JP5130936B2 - DC-DC converter - Google Patents
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Description
本発明は、直流‐直流変換装置に係り、詳しくはこの直流‐直流変換装置に用いられる電圧制御部の消費電力を低減するとともに装置の小形化をするに好適な直流‐直流変換装置に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a DC-DC converter suitable for reducing the power consumption of a voltage controller used in the DC-DC converter and reducing the size of the apparatus.
従来、半導体スイッチング素子を用いて、入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換して出力する直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）がある。このＤＣ−ＤＣコンバータの一種として一次側（電源側）および二次側（負荷側）とを、それぞれ一次巻線および二次巻線を備えた変圧器によって絶縁すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動を制御する制御回路の作動用電源を変圧器の三次巻線から取り出す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
この種のＤＣ−ＤＣコンバータは、概略的には図４の要部回路図に示されるように構成される。即ち、このＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのＭＯＳＦＥＴのうち、一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1またはＱ3）のソースと、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ2またはＱ4）のドレインを接続して構成した直列回路が２組並列に接続されてインバータ１が構成される。
また制御回路３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ4）をそれぞれオンにする一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ2，Ｑ3）をそれぞれオフにする状態（第１の状態）と、このオンとオフを入れ替えた状態（第２の状態）、およびすべてのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4）をオフする状態（第３の状態）を作る。そして制御回路３は、これら第１〜第３の状態を高速で切り替え、直流電源２の直流を高周波の交流（矩形波）に変換し、この交流が変圧器Ｔrの一次巻線Ｗ1に印加されるように制御する。このように制御することで変圧器Ｔrの二次巻線Ｗ2には、一次巻線Ｗ1に与えられた矩形波に従う電圧（交流）が生じる。
2. Description of the Related Art Conventionally, there is a DC-DC converter (DC-DC converter) that converts an input DC voltage into a different DC voltage and outputs it using a semiconductor switching element. As a type of the DC-DC converter, the primary side (power supply side) and the secondary side (load side) are insulated by a transformer having a primary winding and a secondary winding, respectively, and the DC-DC converter is driven. There is known an isolated DC-DC converter that extracts a power source for operation of a control circuit for controlling the voltage from a tertiary winding of a transformer (see, for example, Patent Document 1).
This type of DC-DC converter is schematically configured as shown in the main circuit diagram of FIG. That is, this DC-DC converter has a series circuit constituted by connecting the source of one MOSFET (Q 1 or Q 3 ) and the drain of the other MOSFET (Q 2 or Q 4 ) of two MOSFETs. Two sets of
In addition, the control circuit 3 switches the MOSFETs (Q 1 , Q 4 ) on, while switching the MOSFETs (Q 2 , Q 3 ) off (first state), and this on and off. A state (second state) and a state (third state) in which all MOSFETs (Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 ) are turned off are created. Then, the control circuit 3 switches the first to third states at high speed, converts the direct current of the direct
一方、二次巻線Ｗ2には、この二次巻線Ｗ2に生じた交流を整流する四個のダイオード（Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4）からなるダイオードブリッジ４が接続されている。このダイオードブリッジ４の出力は、脈流であるため、負荷５に直列および並列に接続されたインダクタＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路６によって平滑される。
制御回路３は、また上記第１〜第３の状態を高速で切り替えると共に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4）のオン期間とオフ期間の比率を制御する、いわゆるパルス幅制御によって負荷５に印加される直流の電圧値を調整する。
ところで制御回路３は、一般的に半導体を用いて構成されるため５〜１０Ｖ程度の直流電圧で動作するものが多い。この電圧を直流電源２から得る場合は、直流電源２の電圧が制御回路３の動作電圧よりも極めて高いと抵抗分圧等の素子による電圧降下を利用した電圧調整を行うと電力損失が極めて大きくなる。このため制御回路３を動作させる電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータの最初の起動タイミングを除き、変圧器の三次巻線から得ることが一般的である。
つまり制御回路３は、変圧器Ｔrの三次巻線Ｗ3から得られる交流を所定電圧の直流に変換する制御回路用電源部７から供給される直流によって動作するように構成されている。この制御回路用電源部７は、例えばシリーズレギュレータ等が適用される。例えば図４に示されるように制御回路用電源部７は、三次巻線Ｗ3にダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ1との直列回路が接続され、ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ1との接続点には、トランジスタＱ5のコレクタが接続される。このトランジスタＱ5のコレクタとベース間には、ベースバイアスを与える抵抗器Ｒが接続され、このトランジスタＱ5のベースと平滑コンデンサＣ1の他端との間には、ツエナーダイオードＤzが介挿される。このように構成された制御回路用電源部７は、トランジスタＱ5のエミッタとツエナーダイオードＤzのアノードとの間に制御回路の動作に適した出力電圧Ｖoが得られるようになっている。
On the other hand, the secondary winding W 2, a diode bridge 4 made of four diodes for rectifying the alternating current generated in the secondary winding W 2 (D 1, D 2 , D 3, D 4) is connected ing. Since the output of the diode bridge 4 is a pulsating current, the output is smoothed by the smoothing circuit 6 including the inductor L and the capacitor C connected in series and in parallel to the
The control circuit 3 also switches the first to third states at high speed, and controls the ratio between the on period and the off period of the MOSFETs (Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 ), so-called pulse width control. The DC voltage value applied to the
By the way, since the control circuit 3 is generally configured using a semiconductor, many control circuits 3 operate with a DC voltage of about 5 to 10V. When this voltage is obtained from the
That control circuit 3 is configured to operate by direct current supplied from the control circuit
ちなみに三次巻線Ｗ3の巻数は、三次巻線Ｗ3に表われる交流の電圧Ｅ3が適当な値になるように設定される。この電圧Ｅ3は、ダイオードＤ5で整流されて平滑コンデンサＣ1で平滑される。すると平滑コンデンサＣ1両端の入力電圧Ｖiは、ほぼ三次巻線Ｗ3に生ずる交流電圧のピーク値に等しくなる。三次巻線Ｗ3に表われる交流の電圧Ｅ3および平滑コンデンサＣ1両端の入力電圧Ｖiは、直流電源２の電圧値に比例して変化する。
例えば制御回路に供給する電圧（以下、出力電圧Ｖoと称する。）がツエナーダイオードＤzのツエナー電圧Ｖzより十分低いとき、抵抗器Ｒに流れる電流ＩRは、ツエナーダイオードＤzに流れず、すべてトランジスタＱ5のベース電流になる。このためトランジスタＱ5のインピーダンスが小さくなり、それ故トランジスタＱ5のコレクタ・エミッタ間の電圧が低下し、出力電圧Ｖoが上昇する。
逆に出力電圧Ｖoがツエナー電圧Ｖzに近づくと、ツエナーダイオードＤzが導通する。するとツエナーダイオードＤzに流れる電流は、出力電圧Ｖoが上昇するほど大きくなる。この出力電圧Ｖoの上昇につれてベース電流が減少するので、トランジスタＱ5のインピーダンスが増加し、出力電圧Ｖoの上昇が抑制される。
これらのことにより制御回路用電源部７の出力電圧Ｖoは、ツエナー電圧Ｖzに略近い電圧値に落ち着く。
Incidentally number of turns of the tertiary winding W 3 being the voltage E 3 of appearing alternating the tertiary winding W 3 are set to be appropriate values. This voltage E 3 is rectified by the diode D 5 and smoothed by the smoothing capacitor C 1 . Then, the input voltage V i across the smoothing capacitor C 1 becomes substantially equal to the peak value of the AC voltage generated in the tertiary winding W 3 . The AC voltage E 3 appearing at the tertiary winding W 3 and the input voltage V i across the smoothing capacitor C 1 change in proportion to the voltage value of the
For example the voltage supplied to the control circuit when (hereinafter, the output referred to as voltage V o.) Is a Zener diode D z sufficiently lower than the Zener voltage V z, the current I R flowing through the resistor R does not flow to the Zener diode D z All become the base current of the transistor Q 5 . Therefore the impedance of the transistor Q 5 is reduced, it voltage between the collector and emitter of the late transistor Q 5 is decreased, the output voltage V o increases.
Conversely, when the output voltage V o approaches the zener voltage V z , the zener diode D z becomes conductive. Then, the current flowing through the Zener diode D z increases as the output voltage V o increases. Since the base current decreases as the output voltage V o increases, the impedance of the transistor Q 5 increases, and the increase in the output voltage V o is suppressed.
As a result, the output voltage V o of the control circuit
ちなみにこの種の安定化電源回路は、シリーズレギュレータと呼ばれ、例えば非特許文献１に示されている。
しかしながら、上述した制御回路用電源部７は、直流電源２の電圧値に変化が大きいＤＣ‐ＤＣコンバータに適用すると制御回路用電源部７における電力消費が大きくなるという問題がある。つまり上述した制御回路用電源部７に入力される入力電圧Ｖiは、直流電源２の電圧値に比例する。このため例えば直流電源２の電圧値の最大と最小の比が３：１であったとすると、最小入力電圧のときに出力電圧Ｖoが１０Ｖになるように三次巻線Ｗ3の巻数を決定した場合、入力電圧Ｖiは、最小入力電圧時に１０Ｖ以上、最大入力電圧時に３０Ｖ以上となる。
一方、上述したようなシリーズレギュレータは、入出力間の差電圧値にトランジスタＱ5のコレクタ電流Ｉcの値をかけて得られる値に等しい損失が生じる。したがって、上述した場合における差電圧の最大値は、２０Ｖであり制御回路で消費される電力の２倍以上がトランジスタＱ5で失われることになる。このため制御回路用電源部７は、トランジスタＱ5を放熱するため大形のトランジスタＱ5が必要になり、変換装置を収容する筐体も大きくなる。
このようなことから従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、小形化、低コスト化が難しいという問題があった。
However, when the above-described control circuit
On the other hand, in the series regulator as described above, a loss equal to the value obtained by multiplying the voltage difference between the input and output by the value of the collector current I c of the transistor Q 5 occurs. Therefore, the maximum value of the differential voltage in the above case is 20 V, and more than twice the power consumed by the control circuit is lost in the transistor Q 5 . For this reason, the control circuit
For this reason, the conventional DC-DC converter has a problem that it is difficult to reduce the size and cost.
本発明は、このような問題を解決するべくなされたものであり、その目的とするところは、制御回路を駆動する制御回路用電源部における消費電力を低減し、装置の小形化および低コスト化を図ることのできる直流‐直流変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve such problems, and the object of the present invention is to reduce power consumption in a power supply unit for a control circuit that drives the control circuit, and to reduce the size and cost of the device. It is an object of the present invention to provide a DC-DC converter that can achieve the above.
上述した目的を達成するべく本発明は直流‐直流変換装置は、一次、二次および三次の各巻線を有する変圧器と、直流を交流に変換して前記変圧器の一次巻線に与えるインバータと、前記変圧器の二次巻線から得られる交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータから出力される直流を所定の電圧値に維持するよう前記インバータの出力電圧値を調整する電圧制御部と、前記変圧器の三次巻線から得られる交流を所定電圧値の直流に変換して前記電圧制御部を駆動させる第一の電源部とを具備し、
更にインダクタと、前記三次巻線から得られる交流を直流に変換する整流器と、この整流器と前記インダクタとを直列に接続した第二の電源部とを備え、
前記第二の電源部は、前記第一の電源部と並列に接続されて前記変圧器の三次巻線から得られる交流を直流に変換して前記電圧制御部に与えることを特徴としている。
また前記インダクタは、前記インバータに入力される直流の入力電力値が最大になるとき、前記電圧制御部における消費電力値と前記第二の電源回路が該電圧制御部へ供給する供給電力値とが略等しくなるインダクタンス値に設定したことを特徴としている。
In order to achieve the above-described object, the present invention provides a DC-DC converter comprising a transformer having primary, secondary and tertiary windings, and an inverter for converting DC to AC and supplying the primary winding to the transformer. A converter that converts alternating current obtained from the secondary winding of the transformer into direct current, and a voltage controller that adjusts the output voltage value of the inverter so as to maintain the direct current output from the converter at a predetermined voltage value; A first power supply unit for driving the voltage control unit by converting alternating current obtained from the tertiary winding of the transformer into direct current of a predetermined voltage value,
Furthermore, an inductor, a rectifier that converts alternating current obtained from the tertiary winding into direct current, and a second power supply unit that connects the rectifier and the inductor in series,
The second power supply unit is connected in parallel to the first power supply unit, converts alternating current obtained from a tertiary winding of the transformer into direct current, and supplies the direct current to the voltage control unit.
The inductor has a power consumption value in the voltage control unit and a power supply value supplied to the voltage control unit by the second power supply circuit when the DC input power value input to the inverter is maximized. The feature is that the inductance values are set to be substantially equal.
上述した本発明の直流‐直流変換装置は、電圧制御部の入出力間の差電圧値が増加すると、その増加に応じた電流がバイパス回路（第二の電源部）に流れ、その電流を差し引いた残りの電流をシリーズレギュレータ（第一の電源部）から制御回路に供給している。このため本発明は、安定した電圧の直流を制御回路に供給しつつ、シリーズレギュレータのトランジスタに生ずる電力損失を低減することができる。このため、本発明の直流‐直流変換装置は、小形化および低コスト化を図ることが可能となるという優れた効果を奏し得る。 In the DC-DC converter of the present invention described above, when the voltage difference between the input and output of the voltage control unit increases, a current corresponding to the increase flows to the bypass circuit (second power supply unit) and the current is subtracted. The remaining current is supplied from the series regulator (first power supply unit) to the control circuit. Therefore, the present invention can reduce power loss generated in the transistor of the series regulator while supplying a stable direct current to the control circuit. For this reason, the DC / DC converter of the present invention can have an excellent effect that it is possible to reduce the size and the cost.
以下、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置について図１〜図３の図面を参照しながら説明する。これらの図において従来の直流‐直流変換装置と同じ構成要素には、同符号を付し、その説明を省略する。なお、図１〜図３は、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置を説明するための図面であって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。
さて図１は、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置の構成を示す回路図である。この図に示される制御回路用電源部（第一の電源部：シリーズレギュレータ）７が従来の直流‐直流電源装置と異なる点は、制御回路用電源部７と並列に整流ダイオードＤLおよびインダクタＬ1からなる直列回路（第二の電源部：バイパス回路）を並列に接続したところにある。
すなわち変圧器Ｔｒの三次巻線Ｗ3にダイオードＤ5のアノードが接続された制御回路用電源部７に整流ダイオードＤLのアノードを接続し、この整流ダイオードＤLのカソードとトランジスタＱ5のエミッタとの間にインダクタＬ1を介挿する。即ち、制御回路用電源部７に整流ダイオードＤLとインダクタＬ1の直列回路で構成された第二の電源部１０を並列に接続する。
A DC-DC power supply apparatus according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings of FIGS. In these drawings, the same components as those of the conventional DC-DC converter are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. 1 to 3 are drawings for explaining a DC-DC power supply device according to an embodiment of the present invention, and the present invention is not limited to these drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a DC-DC power supply apparatus according to an embodiment of the present invention. The control circuit power supply section (first power supply section: series regulator) 7 shown in this figure is different from the conventional DC-DC power supply apparatus in that a rectifier diode DL and an inductor L are connected in parallel with the control circuit
That is, the anode of the rectifier diode D L is connected to the control
概略的には上述したように構成された本発明の直流‐直流電源装置の動作について、より詳細に説明する。三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3およびインダクタＬ1に流れる電流ＩLを示した図２の波形図を参照すると、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3が正の場合（図１に示すダイオードＤ5のアノードが接続された三次巻線Ｗ3の一端の電位に対して、他方の三次巻線Ｗ3の出力端電位が低い場合）、整流ダイオードＤLが導通する。するとインダクタＬ1に流れる電流ＩLは、時間経過と共に増加する。この電流ＩLの変化率は、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3と出力電圧Ｖoとの差電圧に比例し、インダクタＬ1のインダクタンス値に反比例する。したがって、インダクタＬ1のインダクタンス値をＬv、変圧器Ｔrの一次巻線Ｗ1に与えられる交流電圧の周期をＴ、周期Ｔに対する一次巻線Ｗ1に印加されている電圧の時比率、すなわちデューティ比をλとすれば、電流ＩLのピーク値Ｉpは、次式で表すことができる。
Ｉp＝（Ｅ3−Ｖo）／Ｌv×λＴ／２・・・（１）
この式が示すようにインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvが小さいほどピーク値Ｉpが大きくなり、それ故電流ＩLの平均値も大きくなる。そして電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電流を上回るとシリーズレギュレータ７は、電圧制御能力を失い、所定の電圧値よりも電圧が上昇する。このためインダクタＬ1は、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3の最大値においても電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電流を超えないようなインダクタンス値Ｌvに設定する。
The operation of the DC-DC power supply apparatus of the present invention, which is schematically configured as described above, will be described in more detail. Referring to the waveform diagram of FIG. 2 shows the current I L flowing through the voltage E 3 and the inductor L 1 of the tertiary winding W 3, when the voltage E 3 of the tertiary winding W 3 is positive (diode shown in FIG. 1 D When the potential at one end of the tertiary winding W 3 to which the anode of 5 is connected is lower than the potential at the other end of the tertiary winding W 3 ), the rectifier diode D L becomes conductive. Then, the current I L flowing through the inductor L 1 increases with time. The rate of change of the current I L is proportional to the voltage difference between the voltage E 3 of the tertiary winding W 3 and the output voltage V o and inversely proportional to the inductance value of the inductor L 1 . Thus, the inductance value of the inductor L 1 L v, the period of the AC voltage applied to the primary winding W 1 of the transformer T r T, time ratio of the voltage applied to the primary winding W 1 for period T, That is, if the duty ratio is λ, the peak value I p of the current I L can be expressed by the following equation.
I p = (E 3 −V o ) / L v × λT / 2 (1)
Peak value I p higher inductance value L v of the inductor L 1 is small as shown by the equation increases, also increases the average value of therefore current I L. When the average value of the current I L exceeds the current consumption of the control circuit 3, the
次いで三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3が［０Ｖ］になると電流ＩLは、減少してやがて［０Ａ］になる。このときの電流ＩLの変化率は、出力電圧Ｖoに比例し、インダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvに反比例した値になる。したがって、電流ＩLのピーク値Ｉpが［０Ａ］になるまでの時間Ｔdは、次式で表すことができる。
Ｔd＝Ｌ×Ｉp／Ｖo＝（Ｅ3−Ｖo）×λＴ／２・・・（２）
インダクタＬ1に流れる電流ＩLは、三角波状である。よってその平均値Ｉdは、（波形のピーク値）×（波形の時間幅）÷２÷（波形の周期）として求めることができる。すなわち平均値Ｉdは、次式となる。
Ｉd＝Ｉp×（λＴ／２＋Ｔd）／２Ｔ
＝（Ｅ3−Ｖo）／Ｌv×λＴ／２
×｛λＴ／２＋（Ｅ3−Ｖo）／Ｖo×λＴ／２｝／２Ｔ
＝Ｔ／Ｌv×Ｅ3（Ｅ3−Ｖo）／Ｖo×λ2／８・・・（３）
ここで仮にデューティ比λが三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3の値に関わらず一定であるとすれば（３）式は、電圧Ｅ3の二次関数になる。つまり電圧Ｅ3が高くなると電流ＩLは、更に急激に大きくなることになる。この場合、上述したように電圧Ｅ3の最大値においても電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電力を超えないようなインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvに設定する。
Then the tertiary winding W 3 of the current when the voltage E 3 becomes [0V] I L will eventually decrease [0A]. The rate of change of the current I L at this time is proportional to the output voltage V o and inversely proportional to the inductance value L v of the inductor L 1 . Accordingly, the time T d until the peak value I p of the current I L reaches [0A] can be expressed by the following equation.
T d = L × I p / V o = (E 3 −V o ) × λT / 2 (2)
The current I L flowing through the inductor L 1 has a triangular wave shape. Therefore, the average value I d can be obtained as (waveform peak value) × (waveform time width) ÷ 2 ÷ (waveform period). That is, the average value I d is represented by the following equation.
I d = I p × (λT / 2 + T d ) / 2T
= (E 3 -V o ) / L v × λT / 2
× {λT / 2 + (E 3 −V o ) / V o × λT / 2} / 2T
= T / L v × E 3 (E 3 -V o) / V o ×
If the duty ratio λ is constant regardless of the value of the voltage E 3 of the tertiary winding W 3 , the equation (3) becomes a quadratic function of the voltage E 3 . That is, as the voltage E 3 increases, the current I L increases more rapidly. In this case, as described above, the inductance value L v of the inductor L 1 is set so that the average value of the current I L does not exceed the power consumption of the control circuit 3 even at the maximum value of the voltage E 3 .
仮にλが一定であるとすると電圧Ｅ3の最大値以下ではバイパス回路１０を流れる電流ＩLの平均値は、制御回路３の消費電流よりもかなり少なくなり、トランジスタＱ5に流れるコレクタ電流Ｉcがあまり減少せず損失抑制効果が少なくなる。
しかしながら本発明の直流‐直流変換装置は、デューティ比λが直流電源２の電圧に反比例するように制御回路３によって制御されるので、デューティ比λも、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3も反比例する関係にある。このため電流ＩLは、直流電源２の電圧の上昇に伴う増加が抑制される。つまり、この関係は、定数ａを用いて表せば次式のようになる。
λ＝ａ／Ｅ3・・・（４）
故に電流ＩLの平均値Ｉdは、次式として求まる。
Ｉd＝ａ2Ｔ／８Ｌv×（１／Ｖo−１／Ｅ3）・・・（５）
この式は、電圧Ｅ3の電圧値が高くなるにつれて電圧Ｅ3の影響が次第に少なくなり電流ＩLの平均値Ｉdが略一定値になることを意味している。
より具体的に電圧Ｅ3と電流ＩLの平均値Ｉdとの関係を示す図３のグラフを参照すれば分かるように、電圧Ｅ3が最大値になるときに電流ＩLの平均値Ｉdが制御回路３の消費電流に等しくなるようにインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvを設定しておけば電圧Ｅ3の広い範囲で制御回路３の消費電流に近い電流がインダクタＬ1に流れる。その結果、トランジスタＱ5に流れる電流を抑えることができるので三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3と出力電圧Ｖoとの差電圧が大きい場合であってもトランジスタＱ5における電力損失を抑えることが可能となる。このため本発明は、制御回路３を駆動する制御回路用電源部７における消費電力を低減しつつ、装置の小形化および低コスト化を図ることができる。
If λ is constant, below the maximum value of voltage E 3 , the average value of the current I L flowing through the bypass circuit 10 is considerably smaller than the current consumed by the control circuit 3, and the collector current I c flowing through the transistor Q 5 is. Does not decrease so much and the loss suppression effect is reduced.
However, since the DC-DC converter of the present invention is controlled by the control circuit 3 so that the duty ratio λ is inversely proportional to the voltage of the
λ = a / E 3 (4)
Therefore, the average value I d of the current I L is obtained as the following equation.
I d = a 2 T / 8L v × (1 / V o −1 / E 3 ) (5)
This expression means that the average value I d of the current I L becomes less and less influence of the voltage E 3 as the voltage value of the voltage E 3 becomes higher becomes substantially constant value.
As seen by reference to the graph of FIG. 3 showing a more specific relationship between the average value I d of the voltage E 3 and the current I L, the mean value I of the current I L when the voltage E 3 becomes a maximum value d current close to the current consumption of the inductance value L v control in a wide range of voltage E 3 by setting the circuit 3 of the control circuit equal manner inductor L 1 consumption current of 3 flows through the inductor L 1. As a result, it is possible to suppress the power loss in the transistor Q 5 even when the difference voltage is large and the voltage E 3 of the tertiary winding W 3 and the output voltage V o it is possible to suppress the current flowing through the transistor Q 5 It becomes possible. Therefore, the present invention can reduce the size and cost of the apparatus while reducing the power consumption in the control circuit
尚、本発明の直流‐直流変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えても勿論かまわない。 The DC-DC converter according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the scope of the present invention.
１ インバータ
２ 直流電源
３ 制御回路
４ ダイオードブリッジ
５ 負荷
６ 平滑回路
７ 制御回路用電源部（シリーズレギュレータ）
１０ バイパス回路
1
10 Bypass circuit
Claims (1)
直流を交流に変換して前記変圧器の一次巻線に与えるインバータと、
前記変圧器の二次巻線から得られる交流を直流に変換するコンバータと、
このコンバータから出力される直流を所定の電圧値に維持するよう前記インバータの出力電圧値を調整する電圧制御部と、
前記変圧器の三次巻線から得られる交流を所定電圧値の直流に変換して前記電圧制御部を駆動させる第一の電源部と
を具備し、
更にインダクタと、
前記三次巻線から得られる交流を直流に変換する整流器と、
この整流器と前記インダクタとを直列に接続した第二の電源部と
を備え、
前記第二の電源部は、前記第一の電源部と並列に接続されて前記変圧器の三次巻線から得られる交流を直流に変換して前記電圧制御部に与え、
前記インダクタは、前記インバータに入力される直流の入力電力値が最大になるとき、前記電圧制御部における消費電力値と前記第二の電源回路が該電圧制御部へ供給する供給電力値とが略等しくなるインダクタンス値に設定したことを特徴とする請求項１に記載の直流‐直流変換装置。
A transformer having primary, secondary and tertiary windings;
An inverter that converts direct current to alternating current and provides the primary winding of the transformer;
A converter that converts alternating current obtained from the secondary winding of the transformer into direct current;
A voltage control unit for adjusting the output voltage value of the inverter so as to maintain the direct current output from the converter at a predetermined voltage value;
A first power supply unit that converts the alternating current obtained from the tertiary winding of the transformer into a direct current of a predetermined voltage value and drives the voltage control unit;
And an inductor,
A rectifier that converts alternating current obtained from the tertiary winding into direct current;
A second power supply unit in which the rectifier and the inductor are connected in series;
The second power supply unit is connected in parallel with the first power supply unit, converts alternating current obtained from the tertiary winding of the transformer to direct current, and provides the voltage control unit ,
In the inductor, when the DC input power value input to the inverter is maximized, the power consumption value in the voltage control unit and the supply power value supplied to the voltage control unit by the second power supply circuit are approximately. 2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the inductance values are set equal to each other .
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