相関強度演算部１５５から供給された複素相関強度に対して時間方向に移動平均処理を行って得られる複素相関強度演算値を微分演算部１５７に出力する。

図６は、第２フィルタリング部１５６における移動平均処理によって得られる複素相関強度演算値信号（平均化された複素相関強度信号）を示す図である。複素相関強度信号に対して第２フィルタリング部１５６において移動平均処理によるサンプル点方向へのフィルタリング処理を施すことにより、図６に示すとおり、複素相関強度演算値信号の波形は、複素相関強度信号の揺らぎが削減された信号となる。なお、第２フィルタリング部１５６は、移動平均処理以外に、複素相関強度信号の高周波成分をカットするような他のフィルタリング処理を行う構成であってもよい。

微分演算部１５７は、第２フィルタリング部１５６から供給される複素相関強度演算値の時間方向の変化量（微分出力）を算出し、ピーク位置検出部１５８に供給する。つまり、ピーク位置検出部１５８には、微分演算部１５７から複素相関強度演算値の微分出力が供給される。

図７は、図６に示す複素相関強度演算値信号を微分演算部１５７において微分して得られる微分出力の波形を示す図である。図７に示すとおり、図６に示した複素相関強度演算値信号が増加する部分で正（＋）の微分出力が得られ、複素相関強度演算値信号が減少する部分で負（−）の微分出力が得られる。

この微分出力のピーク位置は、素波のＧＩ期間の開始位置（境界の位置）を示している。このため、放送波の伝送クロック周波数と受信装置におけるサンプリングクロック周波数との周波数誤差に起因して素波が左右にずれると、このピーク位置も同様に左右にずれる。そして、ＯＦＤＭ復調装置１では、このピーク位置のずれを解析して、周波数誤差を検出する。

自走カウンタ１５９は、動作クロックをカウントするカウンタである。自走カウンタ１５９のカウンタ値Ｎは、０からＮ_s−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎ_s−１を超えると０に戻る。ここで、Ｎ_sは、１つのＯＦＤＭシンボル内のサンプリング数である。つまり、自走カウンタ１５９は、ＯＦＤＭシンボル期間のサンプリング数で１周期となっている巡回カウンタである。自走カウンタ１５９のカウント値Ｎは、ピーク位置検出部１５８及びクロック周波数誤差検出部１６に供給される。

ピーク位置検出部１５８は、所定のサイクル（１つ以上のシンボルからなる期間）毎に、当該サイクルにおける複素相関強度演算値の微分出力に含まれるピークのうち、最大値のピーク位置（時間方向の変化量が最も大きいポイント）を検出し、そのポイントにおけるカウント値を検出する。ピーク位置検出部１５８は、次のサイクルに移ると、また新たに複素相関強度演算値の微分出力に含まれるピークのうち、最大値のピーク位置（時間方向の変化量が最大となるポイント）を検出する。そして、ピーク位置検出部１５８により検出されたカウント値が、複素相関強度演算値の微分出力のピーク位置（時間方向に対する変化量のピーク位置）を示すピークタイミング値Ｐ_peakとなる。ピーク位置検出部１５８は、検出したピークタイミング値Ｐ_peakにおける複素相関強度演算値の微分出力（時間方向に対する変化量）が有効な値であるか否かなどを判定するとともに、当該ピークタイミング値をクロック周波数誤差検出部１６に供給する。

図８は、ｎ回目の検出サイクルで得られたピーク位置Ｐ_peak（ｎ）と１回前に得られたピーク位置Ｐ_peak（ｎ−１）とを示したものである。そして、ＯＦＤＭ復調装置１では、ピーク位置Ｐ_peak（ｎ−１）（第１の複素相関強度信号における境界の位置）とＰ_peak（ｎ）（第２の複素相関強度信号にける境界の位置）との差Δｐｅａｋ（ｎ）（＝Ｐ_peak（ｎ）−Ｐ_peak（ｎ−１））を解析して周波数誤差を得る。このようにして得られた周波数誤差を、ＰＬＬ回路などクロック周波数を補正する機能を備えたブロックに供給することで、受信装置の動作クロック周波数を、放送局の動作クロック周波数に等しくすることができる。

（クロック周波数誤差検出部１６）
図２に示すように、クロック周波数誤差検出部１６は、ピーク位置差分検出部１６１と積分演算部１６２とを備えている。そして、クロック周波数誤差検出部１６は、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５からのピークタイミング値に基づいて、周波数発振器１８（ＰＬＬ１９）からのクロック信号の周波数と放送波の周波数との誤差を検出する。クロック周波数誤差検出部１６の動作について以下に説明する。

ピーク位置差分検出部１６１は、ピーク位置検出部１５８から供給されるピークタイミング値を取得して、前回供給されたピークタイミング値との差分を算出し、算出したピークタイミング値の差分を、ピークタイミング値の検出に要する時間（１つのピークタイミング値の検出に用いたシンボル数と１シンボル当たりの処理時間との積）で除して、各サイクルにおける周波数誤差（サイクル周波数誤差と呼ぶ）として検出する。そして、ピーク位置差分検出部１６１は、サイクル周波数誤差を、積分演算部１６２に供給する。積分演算部１６２は、サイクル周波数誤差を積分し、真の周波数誤差としてＰＬＬ１９に供給する。そして、ＰＬＬ１９は、積分された周波数誤差に基づいてクロック周波数を変更して、動作クロックの周波数誤差を補正する。

（ＯＦＤＭ復調装置１の周波数誤差検出処理）
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１が周波数誤差を検出するために行う動作について、図１０及び図１１を用いて以下に説明する。図１０は、ＯＦＤＭ復調装置１において周波数誤差を検出する処理の１サイクルを表わすフローチャートである。以下では、ｎサイクル目の動作を例に説明する。

Ｓ１において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、ｎサイクル目の積分回数Ｃ（ｎ）、すなわち、１回の周波数誤差の検出において用いるシンボル数を決定し、Ｓ２に進む。ここで、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、１シンボル毎にベースバンドＯＦＤＭ信号の複素相関値を積分するため、積分回数Ｃ（ｎ）と１つのピーク位置検出に用いるシンボルの数は等しくなる。

Ｓ２において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、Ｃ（ｎ）で定まるシンボル数分の期間にわたって、シンボル単位（すなわち、シンボル方向に１シンボル期間周期）で積分を行い、積分結果を平均化する。これにより、サンプリング点ごとの複素相関値の平均値からなる複素相関演算値系列信号を生成し、Ｓ３に進む。これにより、Ｃ（ｎ）シンボル期間の複素相関値の信号から、１シンボル期間分の複素相関演算値系列信号が生成される。

Ｓ３において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、複素相関演算値系列信号から複素相関強度を算出する。その後、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、複素相関強度に対してサンプリング点方向にフィルタリングを行う。例えば、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、複素相関強度の信号に対して移動平均を施したり、あるいは、複素相関強度の信号の高周波成分を除去するような他のフィルタ処理などにより、複素相関強度演算値信号を生成して、Ｓ４に進む。

Ｓ４において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、サンプリング点方向に微分演算を行う。即ち、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、複素相関強度演算値の時間方向の変化量を算出し、Ｓ５に進む。

Ｓ５において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、微分波形（複素相関強度演算値の時間方向の変化量で表される波形）が解析可能であるか否か（ピーク位置の検出が有効か否か）を判定する。この判定を行うために遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５が行う動作（ピーク位置検出が有効であるか否かの判定処理）の詳細については後述する。解析可能である場合（Ｓ５においてＹＥＳ）、Ｓ６に進む。解析可能でない場合（Ｓ５においてＮＯ）、Ｓ１４に進む。

Ｓ６において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、前回のピーク位置Ｐ_peak（ｎ−１）の検出が有効であったか否かを判定する。そして、前回のピーク位置検出が有効である場合（Ｓ６においてＹＥＳ）、Ｓ８に進み、前回のピーク位置Ｐ_peak（ｎ−１）の検出が有効でない場合（Ｓ６においてＮＯ）、Ｓ７に進む。

Ｓ７において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、Ｓ４における微分演算の結果から、ｎサイクル目の複素相関強度演算値信号の全範囲において、複素相関強度演算値の時間方向に対する変化量のピーク位置Ｐ_peak（ｎ）を検出し、Ｓ１４に進む。なお、周波数誤差検出の各サイクルにおいて、上述のとおり、第１フィルタリング部１５４による区間平均処理が行われており、複素相関強度演算値信号は、１シンボル期間長である。

Ｓ８において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、周波数誤差が既に収束しているか否かを判定する。周波数誤差が収束している場合（Ｓ８においてＹＥＳ）、Ｓ９に進む。周波数誤差が収束していない場合（Ｓ８においてＮＯ）、Ｓ１０に進む。なお、周波数誤差が収束しているか否かは、前回検出した周波数誤差が予め定められた閾値よりも小さいか否かによって判定する。上記閾値は、許容される周波数誤差の精度に応じて設定可能な構成であってよく、特に限定はされない。

Ｓ９において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、Ｓ４における微分演算の結果から、ｎサイクル目の複素相関強度演算値信号の全範囲ではなく、Ｐ_peak（ｎ−１）±Ｗの範囲内において、複素相関強度演算値の時間方向に対する変化量のピーク位置Ｐ_peak（ｎ）を検出し、Ｓ１１に進む。ここで、Ｐ_peak（ｎ−１）は前回検出したピーク位置であり、Ｗは所定の値である。図９は、微分のピーク位置の検出範囲を前回検出した位置から±Ｗに制限したときのピーク位置検出例を示す図である。図９に示すピーク位置の検出範囲を制限する例の詳細については後述する。なお、Ｗの値は、一意に決定しもよいし、レジスタに設定する構成であってもよいし、あるいは、適応的に設定可能な構成であってもよく、特に限定はされない。

Ｓ１０において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、Ｓ４における微分演算の結果から、ｎサイクル目の複素相関強度演算値信号の全範囲において、複素相関強度演算値の時間方向に対する変化量のピーク位置Ｐ_peak（ｎ）を検出し、Ｓ１１に進む。

Ｓ１１において、クロック周波数誤差検出部１６は、図８に示すように、検出したピーク位置Ｐ_peak（ｎ）と前回検出したピーク位置Ｐ_peak（ｎ−１）との差分Δｐｅａｋ（ｎ）を算出し、Ｓ１２に進む。

Ｓ１２において、クロック周波数誤差検出部１６は、ＰＬＬ１９からの動作クロックの周波数と放送波の伝送クロック周波数との真の周波数誤差のうち、各サイクルにおいて検出される周波数誤差Δｐｐｍ（ｎ）を、サイクル周波数誤差として次の式によって計算し、Ｓ１３に進む。

Δｐｐｍ（ｎ）＝Δｐｅａｋ（ｎ）／Ｎ（ｎ）；Ｎ（ｎ）＝Ｎ_s＊Ｃ（ｎ）＝（Ｎ_u＋Ｎ_g）＊Ｃ（ｎ）
ここで、Ｎ_sはシンボル期間長の放送クロック（０ｐｐｍ）周期数であり、Ｎ_uは有効シンボル期間長の放送クロック（０ｐｐｍ）周期数であり、Ｎ_gはガードインターバル期間長の放送クロック（０ｐｐｍ）周期数であり、Ｃ（ｎ）は、ｎサイクル目の周波数誤差検出において用いられるシンボル数である。すなわち、Ｎ（ｎ）は、複素相関強度信号の平均化に要する処理時間である。なお、Δｐｐｍ（ｎ）は、特許請求の範囲における除算値に対応する。

Ｓ１３において、クロック周波数誤差検出部１６は、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）を次の式によって計算し、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）をＰＬＬ１９に供給して、Ｓ１５に進む。なお、ｐｐｍ（ｎ）は、特許請求の範囲における累積値に対応する。

ｐｐｍ（ｎ）＝ｐｐｍ（ｎ−１）＋Δｐｐｍ（ｎ）
Ｓ１４において、クロック周波数誤差検出部１６は、ｎサイクル目の周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）＝ｎ−１サイクル目の周波数誤差ｐｐｍ（ｎ−１）として、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）をＰＬＬ１９に供給する。すなわち、ｎサイクル目における周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）として、ｎ−１サイクル目における周波数誤差ｐｐｍ（ｎ−１）を設定する。つまり、現在の周波数誤差を、前回検出の周波数誤差から変更しない。なお、ｎ−１サイクル目における周波数誤差ｐｐｍ（ｎ−１）は、図示しない記憶部（記憶手段）に記憶されている。

Ｓ１５において、クロック周波数誤差検出部１６は、ｎサイクル目のピーク位置Ｐ_peak（ｎ）の値、及び、Ｐ_peak（ｎ）の検出に成功したか否かを示す値を図示しない記憶部（記憶手段）に記憶して、Ｓ１６に進む。Ｓ１６においてｎをインクリメントし、Ｓ１に戻る。

（ピーク位置検出の有効・無効判定処理）
図１０のＳ５における遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５（より具体的には、ピーク位置検出部１５８）の動作の詳細について、図１１を参照して説明する。図１１は、図１０のＳ５における処理、すなわち、複素相関強度演算値の微分波形（複素相関強度演算値の時間方向の変化量で表される波形）が解析可能であるか否か（すなわち、ピーク位置の検出が有効であるか否か）を判定する処理を示す図である。

Ｓ５０１において、ピーク位置検出部１５８は、全シンボル区間の微分出力からピーク値（複素相関強度演算値の時間方向に対する変化量の最大値）Ａ（ｎ）
及びピーク位置Ｘ（ｎ）を算出し、Ｓ５０２に進む。

Ｓ５０２において、ピーク位置検出部１５８は、Ｘ（ｎ）から有意な相関の無い区間を決定し、Ｓ５０３に進む。ここで、相関の無い区間とは、有意な相関が始まると推定されるＸ（ｎ）から１／２シンボル長移動した部分とし、相関の無い区間におけるサンプリング点の数は、３２〜２５６の間で必要に応じて、所定のサンプリング数が決定される。

Ｓ５０３において、ピーク位置検出部１５８は、相関の無い区間における複素相関強度の平均値Ｂ（ｎ）を算出し、Ｓ５０４に進む。Ｂ（ｎ）は複素相関の雑音成分の強度を示す値である。

Ｓ５０４において、ピーク位置検出部１５８（閾値設定手段）は、ピーク値Ａ（ｎ）と平均値Ｂ（ｎ）とから、複素相関強度の微分出力の閾値Ｄ（ｎ）を算出し、Ｓ５０５に進む。

例えば、Ｄ（ｎ）は、
Ｄ(ｎ)＝αＡ(ｎ)＋βＢ（ｎ） ０＜α＜１、０＜β＜１、０＜(α＋β)＜１
としてα、βを決めて計算する。Ｄ（ｎ）は閾値でありノイズ成分より大きく、なおかつピーク値Ａ(ｎ)よりも小さい事が求められる。これを満たすのであればα、βは一定でも良く、また、ピーク値Ａ(ｎ)と無相関の部分に現れるノイズ成分の大きさを勘案して決定してもよい。さらに無相関部分に現れるノイズはシンボル方向の積分点数と関連しているので、この積分点数をもとに決めることもできる。

Ｓ５０５において、ピーク位置検出部１５８は、全区間の微分出力を解析し、微分出力が閾値Ｄ（ｎ）を超えるサンプリング点の数をカウントしてＴＨ（ｎ）に格納し、Ｓ５０６に進む。ここで、微分出力がＤ（ｎ）を超えるとは、ｍ番目のサンプリング点における微分出力をｄｉｖ（ｍ）とすると、
ｄｉｖ（ｍ−１）≦Ｄ（ｎ）かつ、
ｄｉｖ（ｍ）＞Ｄ（ｎ）
を満たすことを意味する。

Ｓ５０６において、ピーク位置検出部１５８は、ＴＨ（ｎ）＝０であるか否かを判定する。ＴＨ（ｎ）が０である場合（Ｓ５０６においてＹＥＳ）、ピーク値が低くノイズと判別がつかないと推定され、Ｓ５０９に進む。ＴＨ（ｎ）が０でない場合（Ｓ５０６においてＮＯ）、Ｓ５０７に進む。

Ｓ５０７において、ピーク位置検出部１５８は、ＴＨ（ｎ）＞αであるか否かを判定する。ここで、αもまた、所定の値が予め設定されているが、一意に決定しもよいし、レジスタに設定する構成であってもよいし、あるいは、適応的に設定可能な構成であってもよく、特に限定はされない。ＴＨ（ｎ）がα以下である場合（Ｓ５０７においてＮＯ）、Ｓ５０８に進む。ＴＨ（ｎ）がαより大きい場合（Ｓ５０７においてＹＥＳ）、遅延プロファイルが乱れていたり、ノイズを誤判定したものと推定され、Ｓ５０９に進む。

すなわち、本実施の形態では、Ｓ５０６およびＳ５０７において、閾値Ｄ（ｎ）を超えるサンプリング点の数ＴＨ（ｎ）が、予め定められた範囲内（０＜ＴＨ（ｎ）≦α）にあるか否かを判定することになる。なお、閾値Ｄ（ｎ）を超えるサンプリング点が存在するか否か、すなわち、ＴＨ（ｎ）＞０のみを判定する構成であってもよい。

Ｓ５０８においてピーク位置検出部１５８は、微分波形が解析可能であると判定する。また、Ｓ５０９において遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５は、微分波形が解析不可能であると判定して、微分波形が解析可能か否かの判定動作を終了する。

（周波数誤差の積分）
上述したとおり、ＯＦＤＭ復調装置１では、図１０のＳ１３において、周波数誤差を次式によって算出する。

ｐｐｍ（ｎ）＝ｐｐｍ（ｎ−１）＋Δｐｐｍ（ｎ）
上式は、数１のように表すこともできる。

すなわち、クロック周波数誤差検出部１６は、サイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｎ）を積分することによって周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）を算出する。周波数誤差の算出について、より具体的に説明する。ＯＦＤＭ復調装置１では、１回目の検出サイクルにおいてΔｐｐｍ（１）を検出し、周波数誤差ｐｐｍ（１）として、周波数誤差の補正回路であるＰＬＬ１９に供給する。すなわち、周波数誤差ｐｐｍ（１）は、ｐｐｍ（１）＝Δｐｐｍ（１）の式によって算出される。そして、２回目の検出サイクルにおいてΔｐｐｍ（２）を検出し、周波数誤差を積分して得られるｐｐｍ（２）を、周波数誤差の補正回路であるＰＬＬ１９に供給する。すなわち、周波数誤差ｐｐｍ（２）は、ｐｐｍ（２）＝Δｐｐｍ（２）＋Δｐｐｍ（１）（＝Δｐｐｍ（２）＋ｐｐｍ（１））の式によって算出される。

Δｐｐｍ（ｉ）の検出結果を、複数回、積分するメリットは、周波数誤差検出→周波数補正→次の周波数誤差検出の流れによってフィードバックループが形成されるため、２回目は１回目の検出値の誤差のみを検出すればよい点である。

このようにして、徐々にｐｐｍ（ｉ）を真の誤差に近づけていくことにより、ｉが増えれば増えるほど、検出対象となる真の誤差との差は小さくなり（Δｐｐｍ（ｉ）→０）、より正確な誤差検出を行うことが可能となる点である。また周波数誤差検出後に周波数誤差の変化にも対応することが可能である。

周波数誤差の積分について、より詳細に説明すれば次のとおりである。図３に示すとおり、複素相関強度のピーク位置は、ＯＦＤＭ放送波の有効シンボル位置、すなわち、現在のシンボルと次のシンボルとの境界位置を示す。なお、ＦＦＴ部は、この境界位置を目印にＦＦＴ処理を行う。

放送局と受信装置との間の周波数誤差は、例えば、受信機側の周波数が放送局側に比べて高い場合、一定時間あたりのクロック数は受信機側のほうが多くなる。このため、一定のクロック数で考えた場合、図３に示す素波の複素相関強度が後方にずれてゆく。逆に、受信機側の周波数が低い場合、複素相関強度は前方にずれてゆく。これにより、複素相関強度は、Δｐｅａｋ（ｎ）だけ、計測サイクルのたびにずれる。このずれの影響によって、ＦＦＴ計算期間内に１つ前や後のシンボルのデータが現れ、干渉が発生し、受信性能が劣化する。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置１では、各検出サイクルで得られるΔｐｅａｋ（ｎ）をもとに、各検出サイクルにおける周波数のずれとしてサイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｎ）（＝Δｐｅａｋ（ｎ）／Ｎ（ｎ））を算出する。Δｐｐｍ（ｎ）は、真の周波数誤差に対する揺らぎを含む。そして、信号強度、ノイズの大きさ、及び受信装置が移動する際のドップラシフトに代表される原因により、揺らぎの大きさが変化する。

そこで、サイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｎ）を、数１に示すとおり検出サイクルごとに積分して、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）を得る。ｎ＝１，２，３・・・と積分してゆくことで、各検出サイクルにおいて検出されるサイクル周波数Δｐｐｍ（ｎ）に含まれる揺らぎなどによる誤差成分が相殺され、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）は真の周波数誤差に近づいてゆく。そして、周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）が真の周波数誤差に近づくにつれて、各サイクルで得られるサイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｎ）も小さくなるため、より精度の高い周波数誤差の検出が可能となる。このように、周波数誤差検出、積分、周波数誤差補正、周波数補正後に、さらに、周波数誤差検出というフィードバックサイクルを繰り返すことによって、正確な周波数誤差の検出を行うことか可能となる。

また、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１では、図１０のフローチャートの説明のとおり、Ｓ５において、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５によってピーク位置の検出が有効と判定された場合にのみ、積分演算部１６２において周波数誤差の積分処理が行われることになる。

より具体的には、ピーク位置の検出が有効と判定された場合、検出したΔｐｐｍ（ｎ）の値が周波数誤差として設定されることになるが、ピーク位置の検出が無効と判定された場合、Δｐｐｍ（ｎ）＝０に設定される。つまり、ｎ回目に検出する周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）は、数２によって表わされ、ピーク位置の検出が有効な場合にのみ実質的に周波数誤差の積分が行われる。

これにより、サイクル周波数誤差Δｐｐｍの誤検出による影響を低減し、より正確な周波数誤差を得ることができる。

また、上述したとおり、第１フィルタリング部１５４における複素相関値のシンボル方向への積分については、例えば周波数誤差の検出開始直後などにおいて、検出速度の向上のため、積分点数を少なくするなどの制約が発生する場合がある。この場合、積分点数が少ないため、Δｐｐｍ（ｉ）は、比較的大きな誤差を含み、場合によっては、サイクル周波数誤差の検出値が真の周波数誤差を大きく上回ってしまうことがある。この場合、検出値をそのまま積分してしまうと、ｐｐｍ（ｎ）が真の誤差に収束しないおそれがある。

このように、検出されるサイクル周波数誤差が大きいことが予測される場合には、検出したサイクル周波数誤差に一定の比率を乗じて積分したり、初期化直後からの経過時間や積分するシンボルの数や受信状況など、受信装置の内部状態によって決定される比率を乗じて積分する。ｉ回目の比率をβ（ｉ）（係数）とすると、ｎ回後の周波数誤差ｐｐｍ（ｎ）は、数３によって表される。

ここで、βの乗算は誤差を低減させる目的のため、０＜β（ｉ）≦１の値をとる。これにより、β（ｉ）を乗じないときに比べて、真の周波数誤差への収束は遅くなるが、誤差の影響を低減できるようになるため、より確実に収束させることができる。

（ピーク位置の検出範囲）
マルチパスが発生する環境において、先行波と遅延波の強度差が頻繁に変化する場合、先行波のピーク位置の強度と遅延波のピーク位置の強度とが入れ替わることがあり、非常に大きな周波数誤差を誤検出してしまうことがある。

そこで、ＯＦＤＭ復調装置１では、ピーク位置の検出範囲を制限する構成とすることで、先行波と遅延波のピーク位置が入れ替わった場合において周波数誤差の発生を防止する構成とすることが可能となる。この構成について、以下に、より詳細に説明する。

本実施の形態では、図７に示すとおり、複素相関強度の微分出力には４つのピークが含まれており、そのうち、最大のピーク（左から２番目のピーク）を用いて周波数誤差を検出する。より具体的には、ｎサイクル目とｎ−１サイクル目とにおいて、左から２番目のピークのピーク位置のずれを検出し、検出されたピーク位置の差から周波数誤差を算出する。なお、周波数誤差の検出には、全ての検出サイクルを通じて、同じピークを用いる構成、すなわち、ｎサイクル目とｎ−１サイクル目とにおいて対応するピークを用いて周波数誤差を算出する構成であればよい。つまり、最小のピーク位置（右から２番目のピーク）を用いる構成であってもよい。

図９は、上述したとおり、微分のピーク位置の検出範囲を前回検出した位置から±Ｗに制限したときのピーク位置検出例を示す図である。図９には、ｍ−１回目の検出サイクルにおける微分出力波形とｍ回目の検出サイクルのおける微分出力波形とが示されており、先行波の強度がｍ−１回目からｍ回目にかけて急激に強くなったことを示している。

ＯＦＤＭ復調装置１は、ｍ−１回目の検出サイクルにおいて、図９に示す遅延波のピーク位置Ｐ_peak（ｍ−１）を元に周波数誤差検出を行うものとする。図９に示す例では、ｍ−１回目の検出サイクルにおける周波数誤差検出が終了して、ｍ−１回目の検出サイクルとｍ回目の検出サイクルとの間で周波数誤差検出に用いるピーク位置に変化がなければ、ｍ回目の検出サイクルにおけるサイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｍ）は、０になるべきである。

しかしながら、ｍ回目の検出サイクルにおいて、先行波の複素相関強度のピークの位置Ｐ’（ｍ）を、周波数誤差検出に用いるピーク位置と認識してしまうと、サイクル周波数誤差Δｐｐｍ（ｍ）は、Ｐ’（ｍ）−Ｐ_peak（ｍ）を元とした有意な値を持つことになるため、誤った周波数誤差を検出してしまう結果になる。

これを防ぐため、ＯＦＤＭ復調装置１は、ｍ回目の検出サイクルにおいてはＰ_peak（ｍ−１）±Ｗの範囲でのみピーク検出を行う。図９に示す例では、ｍ回目の検出サイクルにおいて、先行波のピーク値（ピーク位置Ｐ’（ｍ）におけるピーク値）は、遅延波のピーク値（ピーク位置Ｐ_peak（ｍ）におけるピーク値）よりも大きいが、Ｐ_peak（ｍ−１）±Ｗの範囲外であるため、ＯＦＤＭ復調装置１は、先行波のピーク位置Ｐ’（ｍ）を検出対象外と判断し、Ｐ_peak（ｍ−１）±Ｗの範囲内にある遅延波のピーク位置Ｐ_peak（ｍ）を周波数誤差検出用のピーク位置と判断して周波数誤差を計算する。これにより、ＯＦＤＭ復調装置１は、Ｐ_peak（ｍ−１）とＰ_peak（ｍ）とが同じ位置にあるため、図９に示す例のｍ回目の検出サイクルにおいて、サイクル周波数誤差をΔｐｐｍ（ｍ）＝０と算出する。

この例ではピーク位置の検出範囲Ｗは一定としているが、初期の周波数誤差検出時には大きな周波数誤差を検出する必要があるためＷを大きめに取り、周波数誤差検出が安定した後は微小な周波数誤差のみを検出すれば良い事からＷを小さく取る構成であってもよい。つまり、ＯＦＤＭ復調装置１は、初期化直後からの経過時間や積分するシンボルの数や受信状況など受信装置の内部状態により、Ｗの値を変化させながらピーク位置を検出してもよい。

なお、図２６は、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。図２６に示す構成は、先行波と遅延波の位置関係からマルチパスの間隔を解析し必要な位相補正量を計算し補正をかける。マルチパス時のＦＦＴ計算を考えたとき先行波の位置にＦＦＴ窓を設定すると遅延波は遅延分遅れてＦＦＴ計算回路に投入されるため位相回転が生じる。これを補正するために、図２６に示すように、先行波(Ｔａｄｖ)と遅延波(Ｔｄｅｌ)の各最適なＦＦＴ窓位置を３０１で計算した後、位相補正量を３０３計算し、ＦＦＴ演算回路の出力に回転を与える事３０４で補正する。

〔実施形態２〕
（ＯＦＤＭ復調装置５０の構成）
本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置５０の構成について、図１２を参照して以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ復調装置５０の要部構成を示すブロック図である。

図１２に示すように、ＯＦＤＭ復調装置５０は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１１と、サンプリング受信部１２と、直交復調生成部１３と、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ部）１４と、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５と、クロック周波数誤差検出部１６と、高速フーリエ変換窓位置検出部（ＦＦＴ窓位置検出部）１７と、周波数発振器１８と、サンプリング補正制御部２０（サンプリングタイミング特定手段、ＦＦＴ窓位置制御部）と、周波数誤差補正部２１とを備えている。また、ＯＦＤＭ復調装置５０は、チューナ１０に接続されている。

本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置５０は、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５、クロック周波数誤差検出部１６、サンプリング補正制御部２０、および、周波数誤差補正部２１によって周波数誤差を補正する構成である。周波数誤差の補正はＯＦＤＭ復調過程において繰り返し行われる。ＯＦＤＭ復調装置５０では、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５にて複素相関強度のピーク位置が検出され、クロック周波数誤差検出部１６にて複素相関強度のピーク位置に基づいて周波数誤差が検出され、この検出された周波数誤差に基づいてサンプリング補正制御部２０にて生成された周波数誤差補正情報（例えば分数遅延量など）を用いて、周波数誤差補正部２１が周波数誤差を補正する。周波数誤差補正部２１は、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間することによって、周波数誤差を０もしくは０付近に近づける。

アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１１、サンプリング受信部１２、直交復調生成部１３、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ部）１４、遅延プロファイル・ピーク位置検出部１５、クロック周波数誤差検出部１６、高速フーリエ変換窓位置検出部（ＦＦＴ窓位置検出部）１７、周波数発振器１８については上述したため、ここではその説明を省略する。従って、ここでは、サンプリング補正制御部２０及び周波数誤差補正部２１についてのみ以下に説明する。

サンプリング補正制御部２０は、クロック周波数誤差検出部１６からの周波数誤差に基づいて真のサンプリングタイミングを特定するための周波数誤差補正情報（例えば分数遅延量など）を周波数誤差補正部２１に供給する。

周波数誤差補正部２１は、分数遅延量によって特定される真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間することによって周波数誤差を補正する。そして、周波数誤差補正部２１は、補間後のサンプリングデータを直交復調生成部１３に供給する。

実施形態１はPLLが供給する動作クロック周波数を補正するが、動作クロック周波数一定のまま補間処理というデータ処理で実効的に補正するのが本実施形態の特徴である。したがって、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置５０は、検出した周波数誤差に基づいてサンプル系列信号に対する補間処理を行うことで周波数誤差を補正することができるため、ＰＬＬなどのクロック周波数を変更することができないＯＦＤＭ復調装置においても、放送局から送出される放送波の伝送クロック周波数と受信装置におけるサンプリング周波数とのずれを補正することが可能となる。

（分数遅延フィルタ）
ＯＦＤＭ復調装置５０では、分数遅延（補間）フィルタを用いて、サンプリングデータを補間することにより、周波数誤差を補正する。分数遅延フィルタとしては、例えば、Lagrange補間フィルタやFarrow型フィルタや変形Farrow型フィルタなどがある。なお、分数遅延フィルタの詳細については、例えば、「Multirate Signal Processing for Communication Systems」（Fredric Harris, 2004, Prentice Hall）の「Chapter 7. Resampling Filters」を参照されたい。

入力されるサンプリンデータを｛ｘ（０）,ｘ（１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）,ｘ（ｎ＋１）,・・・｝とすると、Ｎ次の分数遅延フィルタには、ｎ番目のサンプリング値ｘ（ｎ）が入力された時点で、それ以前に入力されたＮ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}が格納されている。そして、分数遅延フィルタは、与えられた遅延量Ｄに対して、それ以前に入力されたＮ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}から、今入力されたサンプリング値ｘ（ｎ）に対してＤ遅延されたサンプリング値ｘ（ｎ−Ｄ）を補間処理により算出する。ここで、遅延量Ｄは、整数であっても、分数であってもよい。遅延量Ｄが整数の場合の補間処理を整数遅延処理と呼び、遅延量Ｄが分数の場合の補間処理を分数遅延処理と呼ぶ。図１３は、ｘ（４）が入力された直後の４次の分数遅延フィルタを示している。遅延量としてＤ＝１＋１／３が与えられた場合、図１３に示したように、分数遅延フィルタは、それ以前に入力された５個のサンプリング値｛ｘ（０）,ｘ（１）,ｘ（２）,ｘ（３）,ｘ（４）｝から、ｘ（４−Ｄ）＝ｘ（２＋２／３）を算出する分数遅延処理を行う。

（Lagrange補間フィルタ）
図１４を参照して、Lagrange補間フィルタについて説明する。図１４は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの構成を示す図である。図１４に示すＦＩＲフィルタの係数は、数１によって定義される。

このＦＩＲフィルタは、レジスタに保持された整数時間における離散化データから遅延量Ｄに対応する補間ポイントｎ−Ｄでの値を求める補間フィルタであり、一般にLagrange補間フィルタと呼ばれる。Lagrange補間フィルタは遅延量Ｄが分数でも有効であり、分数遅延フィルタを実現することが可能となる。Lagrange補間フィルタでは、時間とともに補間したいターゲットポイントが変わる場合、その都度、数４の演算によってフィルタ係数を算出する必要がある。ただし、１係数当たりＮ個の乗算器が必要となるため、ＦＩＲフィルタ全体でＮ^２個の乗算器が必要となる。このＦＩＲフィルタの伝達関数（Ｚ関数）は、数５によって表される。

また、このＦＩＲフィルタの周波数特性は、数６によって表される。さらに、出力信号における遅延量の理論値Ｄint（以下、単に「遅延量Ｄint」と呼称する）は、数６の位相成分Θを用いて、数７によって表される。

このＦＩＲフィルタ、すなわち、Lagrange補間フィルタのフィルタ特性について、図１５を用いて説明する。図１５は、Ｎ＝７のLagrange補間フィルタにおいて、遅延量Ｄを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は数７によって算出された遅延量Ｄintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮した信号雑音電力比（ＳＮＲ）を示す図である。なお、図１５において、横軸は、周波数ｆをサンプリング周波数Ｆｓにより規格化した規格化周波数である。また、図１５（ａ）の縦軸はデシベル（ｄＢ）、図１５（ｂ）の縦軸はサンプリング周期Ｔｓである。

図１５（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢである周波数成分は、強度的には減衰しないでそのまま出力される。また、図１５（ｂ）より、出力信号から求めた遅延量Ｄintは、設定値Ｄと一致することがわかる。

そして、図１５（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢ、図１５（ｂ）においてＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このLagrange補間フィルタにおいて分数遅延処理の可能な周波数領域（以下では、分数遅延周波数領域と呼ぶ）となる。なお、Ｎを大きくすれば、分数遅延周波数領域は広がるが、回路規模も大きくなってしまう。

（Farrow Structure）
以下に、Farrow型分数遅延フィルタおよび変形Farrow型分数遅延フィルタについて説明する。図１６は、Farrow型分数遅延フィルタの構成を示す図である。図１６に示すとおり、Farrow型分数遅延フィルタは、複数の次数ＮのＦＩＲフィルタをHoner結合したものである。ここで、数８〜１０によって定義される行列式を考えると、数１１に示すＣ_ｎ（ｚ）によって、図１６に示すFarrow型分数遅延フィルタを構成するＦＩＲフィルタは定義される。つまり、数９（数１０）の係数行列Ｑのｎ番目の列ベクトルｑ_ｎ（ｋ）が、ＦＩＲフィルタＣ_ｎ（ｚ）のフィルタ係数に相当する。

Farrow型分数遅延フィルタも、Lagrange補間フィルタと同様、任意の遅延量Ｄでの補間が可能となる。しかし、Farrow型分数遅延フィルタでは、遅延量Ｄに関する乗算は全部でＮ−１である。したがって、Lagrange補間フィルタよりもFarrow型分数遅延フィルタの方が小さい回路規模で構成可能となる。

Farrow型分数遅延フィルタのフィルタ特性について、図１７を用いて説明する。図１７は、Ｎ＝７のFarrow型分数遅延フィルタにおいて、遅延量Ｄを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は数７によって算出された遅延量Ｄintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮した信号雑音電力比（ＳＮＲ）を示す図である。図１７の縦軸および横軸は、図１５と同様である。図１５と同様、図１７（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢである周波数成分（ｆ≒−０.２Ｆｓ〜＋０.２Ｆｓ）は、強度的には減衰しないでそのまま出力される。また、図１７（ｂ）より、出力信号から求めた遅延量Ｄintは、設定値Ｄと一致することがわかる。

なお、フィルタ係数の次数は、本発明を実際のシステムに適用する際に何を重視するかに応じて異なり、特に限定はされない。例えば、実際の補間タイミングを重視する場合には、図１７（ｂ）においてＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このFarrow型分数遅延フィルタで分数遅延処理が可能な周波数領域で検討する。また、振幅と位相をトータルに考慮したＳＮＲで検討する方法もある。例えば、変調方式がＱＰＳＫの所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）は、符号化率によって微妙に変化するが４ｄＢ付近である。この場合には、ＳＮＲ≧２０ｄＢの演算誤差は無視できる。したがって、図１７の特性を有するフィルタでは、図１７（ｃ）より、ｆ＝−０．３Ｆｓ〜＋０．３Ｆｓの周波数帯域成分でＳＮＲ≧２０ｄＢの演算誤差が確保可能である。一方、６４ＱＡＭの所要ＣＮは、符号化率によって微妙に変化するが、２０ｄＢ付近である。この場合には、ＳＮＲ≒２０ｄＢの演算精度は、所要ＣＮに影響を与えてしまうので、３０ｄＢもしくは４０ｄＢ以上の演算精度が必要となる。図１７（ｃ）より、ｆ＝−０．２Ｆｓ〜＋０．２Ｆｓの周波数帯域成分でＳＮＲ≧４０ｄＢの演算誤差が確保可能である。このように、変調方式や符号化率等のパラメータが決まれば、必要な演算精度がきまる。要求する演算精度とフィルタの演算精度の比較で、フィルタ次数Ｎが決定できる。

Farrow型分数遅延フィルタの変形版として、変形Farrow型分数遅延フィルタがある。ここで行列Ｔ、行列Ｑ’をそれぞれ数１２、数１３で定義すると、数１４のＣ’ｎ（ｚ）で定義される複数のＦＩＲフィルタを図１６のようにHoner結合したものを、変形型Farrow型分数遅延フィルタと呼ぶ。つまり、Farrow型分数遅延フィルタと変形Farrow型分数遅延フィルタとでは、いずれも図１６に示す構成であって、係数だけが異なる。

Farrow型分数遅延フィルタと変形Farrow型分数遅延フィルタは、補間ポイントの設定の仕方が異なるが、分数遅延処理という機能は共通である。Farrow型フィルタに与える遅延量Ｄは、図１６のシフトレジスタの段数を考慮して、round（Ｎ／２）−１／２＜Ｄ＜round（Ｎ／２）＋１／２（ここで、round（ｘ）はｘの四捨五入値）の範囲内で設定される。すなわち、round（Ｎ／２）を中心に±１／２の範囲内で設定される。一方、変形Farrow型フィルタに与える遅延量Ｄ´は、０を中心に±１／２の範囲内で設定される。すなわち、遅延量Ｄ’は、−１／２＜Ｄ'＜＋１／２の範囲内で設定される。このように、遅延量の設定方法は異なる。しかし、遅延量Ｄと遅延量Ｄ’とがＤ’＝Ｄ−round（Ｎ／２）の関係を満たすとき、Farrow型の遅延量Ｄに対する補間処理は、変形Farrow型の遅延量Ｄ’に対する補間処理に相当する。

以下の説明では、Lagrange補間フィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを利用する場合には、そのフィルタに遅延量Ｄを入力するものとし、変形Farrow型分数遅延フィルタを利用する場合には、そのフィルタに遅延量Ｄ’を入力するものとする。なお、Lagrange補間フィルタもしくはFarrow型分数遅延フィルタは、round（Ｎ／２）−１／２〜round（Ｎ／２）＋１／２の範囲外にある遅延量Ｄを与えられた場合でも補間可能である。すなわち、遅延量Ｄを、例えば、round（Ｎ／２）＋１もしくはround（Ｎ／２）−１を中心に±１／２のサンプリング点の範囲内で設定してもよい。また、round（Ｎ／２）からround（Ｎ／２）＋１の範囲で設定してもよい。同様に、Farrow型分数遅延フィルタの分数遅延量Ｄ‘についても、０＜Ｄ'＜＋１、もしくは、−１＜Ｄ'＜０の範囲で設定してもよい。

Lagrange補間フィルタと同様に、図１７（ａ）で｜Ｈ｜＝０ｄＢ、図１７（ｂ）でＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このFarrow型分数遅延フィルタで分数遅延処理が可能な周波数領域となる。また、分数遅延周波数領域は、回路規模に比例する。

なお、図１５に示すＮ＝７のLagrange補間フィルタや図１７に示すFarrow型分数遅延フィルタでは、Ｄ＝３〜４の分数遅延処理により、分数遅延周波数領域を広く確保することが可能である。このようにＮ次の分数遅延フィルタは、Farrow型分数遅延フィルタの場合にはround（Ｎ／２）−１／２〜round（Ｎ／２）＋１／２の範囲の分数遅延処理によって、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合にはＤ＝-1/2〜+1/2の分数遅延処理によって、分数遅延周波数領域を広く確保することが可能である。

（周波数誤差補正）
上述したとおり、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置５０では、周波数誤差補正部２１とＦＦＴ部１４とによって、周波数誤差を補正する。

周波数誤差検出部１６は、デジタル放送波のキャリア周波数（すなわち、送信側でのＯＦＤＭ変調におけるサンプリング周波数）とＯＦＤＭ復調装置５０においてＰＬＬから供給される動作クロック周波数（すなわち、受信側でのＯＦＤＭ復調におけるサンプリング周波数）との周波数誤差αを検出し、サンプリング補正制御部２０に供給する。ここで、送信側でのＯＦＤＭ変調により得られたデジタル信号が、特許請求の範囲における第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号に対応する。そして、受信側でのＯＦＤＭ復調の対象となるデジタル信号（ＡＤＣ１１により生成されるデジタル信号）が、特許請求の範囲における第２のサンプリングタイミングでサンプリングして生成される第２のサンプル系列信号に対応する。

サンプリング補正制御部２０は、周波数誤差αから、周波数誤差を補正するための情報として、サンプリングタイミング誤差を算出し、その分数部分を周波数誤差補正部２１に供給する。サンプリングタイミング誤差は、ＯＦＤＭ復調装置５０において受信したデジタル放送波をサンプリングするときのサンプリングタイミングと、真のサンプリングタイミング（放送局でのＯＦＤＭ変調時のサンプリングタイミング）との差である。サンプリング補正制御部２０におけるサンプリングタイミング誤差の算出方法について、より詳細に説明すれば以下のとおりである。

ＯＦＤＭ復調装置５０における受信側サンプリング周波数をＦ's、真のサンプリング周波数をＦs、真のサンプリングクロック周期をＴsとすると、受信側サンプリングクロック周期Ｔ'sは、周波数誤差αを用いて数１５によって表される。

また、クロック１周期あたりのサンプリングタイミング誤差δＴs（受信側サンプリングクロック周期Ｔ'sに対する、真のサンプリングクロック周期Ｔｓのズレ）は、数１６によって表される。

そして、例えば、ＯＦＤＭ復調装置５０においてＭＴ's時間が経ったときには、全誤差は、数１６に示すδＴsのＭ倍となる。したがって、受信側サンプリング周波数Ｆ'sで動作する分数遅延フィルタでサンプリングタイミング誤差ＭδＴs（秒単位）を補正すれば、真のサンプリングタイミングでの値を抽出することが可能となる。

サンプリング補正制御部２０は、サンプリングタイミング誤差を、秒単位ではなく、受信側サンプリングクロック周期単位で算出する。すなわち、サンプリング補正制御部２０は、数１７によって周波数誤差αからサンプリングタイミング誤差Δを算出する。

そして、サンプリング補正制御部２０は、算出したサンプリングタイミング誤差Δを、整数部Δintと分数部分（小数部）Δfracとに分解する（Δ＝Δint＋Δfrac）。そして、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを、サンプリングタイミング誤差情報として周波数誤差補正部２１に与え、また、サンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintを、サンプリングタイミング誤差情報としてＦＦＴ部１４に与える。

周波数誤差補正部２１は、サンプリングタイミング誤差情報Δfracを受け取ると、サンプリングタイミング誤差情報Δfracに応じた分数遅延フィルタ処理を実行する。例えば、分数遅延フィルタとしてＮ次のLagrangeフィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを用いる場合、Ｄ＝round（Ｎ／２）−Δfracを分数遅延フィルタに入力することによって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプル値を得る。また、分数遅延フィルタとしてＮ次の変形Farrow型分数遅延フィルタを用いる場合には、Ｄ’＝−Δfracを分数遅延フィルタに入力することによって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプル値を得る。

一方、ＦＦＴ部１４は、受信側サンプリング周波数Ｆ'sで動作しており、ＦＦＴ演算の開始時刻を受信側サンプリングクロック周期Ｔ's単位でシフトさせることができる。そして、サンプリングタイミング誤差情報Δの整数部Δintが変化したら、すなわち、サンプリングタイミング誤差ＭδＴs（秒単位）が±Ｔ'ｓ変化したら、それを相殺するようにＦＦＴ演算の開始位置を±Ｔ'sシフトさせる。

この様に、サンプリングタイミング誤差情報Δの分数部Δfracを周波数誤差補正部２１で、整数部ΔintをＦＦＴ演算部１４で補正することによって、サンプリングタイミング誤差情報Δ全体の補正が可能となる。

より具体的には、周波数誤差補正部２１は、Lagrangeフィルタの場合には数１８によって、Farrow型分数遅延フィルタの場合には数１９によって、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合には数２０によって、遅延量ＤまたはＤ'に対応する補間ポイントにおけるサンプリング値を補間する。Lagrange補間フィルタおよびFarrow型分数遅延フィルタは、上述したように、ｎ番目のサンプリング値ｘ（ｎ）が入力された時点で、Ｄ遅延されたサンプリング値ｘ（ｎ−Ｄ）を補間により求める。具体的には、Lagrange補間フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}を参照して、数１８に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。また、Farrow型分数遅延フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}を参照して、数１９に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。また、変形Farrow型分数遅延フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）｝を参照して、数２０に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。ただし、数２０からも分かるように、ｘ（ｎ−Ｄ）を算出する際、変形Farrow型分数遅延フィルタには、遅延量Ｄそのものではなく、Ｄ’＝Ｄ−ｒｏｕｎｄ（Ｎ／２）を指定（入力）する必要がある。

上述したとおり、LagrangeフィルタおよびFarrow型分数遅延フィルタには、Ｄ＝round（Ｎ／２）−Δfracを入力すれば良い。一方、変形Farrow型分数遅延フィルタには、Ｄ’＝−Δfracを入力すれば良い。これによって、LagrangeフィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを分数遅延フィルタとして用いる場合にも、変形Farrow型分数遅延フィルタを分数遅延フィルタとして用いる場合にも、サンプリング周期Ｔ's内の同じタイミングで補間を行うことができる。

なお、ＤおよびＤ’は遅延量なので現在から過去に向かってその時間軸が設定されている。一方、タイミング誤差情報Δは現在から未来に向かって時間軸が設定されているので、Δfracの前にマイナス符号をつけた。フィルタの実装でＤやＤ’の時間軸が、Δと同様に現在から未来に定義されている場合にはＤ＝round（Ｎ／２）＋Δfrac、Ｄ’＝＋Δfracとなる。この様に分数遅延フィルタに分数部Δfracを入力する場合には、Δfrac、Ｄ、Ｄ’における時間軸の向きに注意する必要がある。

なお、分数部Δfracの取りうる範囲は、−０．５≦Δfrac＜＋０．５や、０≦Δfrac＜＋１などが考えられる。実装に用いるサンプリング値予測手段の特性や、制御回路の仕様などから、最適な定義を採用して問題無い。整数部は分数部Δfracにあわせて定義すればよい。

なお、数１９のフィルタ係数ｑn（ｋ）は、数１０の行列Ｑの要素Ｑ（ｎ，ｋ）であり、Σｑ_n（ｋ）ｘ（ｎ−ｋ）が図１６に示すFarrow型フィルタを構成する各ＦＩＲフィルタＣｎ（ｚ）に相当し、Σ｛Ｄ^ｎ（Σｑ_n（ｋ）ｘ（ｎ−ｋ））｝が図１６に示すHonerの方法に相当する。また、数２０のフィルタ係数ｑ'n（ｋ）は、数１３の行列Ｑ'の要素Ｑ'（ｎ，ｋ）である。

そして、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置５０では、周波数誤差検出部１６、サンプリング補正制御部２０、周波数誤差補正部２１、および、ＦＦＴ部１４における以上の処理を繰り返すことにより、周波数誤差補正部２１の出力時点での周波数誤差を０もしくは０近傍に収束させる。

ＯＦＤＭ復調装置５０における周波数誤差の補正について図１８および図１９を用いて、処理概要を説明すれば以下のとおりである。

図１８は、ＯＦＤＭ復調装置５０のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとのサンプリングタイミング誤差を説明する図である。図１８に示す例では、ＯＦＤＭ復調装置５０の動作クロックのサイクルはＴ'sであり、Ｔ'sごとにサンプリングが行われるが、放送局でのデジタルベースバンド処理におけるサンプリングのクロックサイクルはＴsであり、１周期ごとにδＴsの誤差が発生する様子が示されている。ここで、ＯＦＤＭ復調装置５０のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとが一致しているタイミングをｔ＝０とすると、ｔ＝Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs、ｔ＝２Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs×２、ｔ＝３Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs×３となる。つまり、ｔ＝ＭＴ'sのサンプリング時のタイミング誤差は、ＭδＴsとなる。

このとき、サンプリング補正制御部２０が、周波数誤差検出部１６から受け取った周波数誤差αを用いて、数１７によってサンプリングタイミング誤差Δ＝Ｍαを算出する。そして、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを周波数誤差補正部２１に供給し、サンプリングタイミング誤差Δの整数部ΔintをＦＦＴ部１４に供給する。そして、周波数誤差補正部２１は、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを参照して、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を算出し、ＦＦＴ部１４は、サンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintを参照してＦＦＴ演算の開始位置をシフトする。

なお、Lagrangeフィルタは、フィルタ係数ｈ（ｋ，Ｄ）を変えない限り、同じ補間ポイントにおける補間値を算出する。一方、Farrow型分数遅延フィルタ、および、変形Farrow型分数遅延フィルタは、フィルタ係数ｑn（ｋ）、および、ｑ'n（ｋ）のいずれも常に固定であるものの、図１６に示す乗算器（×Ｄ）の値を変えることにより、補間処理を行うポイントをダイナミックに変えることが可能である。

図１９は、変形Farrow型分数遅延フィルタを用いた補間処理のイメージを示す図であって、（ａ）はあるサンプリングタイミング（t＝４Ｔ's）における補間処理のイメージを示す図であり、（ｂ）は（ａ）の次のサンプリングタイミング（t＝５Ｔ's）における補間処理のイメージを示す図である。

図１９に示す例では、時刻t＝４Ｔ'sにおいては、（ａ）に示したように、レジスタに格納されているＸ（０）〜Ｘ（４）の５つのサンプリング値から、真のサンプリングタイミング（遅延量Ｄ'に対応する補間ポイント）におけるサンプリング値Ｘ（４−Ｄ）＝Ｘ（２−Ｄ’）を算出し、時刻ｔ＝５Ｔ’sにおいては、（ｂ）に示したように、レジスタに格納されているＸ（１）〜Ｘ（５）の５つのサンプリング値から、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値Ｘ（５−Ｄ）＝Ｘ（３−Ｄ’）を算出する。図１９に示す変形Farrow型分数遅延フィルタの例では、遅延量Ｄ’＝−Δfracであり、周波数誤差補正部２１が、数２０の演算を行う。

これにより、ＯＦＤＭ復調装置５０における各サンプリングタイミングにおいて、真のサンプリングタイミング（ＯＦＤＭ変調を行う放送局でのサンプリングタイミング）におけるデータが順次補間されるため、周波数誤差を補正することが可能となる。

なお、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ダイレクトコンバージョン方式のチューナーに接続して用いられる構成であってもよい。チューナーは、放送局からのデジタル放送波を受信し、直交復調してＩチャネル信号とＱチャネル信号とからなるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、ＯＦＤＭ復調装置に供給する。チューナーからのＩチャンネル信号およびＱチャネル信号に対して、上述したサンプリング受信および周波数誤差の補正を行い、ＯＦＤＭ復調装置５０と同じ動作によって周波数誤差を補正する。

また、図２０は、分数遅延フィルタを用いたクロック周波数誤差を補正する構成の例を示す図である。本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置５０は、図２０に示すような構成例によっても実現可能である。

（オーバーサンプリング）
オーバーサンプリングを用いて周波数誤差を補正する構成における分数遅延フィルタの処理とその制御について説明する。なお、ＯＦＤＭ復調装置５０では、ＡＤＣ１１、または、サンプリング受信部１２においてオーバーサンプリングが行われる。

Lagrange補間フィルタやFarrow型分数遅延フィルタは、図１５や図１７に示すように、ナイキスト領域全体が分数遅延周波数領域とはならない。仮に、ナイキスト領域の８０％程度の範囲を分数遅延周波数領域にするには、Lagrange補間フィルタやFarrow型分数遅延フィルタの次数は、Ｎ≧２００となるため、回路実装が現実的ではなくなる。

そこで、用途に応じて要求される分数遅延周波数領域を確保できるフィルタを設計することになる。つまり、所望する分数遅延周波数領域の幅をＦ_１として、ｆ＝−Ｆ_１／２〜＋Ｆ_１／２の範囲において分数遅延処理の可能なフィルタを設計することを考える。実際のＯＦＤＭ復調装置の設計では、ＯＦＤＭ波の周波数帯域において許容されるキャリア周波数誤差のマージンの和がＦ_１に相当する。

ところで、図１７（ｂ）から、±０．２Ｆsの範囲の周波数領域では正しく分数遅延処理が行われており、誤差が小さいことがわかる。したがって、サンプリング周波数が、Ｆs＝５Ｆ_１であれば、±Ｆ_１（＝±０．２×５Ｆ_１）の周波数領域においては、正しく分数遅延処理が行われることになる。つまり、規準クロック周波数では所望の分数遅延周波数領域を実現できない場合、所望の分数遅延周波数領域に応じてサンプリング周波数をオーバーサンプリング状態に変換することによって、所望の周波数領域全体における補間が可能となる。上述した「Multirate Signal Processing for Communication Systems」によれば、整数倍のサンプリング周波数のレート変換は、デジタル信号処理にこえる一般的な技術である。そして、このレート変換をＯＦＤＭ復調装置５０に適用することにより、次数Ｎの低いFarrow型分数遅延フィルタによって、広範な分数遅延周波数領域を実現できる。そして、このサンプリングレートの変換機能と次数Ｎの低いFarrow型分数遅延フィルタとを組み合わせた構成は、Ｎ≧２００のフィルタよりも小規模で容易に実装可能である。

なお、サンプリング周波数は、Ｆs＝５Ｆ_１に限定されるものではない。例えば、図１７（ｂ）より、誤差を低減する必要がある場合には、さらに変換レートを高めにする必要がある。逆に、誤差よりも消費電力の低減を重視してサンプリング周波数を低くしたい場合には、レート変換比を小さめにする必要がある。

（分数遅延処理シフト）
図２１は、本発明に係る他のＯＦＤＭ復調装置５１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置５１は、図１に示したＯＦＤＭ復調装置５０と同じブロックを備えており、ＯＦＤＭ復調装置５１に含まれる各ブロックは、図１に示したＯＦＤＭ復調装置５０において同一の参照符号を付したブロックと同一の基本機能を有している。以下では、ＯＦＤＭ復調装置５１の各ブロックにおいて、図１のＯＦＤＭ復調装置１とは異なる動作について説明する。

図１のＯＦＤＭ復調装置１との違いは、サンプリング補正制御部２０から周波数誤差補正部２１にサンプリングクロックシフト量を供給している点と、同じくサンプリング補正制御部２０からＦＦＴ部１４にＦＦＴ窓シフト量を供給している点にある。

上述したとおり、例えば、変形Farrow型フィルタでは、遅延量Ｄ’＝−Δfrac（分数遅延量）であるが、遅延量Ｄ’は、そのフィルタ特性が図１７の様な特性であるならば、その演算誤差を考慮すれば、Ｎが偶数の場合には−１／２＜Ｄ´＜＋１／２の範囲内に、Ｎが奇数の場合には０＜Ｄ´＜１の範囲内に設定されるのが好ましい（上限値および下限値はいずれも受信側サンプリングクロック周期単位）。そのため、分数遅延量が有限値（例えば、−１／２〜＋１／２）の範囲を超える場合においても齟齬なく周波数誤差を補正させる構成が必要となる。なお、有限値の範囲が、特許請求の範囲における所定のサンプリングタイミングの範囲に対応する。

以下に、ＯＦＤＭ復調装置５１の動作について説明する。上述したサンプリングクロックシフト量およびＦＦＴ窓シフト量は、分数遅延量が上述した有限値を超えた場合に使用されるものであり、ＯＦＤＭ復調装置５１のでは、周波数誤差補正部２１へのサンプリングクロックシフト量とＦＦＴ部１４へのＦＦＴ窓シフト量とを連動させて供給することにより、分数遅延量が有限値を超えた場合でも齟齬なく周波数誤差を補正する構成を実現している。

ＯＦＤＭ復調装置５１において経過する時間を上述したＭＴ's（Ｔ'sはＯＦＤＭ復調装置５１におけるサンプリング周期）と表す場合、復調を継続すると、時間の経過に伴ってＭの値は単調に増加する。しかし、分数遅延フィルタで補正できる領域は有限であり、Ｍが大きくなると、サンプリングタイミング誤差Δ＝Ｍαは上述した有限値を超えてしまう。

ここで、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合を例にとると、遅延量Ｄ’＝−Δfracは、−１／２〜＋１／２に設定されている。そこで、ＯＦＤＭ復調装置５１では、Ｍが増加した結果、Ｄ'=＋−１／２になったら、図２２のように、Ｄ'＝−＋１／２に変更する。図２２は、サンプリング値を補正する例を示す図である。図２２の各行はシンボル内のタイミングを表している。各行の左から右へとサンプリング単位で、また、上の行から下の行へとシンボル単位で時間が進行する。図２２において、太い矢印が動作クロックによる受信側サンプリングタイミング、細い矢印が放送波の真のサンプリングタイミングを示す。周波数誤差が一定である場合には、図２２の様に真のタイミングは時間とともに一定の間隔でシフトする。なお、シンボル全体はサンプリングクロック周期で表示するのは困難なので、図２２ではＦＦＴ窓位置付近のみを拡大して表示した。また、同時に、ＦＦＴ窓をＤ'の変化の逆方向に１Ｔ'sだけシフトさせる。これはサンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintと分数部Δfracが逆方向に１Ｔ'sシフトすることに相当する。シフト前後ではトータルのΔは不変である。この処理によって、遅延量Ｄ'やΔfracを、−１／２〜＋１／２に設定することが可能となる。なお、図２２においては、受信側サンプリングクロックの立ち下りタイミングで処理を行うものとしているが、逆に、立ち上がりタイミングで処理を行うようにしてもよい。その場合は、その場合には、図中の立ち上がりと立下りを逆転させれば良い。

例えば、図１９（ｂ）に示す状態が例えばＤ'＝２／３とすると、遅延量Ｄ’は、有限値（＝１／２）を超えており、精度よく補間値を算出することができない。図１９に示す例では、真のサンプリングタイミングに対応する遅延量Ｄ'として、ｎ＝０を基準サンプリングタイミングとした分数遅延量が設定される。しかし、遅延量Ｄ'に対応する補間ポイントは、ｎ＝０のサンプリングタイミングよりｎ＝１のサンプリングタイミングに近い。つまり、ｎ＝０を基準サンプリングタイミングとする代わりに、ｎ＝１を基準サンプリングタイミングとした遅延量Ｄ'を用いることによって、遅延量Ｄ’を有限値−１／２〜＋１／２の範囲に収めることができ、精度よく補間値（真のサンプリングタイミングのサンプリング値）を算出することができる。

このような基準サンプリングタイミングの更新は、サンプリングクロック毎に算出されるサンプリングタイミング誤差Δ（サンプリングクロック単位）を整数部Δintと分数部Δfracとに分け、遅延量Ｄ'をＤ'＝−Δfracと設定することによって実現される（Ｄ’を−１〜０の範囲に収める場合）。Ｄ’を−１／２〜＋１／２に収めるのであれば、例えば、（Δ＋１／２）の分数部から１／２を減算することにより遅延量Ｄ’を算出するようにすればよい。サンプリング補正制御部２０は、このようにして算出した遅延量Ｄ’をサンプリングクロックシフト量として周波数誤差補正部２１に供給するとともに、同時に算出された（Δ＋１／２）の整数部をＦＴＴ窓シフト量としてＦＴＴ部１４に供給する。あるいは、整数部によるシフトを考慮したＦＦＴ窓の開始タイミング生成し、開始タイミングをＦＦＴ部１４に供給するように構成してもよい。

周波数誤差補正部２１は、（１）新たなデータを変形Farrow型分数遅延フィルタにラッチし、（２）遅延量Ｄ'をサンプリング補正制御部２０から取得し、（３）取得した遅延量Ｄ'を変形Farrow型分数遅延フィルタに入力することによって、新たなサンプリング値を得る、という一連の処理をサンプリングクロック毎に繰り返す。同時に、ＦＦＴ部１４は、（１）ＦＦＴ窓シフト量（Δ＋１／２の整数部）をサンプリング補正制御部１０７から取得し、（２）取得したＦＦＴ窓シフト量が前回取得したＦＦＴ窓シフト量と比べて±１増減したとき（かつ、そのときに限って）、ＦＦＴ演算の開始位置を±Ｔ'ｓシフトさせる、という一連の処理をサンプリングクロック毎に繰り返す。あるいは、周波数誤差補正部２１が供給するＦＦＴ窓開始タイミングにしたがって、ＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うように構成してもよい。

これにより、分数遅延量は常に有限値を超えることはなく、Ｄ'は−１／２〜＋１／２の範囲に収まる。また、図２２に示すとおり、サンプリングクロックに対して、常に、同じタイミングでＦＦＴ窓が開始することになる。つまり、補間ポイントの範囲の制約（すなわち、分数遅延量の範囲の制約）を受けることなく、無限時間で周波数誤差によるサンプリングタイミング誤差を補正することが可能となる。

（オーバーサンプル状態での補間処理）
また、オーバーサンプル状態にて分数遅延処理を行なうと、分数遅延周波数領域が実効的に広くなることは上述した説明のとおりであるが、ここでは、ＦＦＴの規準サンプリングクロック周波数Ｆsの４倍にオーバーサンプルして分数遅延処理を行なう場合について考える。オーバーサンプリングして分数遅延処理を行う場合においても、最終的なタイミング補正の目標は、Ｆsクロックにおける誤差を補正することである。したがって、基準サンプリングクロックに対する分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）を行なうためには、オーバーサンプリングクロックに対する整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）（以下、「オーバーサンプル整数遅延」と呼称）と、オーバーサンプリングクロックに対する分数遅延分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）（以下、「オーバーサンプル分数遅延」と呼称）の両方が必要となる。

この場合、サンプリングクロックシフト量を受ける周波数誤差補正部２１は、サンプリングクロックシフト部が追加された構成となる。図２３は、整数遅延処理に対応した周波数誤差補正部２１の具体的な構成を示す図である。

図２３に示すとおり、周波数誤差補正部２１は、オーバーサンプル整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）のための整数遅延部２０３２および２０３３と、オーバーサンプル分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）のための分数遅延部２０３１を備えた構成である。整数遅延部２０３２は、周波数偏差が負のとき周波数誤差を補正する整数遅延部であり、整数遅延部２０３３は、周波数偏差が正のときの周波数誤差を補正する整数遅延部である。つまり、オーバーサンプル状態にて分数遅延処理を行う場合には、図２３に示す構成によってオーバーサンプル分数遅延量をシフトさせながらオーバーサンプル整数遅延量もシフトさせる。

以下に、オーバーサンプリング状態でのオーバーサンプル整数遅延およびオーバーサンプル分数遅延について、より詳細に説明する。オーバーサンプリングを行わない場合（すなわちＦsクロック）において、分数遅延量が有限値を超えたときに、オーバーサンプル分数遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋１／２に変更すると同時に、ＦＦＴ窓の開示タイミングを逆方向にシフトさせる処理が必要であることは上述した説明のとおりである。

これに対して、オーバーサンプリングのレート変換比率が整数のオーバーサンプリング状態の場合には、例えば、オーバーサンプリングクロックが４Ｆsクロックのときには、オーバーサンプル遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋（４−１／２）に変更し、ＦＦＴ窓の開始タイミングを逆方向にＦsクロック、１周期Ｔ'sだけシフトさせることになる。つまり、オーバーサンプリング状態に応じたオーバーサンプル整数遅延量のシフトが必要となるが、図２３のように、周波数誤差補正部２１を、分数遅延フィルタ２０３１の前後に、トータルのオーバーサンプル遅延量がセレクタによって選択可能な整数遅延部２０３２および２０３３を設けた構成とすることで、オーバーサンプル整数遅延量のシフトが可能となる。

また、ベースバンド処理部全体の制約によって、レート変換比が非整数の場合がある。例えば、４．５倍のオーバーサンプリングのときには、４．５Ｆsクロックのオーバーサンプル整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）とオーバーサンプル分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）の両方でタイミング調整を行う。

ただし、この場合、ＦＦＴ窓開始タイミングは、あくまでＦＦＴ基準クロック周波数の周期Ｔs単位でシフトさせるため注意が必要となる。したがって、オーバーサンプリングクロックが４．５Ｆsクロックのときには、オーバーサンプル遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋（４．５−１／２）に変更するが、ＦＦＴ窓の開始タイミングを逆方向にＦsクロック、１周期Ｔs、すなわち、オーバーサンプリングクロックが４Ｆsクロックのときと同じだけシフトさせることになる。

以上の説明では、レート変換比が４倍と４．５倍の場合を例に説明したが、レート変換比率はこれに限定される訳ではない。分数遅延処理の演算精度やベースバンド信号処理の要請に応じて任意のレート変換比において同様の方法で実施可能である。

また、上述した実施形態では、ＯＦＤＭ復調装置１の内部において直交検波を行っているが、ＯＦＤＭ復調装置１およびＯＦＤＭ復調装置５０の外部に接続されたチューナーにおいて直交検波を行い、ＯＦＤＭ復調装置１およびＯＦＤＭ復調装置５０が直交検波後のＩＱ成分出力を受けて、周波数誤差検出および周波数誤差補正を行う構成とすることも可能である。

実施形態１の構成では、検出した周波数偏差をＰＬＬ４０３に与えることで、動作クロックの周波数誤差を補正する。つまり、周波数誤差補正により、動作クロックは、ＰＰＭオーダーで変動する。一方、実施形態２の構成では、動作クロック周波数は一定のまま、データ列の周波数誤差を補間処理で補正する。つまり、動作クロックは変動せず、補正対象が、動作クロックかデータ列かの違いとなる。

（付記事項）
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

なお、本発明を、以下の構成としても実現できる。

（第１構成）
誤り訂正符号化されたデータ信号と、
フレーム同期信号と制御信号と、
波形等化処理の基準となるパイロット信号を、直交周波数分割多重変調を行うことで有効シンボルを生成し、前記有効シンボルと、前記有効シンボルの一部分と同一の内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含む直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）方式によるデジタル送信波を受信・復調するＯＦＤＭ復調装置において、
放送局とは異なるクロック源を用い、
前記放送波をサンプリングした受信サンプル系列信号と前記受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との各サンプル毎の複素相関値を出力する複素相関演算手段と、
前記複素相関値をシンボル方向にあらかじめ定められたシンボル数積分し前記シンボル数で割ることによりフィルタリングして複素相関演算値系列信号を出力する第１のフィルタ手段と、
前記複素相関演算値の複素相関強度を算出する複素相関強度算出手段と、
前記複素相関強度をデータをサンプリングした方向にフィルタリングをして複素相関強度演算値を出力する第２のフィルタ手段と、
前記第２のフィルタ手段の出力を受けて前記複素相関強度演算値の微分を行う微分手段と、
前記微分手段が出力する値のピーク位置を検出する微分出力ピーク位置検出手段と、
前記微分出力ピーク位置検出手段が出力するピーク位置情報を前記微分出力ピーク位置検出手段がピーク位置を出力する周期毎に記憶する記憶手段と、
前記記憶手段が記憶している微分出力ピーク位置と前記微分出力ピーク位置検出手段が出力するピーク位置の差と、前記微分出力ピーク位置検出手段がピーク位置を出力する周期に基づいてクロック周波数誤差を検出するクロック周波数誤差検出手段と、
前期クロック周波数誤差検出手段が出力するクロック周波数誤差情報を受けて放送局の動作クロックと受信装置の動作クロックとのずれを補正する手段を有する事を特徴とするＯＦＤＭ復調装置の選択とを独立して決定することを可能とするコンテンツ再生装置。

（第２構成）
第１構成に記載の動作クロックの周波数を放送波における真のサンプリング周波数に合わせ込む手段が、前記クロック源のクロック周波数の増減であることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。

（第３構成）
前記周波数誤差情報から真のサンプリングタイミングに相当する分数遅延量を算出するサンプリング補正制御部と、
前記サンプル系列信号の前記補正制御部が出力した分数遅延量でのサンプリング値を補間処理で計算することを特徴とする補間手段を有し、
前記クロック源の周波数を増減しないでサンプリングタイミングを放送波に合わせ込むことを特徴とする第１構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第４構成）
オーバーサンプリング手段を有し、
前記オーバーサンプリング手段は前記サンプル列のサンプリング周波数を規準クロック周波数に対しオーバーサンプリング状態に変換し、
前記補間処理が前記オーバーサンプリングされたデータ列の補間処理を行なうことを特徴とする第３構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第５構成）
第１のフィルタ手段と、
第２のフィルタ手段と、
微分手段と、
微分出力ピーク位置検出手段と、
微分手段の全シンボル期間の出力をもとに閾値を計算する閾値計算回路と、
該微分出力が閾値を超えているか否かを判別する閾値通過判別回路と、
該微分出力全体で前記閾値通過判別回路が閾値を通過したと判別したかをカウントするカウント回路と、
前期カウント回路が予め定められた回数以下、もしくは、前期カウント回数が別の予め定められた回数以上である場合にピーク位置は無効であると出力し、それ以外の場合は有効であると出力する判断手段１と、
前記判断手段１の出力と前記ピーク位置検出手段の出力を周波数誤差検出周期で記憶する記憶手段と、
前記記憶手段が記憶している直前の周波数誤差検出周期における前記判断手段１の出力と現在の前記判断手段１の出力がともに有効であれば有効と出力し、それ以外の場合は無効と出力する判断手段２と、
前記判断手段２が有効と判断したときに、前記記憶手段が記憶している微分出力ピーク位置と前記微分出力ピーク位置検出手段が出力するピーク位置の差と前記ピーク位置検出手段がピーク位置を出力する周期とからクロック周波数誤差を算出する一方で、前記効判断手段２が無効と判断したときは、周波数誤差を更新せず前回検出時のクロック周波数誤差を引き続き使用することを特徴とするクロック周波数誤差検出手段を有する、
第１構成から第４構成までのいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第６構成）
前記周波数誤差検出手段からのクロック周波数誤差検出値を積分してゆく積分手段を具備し、
前記積分手段の出力を請求項２もしくは３に記載の補正手段に与えることにより、各検出周期における周波数誤差検出周期値の誤りを補正することを特徴とする第１構成から第５構成までのいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第７構成）
前記有効判断手段２が有効と判断した周波数誤差検出値のみを積分する積分回路を具備し、
前記積分手段の出力を請求項２または３に記載の補正手段に与えることにより、各検出周期における周波数誤差検出周期値の誤りを補正することを特徴とする、
第１構成から第６構成までのいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第８構成）
前記クロック周波数誤差検出値にＯＦＤＭ復調装置の内部パラメータで決まる値を乗じた後に積分することを特徴とする、
第６構成または第７構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第９構成）
前記第１のフィルタ手段の積分期間がＯＦＤＭ復調装置の内部パラメータで決まることを特徴とする第１構成から第６構成までのいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

ここで、内部パラメータは、積分を行う期間に含まれるシンボルの個数をパラメータとして有している。

検出開始直後などには、周波数誤差検出速度の向上のため積分を行う期間を少なくする必要があるなど、制約が発生する場合がある。第９構成のＯＦＤＭ復調装置は、最初のうちは短い周期で頻繁に周波数誤差の検出を行うことによりすばやく周波数誤差を収束させ、その後で積分を行う期間を長くしてより正確な周波数誤差検出を行わせるといったように第１のフィルタ手段の計算を行う期間を変化させることができる。

（第１０構成）
ピーク位置検出においては前回有効なピーク位置を含む前後の区間をピーク位置検出対象とし、それ以外の区間に有効なピークが存在しても検出対象としないことを特徴とする第１構成から第９構成までのいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第１１構成）
ＦＦＴ演算開始位置をずらすＦＦＴ窓位置制御手段を有し、
前記サンプリング補正制御部があらかじめ定められた値を超える遅延量を算出した際に規準サンプリングクロック１周期分だけシフトした分数遅延量を出力し、
ＦＦＴ窓位置制御手段はＦＦＴ窓位置を規準サンプリングクロック１周期分だけ同時にシフトさせることで、
サンプリングタイミング補正を常に処理することが可能となることを特徴とする第３構成または第４構成に記載のＯＦＤＭ受信装置。

（第１２構成）
コンピュータに、
第１構成から第１１構成までのいずれかの構成に記載のクロック周波数誤差検出手順と、
クロック周波数誤差を補正する手順とを実行させることを特徴とするＯＦＤＭ復調プログラム。

（第１３構成）
第１２構成に記載のプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース部などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。

この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読み取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読み取り可能なプログラムメディアであっても良い。

また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。

また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。

また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。

さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。

本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる受信装置に適用することができ、特に、ＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に好適である。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）のための復調装置、３ＧＰＰが規定する携帯電話規格の第３．９世代規格（ＬＴＥ：Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）や第４世代規格の為のＯＦＤＭ復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。

本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、遅延プロファイル・ピーク位置検出部、及びクロック周波数誤差検出部の要部構成を示すブロック図である。 マルチパスが発生する環境におけるＯＦＤＭ放送波の複素相関強度とその微分出力の関係を示す図である。 第１フィルタリング部において区間平均処理を行わない場合の複素相関強度を示す図である。 第１フィルタリング部において区間平均処理を行った場合の複素相関強度を示す図である。 第２フィルタリング部における移動平均処理によって得られる複素相関強度演算値を示す図である。 図６に示す複素相関強度演算値信号を微分して得られる微分出力の図である。 放送波の周波数とＯＦＤＭ復調装置の動作クロック周波数との周波数誤差によりピーク位置がずれることを示す図である。 微分出力のピーク位置の検出範囲を前回検出したピーク位置から±Ｗに制限したときのピーク位置検出例を示す図である。 周波数誤差を検出する処理の１サイクルを表わすフローチャート図である。 複素相関強度演算値の微分出力の波形が解析可能であるか否かを判定する処理を示すフローチャート図である。 ＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。 分数遅延フィルタによる補間処理を示す図である。 ＦＩＲフィルタの構成を示す図である。 Lagrange補間フィルタにおいて、補間ポイントを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は位相特性を考慮した実際の補正タイミングＤintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮した信号雑音電力比（ＳＮＲ）を示す図である。 Farrow型分数遅延フィルタの構成を示す図である。 Farrow型分数遅延フィルタにおいて、補間ポイントを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は位相特性を考慮した実際の補正タイミングを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮したＳＮＲを示す図である。 ＯＦＤＭ復調装置のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとのサンプリングタイミング誤差を説明する図である。 変形Farrow型分数遅延フィルタを用いた補間処理のイメージを示す図であって、（ａ）はあるサンプリングタイミングにおける補間処理のイメージを示す図であり、（ｂ）は（ａ）の次のサンプリングタイミングにおける補間処理のイメージを示す図である。 分数遅延フィルタを用いたクロック周波数誤差を補正する構成の例を示す図である。 本発明に係る他のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。 サンプリング値を補正する例を示す図である。 整数遅延処理に対応した周波数誤差補正部の具体的な構成を示す図である。 ＯＦＤＭ信号に含まれているシンボル信号の構成を示す図である。 従来技術のＯＦＤＭ復調装置におけるガード相関／ピーク検出回路のブロック構成図である。 本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。

符号の説明

１ ＯＦＤＭ復調装置
１０ チューナ
１１ ＡＤＣ（サンプリング手段）
１２ サンプリング受信部（オーバーサンプリング手段）
１３ 直交復調生成部（直交復調手段）
１４ ＦＦＴ部（ＦＦＴ演算手段）
１５ 遅延プロファイル・ピーク位置検出部（複素相関強度演算手段）
１６ クロック周波数誤差検出部（周波数誤差検出手段）
１７ ＦＦＴ窓位置検出部
１８ 周波数発振器
１９ ＰＬＬ回路（周波数誤差補正手段）
２０ サンプリング補正制御部（サンプリングタイミング特定手段、ＦＦＴ窓位置制御部）
２１ 周波数誤差補正部（周波数誤差補正手段、補間手段）
５０ ＯＦＤＭ復調装置
１５１ 遅延回路部
１５２ 複素共役演算部
１５３ 複素乗算部
１５４ 第１フィルタリング部（シンボルナンバー方向積分手段、積分期間決定手段）
１５５ 複素相関強度演算部
１５６ 第２フィルタリング部（平滑化手段）
１５７ 微分演算部
１５８ ピーク位置検出部（境界検出手段、判定手段、）
１５９ 自走カウンタ
１６１ ピーク位置差分検出部
１６２ 積分演算部
２０３１ 分数遅延部
２０３２ 整数遅延部
２０３３ 整数遅延部

Claims (8)

1. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するサンプリング手段を備えたＯＦＤＭ復調装置であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算手段と、
   上記平均化された複素相関強度信号を微分した微分出力信号を生成して、当該微分出力信号のピーク位置を上記有効シンボルの境界として境界検出する境界検出手段と、
   上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
   上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
   上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する記憶手段と、
   上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データが存在する場合、上記境界検出手段による上記境界の位置検出が有効であると判定する判定手段とを備え、
   上記周波数誤差検出手段は、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定手段によって有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出し、
   上記周波数誤差補正手段は、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶手段に記憶されている周波数誤差を補
   正する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するサンプリング手段を備えたＯＦＤＭ復調装置であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算手段と、
   上記平均化された複素相関強度信号を微分した微分出力信号を生成して、当該微分出力信号のピーク位置を上記有効シンボルの境界として境界検出する境界検出手段と、
   上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
   上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
   上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を記憶する記憶手段と、
   上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの数が、予め定められた範囲内にある場合、上記境界検出手段による上記境界の位置検出が有効であると判定する判定手段とを備え、
   上記周波数誤差検出手段は、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定手段によって有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出し、
   上記周波数誤差補正手段は、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出手段が上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶手段に記憶されている周波数誤差を補正する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
3. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するサンプリング手段を備えたＯＦＤＭ復調装置であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算手段と、
   上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する境界検出手段と、
   上記複素相関強度演算手段によって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算手段が上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
   上記周波数誤差検出手段によって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段とを備え、
   上記周波数誤差補正手段は、上記ＯＦＤＭ信号のサンプリングタイミングを特定するサンプリングタイミング特定情報を生成するサンプリングタイミング特定手段と、上記受信サンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間する補間手段と、を備えている、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
4. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調方法であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算ステップと、
   上記平均化された複素相関強度信号を微分した微分出力信号を生成して、当該微分出力信号のピーク位置を上記有効シンボルの境界として境界検出する境界検出ステップと、
   上記複素相関強度演算ステップによって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算ステップが上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
   上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正ステップと、
   上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を記憶する記憶ステップと、
   上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データが存在する場合、上記境界検出ステップによる上記境界の位置検出が有効であると判定する判定ステップとを含み、
   上記周波数誤差検出ステップは、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定ステップにおいて有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出するステップであり、
   上記周波数誤差補正ステップは、上記周波数誤差検出ステップにおいて上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出ステップにおいて検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出ステップにおいて上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶ステップにおいて記憶した周波数誤差を補正するステップである、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
5. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調方法であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算ステップと、
   上記平均化された複素相関強度信号を微分した微分出力信号を生成して、当該微分出力信号のピーク位置を上記有効シンボルの境界として境界検出する境界検出ステップと、
   上記複素相関強度演算ステップによって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算ステップが上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
   上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正ステップと、
   上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を記憶する記憶ステップと、
   上記微分出力信号を構成する出力データのうち、設定された閾値を超える出力データの数が、予め定められた範囲内にある場合、上記境界検出ステップによる上記境界の位置検出が有効であると判定する判定ステップと、を含み、
   上記周波数誤差検出ステップは、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置検出と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置検出とのいずれもが、上記判定ステップによって有効と判定された場合に限って、上記周波数誤差を検出するステップであり、
   上記周波数誤差補正ステップは、上記周波数誤差検出ステップにおいて上記周波数誤差を検出した場合、上記周波数誤差検出ステップにおいて検出された周波数誤差を補正し、上記周波数誤差検出ステップにおいて上記周波数誤差を検出しない場合、上記記憶ステップにおいて記憶した周波数誤差を補正するステップである、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
6. 有効シンボルとガードインターバルとを有する伝送シンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信し、所定のサンプリングクロックでサンプリングして受信サンプル系列信号を生成するＯＦＤＭ復調方法であって、
   上記受信サンプル系列信号と、当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延したサンプル系列信号とから、１伝送シンボル期間長の平均化された複素相関強度信号を生成する複素相関強度演算ステップと、
   上記平均化された複素相関強度信号における上記有効シンボルの境界を境界検出する境界検出ステップと、
   上記複素相関強度演算ステップによって連続して生成された第１の複素相関強度信号および第２の複素相関強度信号について、上記第１の複素相関強度信号における上記境界の位置と上記第２の複素相関強度信号における上記境界の位置との差、および、上記複素相関強度演算ステップが上記複素相関強度信号の平均化に要する処理時間から、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
   上記周波数誤差検出ステップによって検出された周波数誤差を補正する周波数誤差補正ステップと、を含み、
   上記周波数誤差補正ステップは、上記ＯＦＤＭ信号のサンプリングタイミングを特定するサンプリングタイミング特定情報を生成するサンプリングタイミング特定ステップと、上記受信サンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング特定情報によって特定されるサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を補間する補間ステップと、を含んでいる、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
7. コンピュータを請求項１から３までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置として動作させるためのプログラムであって、上記コンピュータを、上記各手段として機能させるＯＦＤＭ復調プログラム。
8. 請求項７に記載のＯＦＤＭ復調プログラムが記録されているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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