JP4201161B2

JP4201161B2 - Switching power supply

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Publication number: JP4201161B2
Application number: JP2002057737A
Authority: JP
Inventors: 幸司吉田; 孝晴村上; 光洋松尾; 敏池田; 由浩竹島
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-03-04
Filing date: 2002-03-04
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2022-03-04
Also published as: JP2003259639A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で高効率なものが強く求められている。また、集積回路の低電圧化等の理由により、電子機器に必要な電源電圧の低電圧化が進んでいる。このような低い電源電圧に対応するスイッチング電源装置に関しても通常の整流ダイオードを用いた整流回路では、電源出力に対して整流損失が大きくなり電源効率が低下する問題点がある。近年ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子の高性能化が進み、スイッチング素子を用いて、整流回路を構成する同期整流方式による試みが為されている。ＭＯＳＦＥＴは、同クラスの整流ダイオードに対し、順方向の降下電圧を小さくでき、整流損失を小さくできる点に特徴を有する。
【０００３】
整流用スイッチング素子を用いるスイッチング電源装置においては、整流用スイッチング素子をトランスをスイッチングするスイッチング素子に同期して駆動する必要があり、且つ整流用スイッチング素子に適切なゲート電圧を印加する必要がある。一方、出力電圧が低くなると、出力電圧の調整及び回路保護を行う制御回路を適切に動作させること、及び適切なレベルのゲート電圧を生成することが、当該出力電圧を電源として回路を構成したのでは困難になる。そこで、これらの回路を適切に動作させるため、出力電圧とは別に電源を設ける必要がある。
【０００４】
図７、８を用いて、従来例の同期整流形スイッチング電源装置について説明する。図７は従来例のフルブリッジ型のスイッチング電源装置の回路構成を示す。図７において、１は入力直流電源、７０１は従来例のスイッチング電源装置、１３は負荷である。
入力直流電源１は、商用電源を入力し、整流平滑し、直流電圧を出力する回路、又は電池である。スイッチング電源装置７０１は、相互に絶縁された１次側回路及び２次側回路を有する。２ａ−２ｂは入力端子であり、入力直流電源１が接続される。第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４とは、入力端子２ａ−２ｂに直列に接続され、交互にＯＮ（導通）とＯＦＦ（遮断）とを繰り返す（第１のスイッチング素子３及び第２のスイッチング素子４がいずれもＯＦＦになる期間を含む。）。第３のスイッチング素子５と第４のスイッチング素子６とは、入力端子２ａ−２ｂに直列に接続され、交互にＯＮとＯＦＦとを繰り返す（第３のスイッチング素子５及び第４のスイッチング素子６がいずれもＯＦＦになる期間を含む。）。
【０００５】
トランス７０２は、１次巻線７０２ａと第１の２次巻線７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅとを有する。１次巻線７０２ａの一端は第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４の接続点に接続され、他端は第３のスイッチング素子５と第４のスイッチング素子６の接続点に接続される。
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになると、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにし、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。この時、１次巻線７０２ａに図７の矢印で示す方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２がハイレベルになると、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにし、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。この時、１次巻線７０２ａに図７の矢印と反対方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。第１〜４のスイッチング素子３〜６が全てＯＦＦの場合は、１次巻線７０２ａに電流は流れない。
【０００６】
第１の駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７０２ｅとは、この順に直列に接続される。
第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段）はＭＯＳＦＥＴである。第１の同期整流素子８のドレインと第２の同期整流素子９のドレインとは互いに接続される。第１の同期整流素子８のソースは、第１の駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線７０２ｂとの接続点に接続される。第２の同期整流素子９のソースは、第２の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７０２ｅとの接続点に接続される。第１の同期整流素子８のゲートは第１の駆動巻線７０２ｄの１端に接続され、第２の同期整流素子９のゲートは第２の駆動巻線７０２ｅの１端に接続される。
【０００７】
第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅの巻数は、第１の同期整流素子８と第２の同期整流素子９の駆動に十分なゲート電圧が発生するような巻数に設定されている。インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とで構成される直列回路は、第１の同期整流素子８のドレイン及び第２の同期整流素子９のドレインと、トランスの２次巻線７０２ｂ及び７０２ｃの接続点とに接続され、平滑回路を構成する。１２ａ−１２ｂは出力端子であり平滑コンデンサ１１の両端に接続され、安定した電圧を出力する。負荷１３は、出力端子１２ａ−１２ｂに接続され電力を消費する。
【０００８】
７０３は補助電源制御回路である。補助トランス７０５は、第１の１次巻線７０５ａと２次巻線７０５ｂと第２の１次巻線７０５ｃとを有する。第１の１次巻線７０５ａと補助スイッチング素子７０７との直列回路は入力端子２ａ−２ｂに接続される。補助スイッチング素子７０７がＯＦＦの時、補助整流素子７０８及び補助平滑コンデンサ７０９は、補助トランス７０５の第２の１次巻線７０５ｃに発生する電圧を整流し、平滑する。補助電源制御回路７０３は補助平滑コンデンサ７０９の電圧を検出し、その電圧が一定になるように、補助スイッチング素子７０７のＯＮとＯＦＦとのデューティ比を決定し、補助スイッチング素子７０７を駆動する。
【０００９】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ制御回路７０４は、補助整流素子７０８及び補助平滑コンデンサ７０９により一定電圧の電源を供給され、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ２を発生する。整流素子７０６及び平滑コンデンサ４１は整流平滑回路を構成し、補助スイッチング素子７０７がＯＦＦの時に補助トランスの２次巻線７０５ｂに発生する電圧を整流平滑し、平滑コンデンサ４１の両端に１次側から絶縁された安定化電圧を得る。第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂに直列に接続され、出力電圧を分割する。誤差増幅器４５は、出力電圧を分割された電圧を基準電圧４４と比較し、両者の誤差電圧を増幅する。制限抵抗４６は、誤差増幅された電圧に応じた電流を発光ダイオード１６ａに流す。
【００１０】
図７において、出力電圧は非常に低い電圧（例えば１Ｖ）であり、当該出力電圧は、出力電圧の安定化に用いられる誤差増幅器４５、発光ダイオード１６ａ及び基準電圧４４を動作させるには低すぎる。そのため、出力電圧そのものをこれらの回路を駆動する電源電圧として利用できない。そこで、補助トランス７０５を用いて、２次側に比較的安定で且つ誤差増幅器４５とフォトカプラ１６と基準電圧４４とを動作させるのに十分な高い電圧を作っている。整流素子７０６及び平滑コンデンサ４１からなる整流平滑回路は、これらの回路に安定な動作電圧を供給している。
また、トランス７０２に第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅを設けて、第１〜４のスイッチング素子３〜６のスイッチングタイミングに合わせて、同期整流素子８、９を駆動する。これにより同期整流素子８、９は、同期整流を行う。
【００１１】
図８に、動作状態の各部波形を示す。図８において、（ａ）は第１のドライブ回路１９と第４のドライブ回路２２とを介して、第１のスイッチング素子３と第４のスイッチング素子６とを駆動する（ＯＮ及びＯＦＦする）スイッチング信号Ｖ_Ｇ１の波形である。（ｂ）は第３のドライブ回路２１と第２のドライブ回路２０とを介して第３のスイッチング素子５と第２のスイッチング素子４とを駆動する（ＯＮ及びＯＦＦする）スイッチング信号Ｖ_Ｇ２である。（ｃ）は、トランスの１次巻線７０２ａを流れる電流Ｉ_Ｐの波形である。（ｄ）及び（ｅ）は、それぞれトランスの第１の２次巻線７０２ｂを流れる電流Ｉ_Ｓ１及び第２の２次巻線７０２ｃを流れる電流Ｉ_Ｓ２の波形である。（ｆ）はトランスの第１の駆動巻線７０２ｄの電圧Ｖ_ＳＧ１の波形であり、（ｇ）はトランスの第２の駆動巻線７０２ｅの電圧Ｖ_ＳＧ２の波形である。
【００１２】
時刻Ｔ_０でＰＷＭ制御回路７０４が出力するスイッチング信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになり、第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６が同時にＯＮとなると、入力電圧がトランスの１次巻線７０２ａに印加される。トランスの第１の駆動巻線７０２ｄに正の電圧が発生し、第１の同期整流素子８をＯＮとして、整流平滑回路１０、１１に電圧が印加される。時刻Ｔ_１で、第１のスイッチング素子３と第４のスイッチング素子６がＯＦＦになるとトランスの１次巻線７０２ａが開放され、インダクタンス素子１０を流れる電流は、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵するボディダイオードを通じて、トランスの第１の２次巻線７０２ｂ及び第２の２次巻線７０２ｃに分割して流れる。
【００１３】
この時トランスの各巻線には電圧は発生しないので、第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅにも電圧は発生せず、第１の同期整流素子８と第２の同期整流素子９はＯＦＦ状態になる。電流はボディダイオード（同期整流素子８、９がソース／ドレイン間に内蔵する、逆電圧防止用ダイオードである。ボディダイオードに電流が流れる時、例えば１Ｖの電圧降下を生じる。）を介して流れる。ボディダイオードで生ずる電圧ロスは、第１及び第２の同期整流素子８、９に電流が流れる時に生ずる電圧ロスに比べてはるかに大きい。
【００１４】
時刻Ｔ_２で第２のスイッチング素子４と第３のスイッチング素子５とが同時にＯＮすると第１の１次巻線７０２ａには、逆向きに入力電圧が印加される。トランスの第２の駆動巻線７０２ｅに正電圧が発生し、第２の同期整流素子９がＯＮとなり、第２の２次巻線７０２ｃに発生した電圧は、平滑回路１０、１１に印加される。この時、第１の同期整流素子８はＯＦＦ状態であり、且つ第１の同期整流素子８に内蔵されるボディダイオードも逆バイアスされるため電流が流れない。
時刻Ｔ_３で、第２のスイッチング素子４と第３のスイッチング素子５とがＯＦＦすると、トランスの１次巻線７０２ａは開放となり、インダクタンス素子１０の電流は、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵するボディダイオードを通じて、第１の２次巻線７０２ｂ及び第２の２次巻線７０２ｃを分割して流れる。平滑回路１０、１１に印加される電圧は０Ｖである。出力電圧は平滑回路１０、１１に印加される電圧の平均であるので、ＰＷＭ制御回路７０４の出力信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ２のＯＮとＯＦＦとのデューティ比で出力電圧を制御できる。
【００１５】
出力電圧は、第１の検出抵抗４２と第２の検出抵抗４３によって分割される。誤差増幅器４５は、出力電圧を分割した電圧と基準電圧４４との誤差電圧を増幅し、発光ダイオード１６ａに流れる電流を制御する。スイッチング電源装置７０１の出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である故に、補助トランス７０５の２次側出力として、安定化された電圧を平滑コンデンサ４１の両端に確保して、平滑コンデンサ４１等がこれらの回路に安定な電圧を供給している。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来のスイッチング電源装置においては、誤差増幅器４５等の検出手段を動作させるのに必要な安定な２次側電源電圧を生成する回路は、補助トランスの駆動信号のデューティを制御して安定な２次側電源電圧を生成する構成を有していた。補助トランスの駆動信号のデューティは、スイッチング素子３〜６のＯＮとＯＦＦとのタイミングを定めるスイッチング信号のデューティ（出力電圧が一定になるようなデューティに設定される。）と無関係である。
従来は、同期整流素子のスイッチングタイミングがスイッチング素子３〜６のスイッチングタイミングと同期するようにし、且つ同期整流素子を駆動するのに十分な電圧を得るために、トランス７０２に同期整流素子を駆動するための駆動巻線を設けて駆動を行っていた。従来のスイッチング電源装置においては、トランスに補助巻線を必要とするためトランスが大型化する問題点があった。
従来のブリッジ形又はプッシュプル形のスイッチング電源装置では、トランスに電圧が誘起されている期間しか同期整流素子を駆動できず、トランスに電圧が誘起されていない期間は同期整流素子がＯＦＦ状態であった。同期整流素子がＯＦＦ状態の期間においては電流が同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを流れて、電力ロスが大きくなるという問題があった。このことは、特に２次側の出力電圧が低い場合に（２次側出力電圧に対するボディダイオードでの降下電圧の比率が大きくなる。）電力効率が大きく低下するという問題を生じた。
【００１７】
本発明は従来の問題点を解決するもので、２次側の検出手段等に安定な電源電圧を供給することにより検出手段等を安定に動作させ、且つ同期整流素子を適切に駆動する、安定で効率が高く回路規模の小さいスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
本発明は、安定で効率が高く回路規模の小さい、１次側回路と２次側回路とが絶縁されているスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
本発明は、特に、出力電圧が低く、当該出力電圧を電源電圧として入力したのでは検出手段等が安定に動作しないスイッチング電源装置において有用である。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、１次側回路と２次側回路とを有し、前記１次側回路は、検出信号を入力し、検出信号に応じた１又は複数の第１のスイッチング信号を出力する制御手段と、トランスの１次巻線と、１又は複数の前記第１のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、入力電圧を前記トランスの１次巻線に印加するスイッチング手段と、入力電圧を入力し、第１の安定電圧を出力する第１の補助電源と、１又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号であって前記第１の安定電圧を用いて生成された一定の振幅を有する信号を入力する駆動トランスの１次巻線と、を有し、前記２次側回路は、前記トランスの２次巻線と、前記駆動トランスの２次巻線と、前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、平滑化して第２の安定電圧を出力する第２の補助電源と、前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、１又は複数の第２のスイッチング信号を出力する駆動手段と、１又は複数の前記第２のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流するスイッチング整流手段と、前記スイッチング整流手段の出力信号を平滑する平滑手段と、前記第２の安定電圧及び前記平滑手段の出力電圧を入力し、前記平滑手段の出力電圧に応じた前記検出信号を出力する検出手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について図面とともに記載する。
【００２０】
《実施例１》
図１、２を用いて、本発明の実施例１のスイッチング電源装置を説明する。図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置１０１の回路構成を示す。図２は、実施例１のスイッチング電源装置１０１の各部波形を示す。実施例１のスイッチング電源装置１０１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図１において１は入力直流電圧であり、１０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。スイッチング電源装置１０１において、２ａ−２ｂは入力端子であり、３〜６は第１〜４のスイッチング素子（スイッチング手段）である。２ｂ端子は、１次側のＧＮＤ（グラウンド）端子である。トランス７は、１次巻線７ａと第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを有する。
【００２１】
ＰＷＭ制御回路１５が、ＰＷＭ信号（第１のスイッチング信号）Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を出力する。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになる時、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号。他の第１のスイッチング信号）がハイレベルになる時、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図１で左から右の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２がハイレベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号。他の第１のスイッチング信号）がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッチング素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮになる時、１次巻線７ａに図１で右から左の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。
【００２２】
第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段）は、ＭＯＳＦＥＴである。第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとは直列に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第２の２次巻線７ｃの１端とが相互に接続されている。第１の２次巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９のドレインに接続されている。第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期整流素子８のドレインに接続されている。第１の同期整流素子８のソースと第２の同期整流素子９のソースとは、２次側のＧＮＤ線（出力端子１２ｂ）に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとの接続点と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
第１の同期整流素子８のゲートは第８のドライブ回路４０に接続され、第２の同期整流素子９のゲートは第７のドライブ回路３１に接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは２次側のＧＮＤ端子である。負荷１３は、出力端子１２ａ−１２ｂに接続され電力を消費する。
【００２３】
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂから得られる電圧を入力し１次側の制御回路に必要な安定化電圧を作る。
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を発生する。第１の反転回路１７及び第２の反転回路１８は、それぞれＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を入力し、反転したＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３及びＶ_Ｇ４を出力する。上述のように、第１、第２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、入力されるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ３、Ｖ_Ｇ２及びＶ_Ｇ４に基づいて第１〜第４のスイッチング素子を駆動する。
【００２４】
第１の駆動トランス２５は、１次巻線２５ａと２次巻線２５ｂとを有する。第５のドライブ回路２３は、第１の反転回路１７の出力信号Ｖ_Ｇ３を入力して、第１のコンデンサ２４を介して第１の駆動トランスの１次巻線２５ａを駆動する。
第２の駆動トランス３４は、１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂとを有する。第６のドライブ回路３２は、第２の反転回路１８の出力信号Ｖ_Ｇ４を入力して、第３のコンデンサ３３を介して第２の駆動トランスの１次巻線３４ａを駆動する。
第１の駆動トランスの１次巻線２５ａ及び第２の駆動トランスの１次巻線３４ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００２５】
第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３の波高値をＶ_Ｃ、デューティ比（（出力電圧がハイレベルになる期間／全期間）の値）をＤとする。第１のコンデンサ２４により直流成分がカットされて、第１の駆動トランスの１次巻線２５ａには電圧Ｖ_T（図２（ｅ）。その振幅はＶ_ｃ、デューティ比はＤ、ピーク電圧はＶ_Ｃ×（１−Ｄ）である。）が印加される。第１の駆動トランスの１次巻線２５ａと２次巻線２５ｂの巻数比は１：１であるので、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに発生する電圧はＶ_T（図２）になる。
第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂと第２のコンデンサ２６と第１のダイオード２７と第１の抵抗２８とは直列に接続されている。
【００２６】
第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂにハイレベルが誘起されて、第２のコンデンサ２６及び第２のダイオード２９を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣの電圧）が供給される。
第７のドライブ回路３１は、第２の抵抗３０を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子９のゲート端子に入力する（信号Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時、第２の同期整流素子９が導通する。）。
【００２７】
第２のコンデンサ２６、第１のダイオード２７及び第１の抵抗２８はクランプ回路を構成する。第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３が０Ｖである時、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに誘起される負電圧により第１のダイオード２７及び第１の抵抗２８を介して第２のコンデンサ２６が充電され、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂは電圧Ｖ_T（図２（ｅ）。その振幅はＶ_ｃ、デューティ比はＤ、ピーク電圧はＶ_Ｃ×（１−Ｄ）である。）を出力し、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位）の波高値はＶ_ｃ（図２（ｆ））になる。
【００２８】
第１の抵抗２８のインピーダンス値を小さくして、第２のコンデンサ２６と第１の抵抗２８との充電時定数を、第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時の第２のコンデンサ２６の放電時定数（その放電時定数は、第２のコンデンサ２６、第２の抵抗３０、第７のドライブ回路３１、第２のダイオード２９及びこれに接続される負荷により定めれる。）より十分小さく設定する。これにより第１のダイオード２７のカソード電圧の最低電圧（第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクランプされる。第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時の第１のダイオード２７のカソード電圧は、略Ｖ_Ｃになる。
【００２９】
第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４は、第１の反転回路の出力電圧Ｖ_Ｇ３に対して位相がほぼ１８０度ずれた信号であり、第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３とほぼ同様に波高値がＶ_Ｃ、デューティ比がＤである。電圧Ｖ_Ｇ４が第３のコンデンサ３３により直流成分がカットされて、第２の駆動トランスの１次巻線３４ａには振幅Ｖ_ｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×（１−Ｄ）の電圧（電圧Ｖ_Tに対して位相がほぼ１８０度ずれた信号）が印加される。第２の駆動トランスの１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂの巻数比は１：１であるので、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに発生する電圧も振幅Ｖ_ｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×（１−Ｄ）になる。
第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂと第４のコンデンサ３５と第３のダイオード３６と第３の抵抗３７とは直列に接続されている。
【００３０】
第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂにハイレベルが誘起されて、第４のコンデンサ３５及び第４のダイオード３８を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略Ｖ_Ｃ）が供給される。
第８のドライブ回路４０は、第４の抵抗３９を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子８のゲート端子に入力する（信号Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時、第１の同期整流素子８が導通する。）。
【００３１】
第４のコンデンサ３５、第３のダイオード３６及び第３の抵抗３７はクランプ回路を構成する。第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４が０Ｖである時、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに誘起される負電圧により第３のダイオード３６及び第３の抵抗３７を介して第４のコンデンサ３５が充電され、第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂは振幅Ｖ_ｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×（１−Ｄ）の電圧（電圧Ｖ_Tに対して位相がほぼ１８０度ずれた信号）を出力し、第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）の波高値はＶ_ｃ（図２（ｇ））になる。
第２のダイオード２９、第４のダイオード３８及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
【００３２】
第３の抵抗３７のインピーダンス値を小さくして、第４のコンデンサ３５と第３の抵抗３７との充電時定数を、第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時の第４のコンデンサ３５の放電時定数（その放電時定数は、第４のコンデンサ３５、第４の抵抗３９、第８のドライブ回路４０、第４のダイオード３８及びこれに接続される負荷により定められる。）より十分小さく設定する。これにより第３のダイオード３６のカソード電圧の最低電圧（第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクランプされる。第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時の第３のダイオード３６のカソード電圧は、略Ｖ_Ｃになる。
【００３３】
第１のコンデンサ２４、第２のコンデンサ２６、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３５の容量Ｃは、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位。図２の（ｆ））及び第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）。図２（ｇ））の平坦部が略平坦度を維持できる下限Ｃ_ｌｏｗより大きく、起動時に第１の駆動トランス２５及び第２の駆動トランス３４が飽和しない上限Ｃ_ｈｉｇｈより小さい値に設定する。Ｃ_ｌｏｗ＜Ｃ＜Ｃ_ｈｉｇｈ
起動前の第１〜第４のコンデンサ２４、２６、３３、３５の初期電圧はゼロである。補助電源１４が起動した後、第１及び第３のコンデンサ２４、３３はＶ_ｃに充電される。更にＰＷＭ制御回路１５の発振が開始する。ＰＷＭ制御回路１５の発振が安定状態に達し、その時のＶ_Ｇ３及びＶ_Ｇ４のデューティ比をＤとすると、Ｖ_Ｃ×Ｄの電圧が各々のコンデンサに印加される。起動後から安定状態に達するまでの第１〜第４のコンデンサ２４、２６、３３、３５の電圧変化に伴う充放電電流は、全て第１及び第２の駆動トランス２５、３４の１次巻線及び２次巻線を介して流れる。この電流が大きくなると、第１及び第２の駆動トランス２５、３４が飽和する。第１〜第４のコンデンサの容量を上限Ｃ_ｈｉｇｈ以下に設定することにより、起動時の電圧変化に起因する電流を小さくすることが出来、第１及び第２の駆動トランス２５、３４の飽和を回避できる。
【００３４】
初期状態（起動時等）で、ＰＷＭ制御回路１５の出力電圧が０からＶＣに増加する時（最初のパルス印加時）、第１のコンデンサ２４及び第３のコンデンサ３３に印加される電圧はＶＣである。初期状態において、第２のコンデンサ２６及び第４のコンデンサ３５の印加電圧は０である。初期状態から最初のパルスが印加されると、第１のコンデンサ２４の電圧は、第１の抵抗２８を通して第２のコンデンサ２６に充電される。第１の抵抗２８がなければ、第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して第１の駆動トランス２５の２次巻線にサージ電圧が発生し、第２のコンデンサ２６を過大な電圧で充電して、第１のダイオード２７のカソード電圧を上昇させる恐れがある。第１の抵抗２８は、第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６との共振を抑圧し、第２のコンデンサ２６が過大な電圧で充電されないようにする効果がある。
同様に、第３の抵抗３７は、第２の駆動トランス３４の漏れインダクタンスと第４のコンデンサ３５との共振を抑圧し、第４のコンデンサ３５が過大な電圧で充電されないようにする効果がある。
又、起動時に、第２及び第４のコンデンサ２６、３５の充電電流が、それぞれ第１及び第３の抵抗２８、３７を流れる故に、第１及び第３のダイオード２７、３６のアノード電圧が負レベルになる（第１及び第３の抵抗２８、３７の値及び充電電流が大きい程、負レベルの絶対値は大きい。）。第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して、第２のコンデンサ２６が多少過大な電圧に充電されたとしても、第１の抵抗２８により第１のダイオード２７のアノード電圧が低くされる故に、確実に第２の同期整流素子９をオフにできる。同様に、第２の駆動トランス３４の漏れインダクタンスと第４のコンデンサ３５とが共振して、第４のコンデンサ３５が多少過大な電圧に充電されたとしても、第３の抵抗３７により第３のダイオード３６のアノード電圧が低くされる故に、確実に第１の同期整流素子８をオフにできる。これにより、安全確実に、スイッチング電源装置を起動することが出来る。
【００３５】
もし第１の抵抗２８がなければ、ＰＷＭ制御回路１５の出力電圧がＶ_Ｃから０Ｖに変化する時、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７に大電流が流れる。第１の抵抗２８は、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７に流れる電流を制限し、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７が破壊すること及びこれらの素子の寿命が縮むことを防止する効果がある。第３の抵抗３７も同様の働きを有する。
【００３６】
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置１０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、フォトカプラ（発光ダイオード）１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
スイッチング電源装置１０１の出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第２のダイオード２９、第４のダイオード３８及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号を用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
【００３７】
以上のように接続されたスイッチング電源装置に付いて、図２の動作波形を参照して、動作説明を行う。図２において、（ａ）はＰＷＭ制御回路１５から出力され第１のドライブ回路１９を介して第１のスイッチング素子３を駆動するＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の波形を示す。（ｂ）は同様に第３のスイッチング素子５のＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の波形を示す。（ｃ）は第２のスイッチング素子４のＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号）の波形を示している。（ｄ）は第４のスイッチング素子６のＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号）の波形を示す。（ｅ）は第１の駆動トランスの１次巻線２５ａに印加される電圧Ｖ_Ｔの波形を示す。（ｆ）は第１のダイオード２７のカソード電圧Ｖ_ＳＧ１の波形を示す。（ｇ）は第３のダイオード３６のカソード電圧Ｖ_ＳＧ２を示す。
【００３８】
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印加される電圧（変動する電圧である。）を入力し、安定化した電源電圧をＰＷＭ制御回路１５と第１〜６のドライブ回路に供給する。ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの電流によりＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を発生する。第１のスイッチング素子３がＯＮの時に（Ｖ_Ｇ１がハイレベルである時に導通する。）、第４のスイッチング素子６もＯＮであるので（Ｖ_Ｇ２の反転信号であるＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）、トランス７の１次巻線７ａに入力電圧が印加される。この時トランスの第２の２次巻線７ｃに電圧が発生し、導通した第１の同期整流素子８（Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）を介して平滑回路１０、１１に電圧が印加される。
【００３９】
第１のスイッチング素子３がＯＦＦになり（Ｖ_Ｇ１がロウレベルである時に遮断状態になる。）且つ第３のスイッチング素子５もＯＦＦである時（Ｖ_Ｇ２がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第２のスイッチング素子４がＯＮとなり（Ｖ_Ｇ１の反転信号であるＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）、第４のスイッチング素子６もＯＮとなる（Ｖ_Ｇ２の反転信号であるＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）。第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が導通することにより、トランスの１次巻線７ａは短絡される。インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流素子８（Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）と第２の同期整流素子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、トランスの２次巻線を分割して流れる。この時、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９は通常の導通状態である故に、その内部抵抗は小さい。
【００４０】
第４のスイッチング素子６がＯＦＦして（Ｖ_Ｇ２の反転信号であるＶ_Ｇ４がロウレベルである時に遮断状態になる。）第３のスイッチング素子５がＯＮすると（Ｖ_Ｇ２がハイレベルである時に導通する。）、第２のスイッチング素子４がＯＮである故に（Ｖ_Ｇ１の反転信号であるＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）、トランスの１次巻線７ａに入力電圧が逆向きに印加される。これによりトランスの第１の２次巻線７ｂに逆向きに電圧が印加され、導通した第２の同期整流素子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、平滑回路１０、１１に電圧が印加される。
【００４１】
第３のスイッチング素子５がＯＦＦになり（Ｖ_Ｇ２がロウレベルである時に遮断状態になる。）且つ第１のスイッチング素子３もＯＦＦである時（Ｖ_Ｇ１がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第４のスイッチング素子６がＯＮとなり（Ｖ_Ｇ２の反転信号であるＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）、第２のスイッチング素子４もＯＮとなる（Ｖ_Ｇ１の反転信号であるＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）。第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が導通することにより、トランスの１次巻線７ａが短絡され、インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流素子８（Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）と第２の同期整流素子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、トランスの第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃを分割して流れる。
【００４２】
図２（ａ）〜（ｇ）の破線は、デューティ比が小さい時の各部波形を示す。
本回路ではトランスの１次巻線７ａに電流を流さない期間（トランスのエネルギーを保持する期間。例えば図２において、第１及び第４のスイッチング素子３及び６をＯＮする期間と、第２及び第４のスイッチング素子４及び６をＯＮする期間との間（Ｔ１のタイミングの近傍）に設けられた、第４のスイッチング素子６のみをＯＮする短い期間）に第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６に寄生的に存在する容量に残存するエネルギーを放出させる。第２及び第４のスイッチング素子４及び６の寄生容量を放電してトランスの１次巻線７ａの印加電圧が０になった後、第２及び第４のスイッチング素子４及び６を短絡する。これにより、これらの素子がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。
第２及び第４のスイッチング素子４及び６を短絡する期間に第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が導通する故に、インダクタンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９を低い内部抵抗で流れる。従来のスイッチング電源装置においては、トランス７に電流が流れない期間に電流が同期整流素子のボディダイオードを流れた故に、ボディダイオードでの損失が大きかった（例えば１Ｖの電位降下が生じた。）。本発明のスイッチング電源装置は、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
【００４３】
《実施例２》
図３、４を用いて、本発明の実施例２のスイッチング電源装置を説明する。図３は実施例２のスイッチング電源装置３０１の回路構成を示す。図４は、実施例２のスイッチング電源装置３０１の各部波形を示す。実施例２のスイッチング電源装置３０１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図３において１は入力直流電圧であり、３０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。図３において、図１と同一のブロックには同一の符号を付している。実施例２のスイッチング電源装置３０１が実施例１のスイッチング電源装置１０１（図１）と異なる回路構成部分を詳しく説明する。
スイッチング電源装置３０１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは１次側のＧＮＤ端子である。トランス７は、１次巻線７ａと第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを有する。
【００４４】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
【００４５】
ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を発生する。第１の反転回路１７及び第２の反転回路１８は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を入力し、反転したＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３及びＶ_Ｇ４を出力する。第１、第２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、入力されるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ３（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号）、Ｖ_Ｇ２及びＶ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号）に基づいて第１〜第４のスイッチング素子（スイッチング手段）３〜６を駆動し、トランスの１次巻線７ａに電流を流す。
【００４６】
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになる時、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ４がハイレベルになる時、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図３で左から右の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２がハイレベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッチング素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮになる時、１次巻線７ａに図３で右から左の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。
【００４７】
第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとは直列に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第２の２次巻線７ｃの１端とが相互に接続されており、第１の２次巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されており、第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期整流素子８（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されている。第１の同期整流素子８のソース及び第２の同期整流素子９のソースは、２次側のＧＮＤ線に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、トランスの２次巻線７ｂ及び７ｃの接続点と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは２次側のＧＮＤ端子である。
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印加される電圧（変動する電圧である。）を入力し、安定化した電源電圧をＰＷＭ制御回路１５と第１〜６のドライブ回路に供給する。
上記の回路の構成及び動作は、実施例１と同様である。
【００４８】
駆動トランス３０２は、１次巻線３０２ａ、第１の２次巻線３０２ｂ、第２の２次巻線３０２ｃを有し、１次巻線３０２ａと第１の２次巻線３０２ｂと第２の２次巻線３０２ｃとの巻数比は１：１：１である。
第５のドライブ回路２３はＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１を入力する。第６のドライブ回路３２はＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２を入力する。第５のドライブ回路２３及び第６のドライブ回路３２は、それぞれ駆動トランスの１次巻線３０２ａと第１のコンデンサ３０３との直列回路の両端に接続されており、駆動トランスの１次巻線３０２ａを駆動する。
駆動トランスの１次巻線３０２ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００４９】
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２の波高値をそれぞれＶ_Ｃ、デューティ比をＤとする（Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２の位相は互いに１８０度ずれている。図４（ａ）及び（ｂ）参照）。駆動トランスの１次巻線３０２ａの出力信号Ｖ_Ｔ（駆動トランスの第１の２次巻線３０２ｂの出力信号でもある。）は、図４（ｃ）に示す波形となり（波高値は±Ｖ_Ｃ）、駆動トランスの第２の２次巻線３０２ｃの出力信号Ｖ_ＴＳ１は、信号Ｖ_Ｔの反転信号となる（図４（ｄ）参照）。
第１の２次巻線３０２ｂの出力信号ＶＴは、第１のダイオード３０４及び第３の反転回路３０５に入力される。第２の２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１は、第２のダイオード３０８及び第４の反転回路３０９に入力される。
【００５０】
第１の２次巻線３０２ｂの出力信号ＶＴがハイレベルである時、第１のダイオード３０４を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。同様に、第２の２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１がハイレベルである時、第２のダイオード３０８を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。第１のダイオード３０４、第２のダイオード３０８及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
第３の反転回路３０５は、信号Ｖ_ＳＧ１（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号。図４（ｅ）参照）を出力する。第４の反転回路３０９は、信号Ｖ_ＳＧ２（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号。図４（ｆ）参照）を出力する。
【００５１】
第７のドライブ回路３０７は、第１の抵抗３０６を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子９のゲート端子に入力する（信号Ｖ_ＳＧ１がハイレベルである時、第２の同期整流素子９が導通する。）。実施例２における信号Ｖ_ＳＧ１の波形（図４（ｅ））は、実施例１における信号Ｖ_ＳＧ１の波形（図２（ｆ））と同一である。
第８のドライブ回路３１１は、第２の抵抗３１０を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子８のゲート端子に入力する（信号Ｖ_ＳＧ２がハイレベルである時、第１の同期整流素子８が導通する。）。実施例２における信号Ｖ_ＳＧ２の波形（図４（ｆ））は、実施例１における信号Ｖ_ＳＧ２の波形（図２（ｇ））と同一である。
実施例２のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。即ち、実施例２のスイッチング電源装置において、その出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第１のダイオード３０４、第２のダイオード３０８及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号を用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
【００５２】
実施例２のスイッチング電源装置によれば、第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。又、トランス７に電流が流れない期間にインダクタンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（いずれも導通状態である。）を低い内部抵抗で流れる故に、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
実施例２の回路構成では、駆動トランスの磁気回路が１つになるので、実施例１の回路よりも、小型化が可能である。
図４（ａ）〜（ｆ）の破線は、デューティ比が小さい時の各部波形を示す。
【００５３】
《実施例３》
図５、６を用いて、フォワード型の構成を有する本発明の実施例３のスイッチング電源装置を説明する。図５は実施例３のスイッチング電源装置５０１の回路構成を示す。図６は、実施例３のスイッチング電源装置の各部波形を示す。実施例３のスイッチング電源装置は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図５において１は入力直流電圧であり、５０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。図５において、図１と同一のブロックには同一の符号を付している。実施例３のスイッチング電源装置５０１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは１次側のＧＮＤ端子である。トランス５０３は、１次巻線５０３ａと２次巻線５０３ｂとを有する。
【００５４】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
【００５５】
トランスの１次巻線５０３ａとスイッチング素子５０２（スイッチング手段）との直列回路は、入力端子２ａ−２ｂに接続される。
ＰＷＭ制御回路５０６は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ（図６（ａ））を発生する。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇは、第１のドライブ回路１９及び第２のドライブ回路５０７に入力される。第１のドライブ回路１９は、入力されるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇに基づいてスイッチング素子５０２を駆動し、トランスの１次巻線５０３ａに電流を流す。スイッチング素子５０２及びトランスの１次巻線５０３ａに流れる電流の波形Ｉ_Ｄ１を、図６（ｂ）に示す。
【００５６】
トランスの２次巻線５０３ｂの１端は、第１の同期整流素子５０４（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されている。トランスの２次巻線５０３ｂの他端は、第２の同期整流素子５０５（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン及びインダクタンス素子１０に接続されている。第１の同期整流素子５０４のソース及び第２の同期整流素子５０５のソースは、２次側のＧＮＤ線に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、トランスの２次巻線５０３ｂの他端と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは、２次側のＧＮＤ端子である。
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに接続され、１次側の制御回路に必要な安定化電圧Ｖ_Ｃを発生する。
【００５７】
ＰＷＭ制御回路５０６は、フォトトランジスタ１６ｂに流れる電流を基に、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇを発生する。第１のドライブ回路１９は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇに基づいてスイッチング素子５０２を駆動する。スイッチング素子５０２が導通する時、トランスの１次巻線５０３ａに電流が流れる。
駆動トランス５０９は、１次巻線５０９ａと２次巻線５０９ｂとを有し、１次巻線５０９ａと２次巻線５０９ｂとの巻数比は１：１である。第２のドライブ回路５０７は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇを入力して、第１のコンデンサ５０８を介して、駆動トランスの１次巻線５０９ａに電流を流す。
駆動トランスの１次巻線５０９ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００５８】
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇの波高値をＶ_Ｃ、デューティ比をＤとする（図６（ａ）参照）。第１のダイオード５１１のカソード電圧Ｖ_ＳＧ１は、波高値がＶ_Ｃ、デューティ比がＤになる（図６（ｃ）参照）。２次巻線５０９ｂの出力信号は、第２のコンデンサ５１０を介して、第１のダイオード５１１、第２のダイオード５１３、第３のドライブ回路５１５（第２の抵抗５１４を介する。）、及び反転回路５１６に入力される。
【００５９】
第１のダイオード５１１のカソード電圧Ｖ_ＳＧ１（２次巻線５０９ｂから出力された信号）がハイレベルである時、第２のダイオード５１３を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。第２のダイオード５１３及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
第２のコンデンサ５１０、第１のダイオード５１１及び第１の抵抗５１２はクランプ回路を構成する。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇが０Ｖである時、駆動トランスの２次巻線５０９ｂに誘起される負電圧により第１のダイオード５１１及び第１の抵抗５１２を介して第２のコンデンサ５１０が充電され、第２のコンデンサ５１０の出力電圧（第１のダイオード５１１のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。
反転回路５１６は、信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、その反転信号Ｖ_ＳＧ２（図６（ｅ）参照）を出力する。
【００６０】
第３のドライブ回路５１５は、第２の抵抗５１４を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子５０４のゲート端子に入力する。スイッチング素子５０２と第１の同期整流素子５０４とは同期してＯＮ／ＯＦＦする。第１の同期整流素子５０４には、図６（ｄ）に示す電流Ｉ_Ｓ１が流れる。
第４のドライブ回路５１８は、第３の抵抗５１７を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子５０５のゲート端子に入力する。スイッチング素子５０２と第２の同期整流素子５０５とは相補的にＯＮ／ＯＦＦする。第２の同期整流素子５０５には、図６（ｆ）に示す電流Ｉ_Ｓ２が流れる。
【００６１】
図６の動作波形図を参照して、実施例３のスイッチング電源装置の動作を説明する。時刻Ｔ_０でＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ（図６（ａ））がハイレベルになり、スイッチング素子５０２がＯＮする。同時に、第１の同期整流素子５０４は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇと同期した立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングを有する信号Ｖ_ＳＧ１（図６（ｃ））を入力して、ＯＮする。トランスの１次巻線５０３ａに電流Ｉ_Ｄ１（図６（ｂ））が流れる。スイッチング素子５０２と第１の同期整流素子５０４とが同一のタイミングでＯＮするので、トランスの１次巻線５０３ａに入力電圧が印加された時に、トランスの２次巻線５０３ｂに誘起される電圧がインダクタンス素子１０及び平滑コンデンサ１１に印加される。トランスの２次巻線５０３ｂ及び第１の同期整流素子５０４には、電流Ｉ_Ｓ１（図６（ｄ））が流れる。
この時第２の同期整流素子５０５のゲート電圧Ｖ_ＳＧ２はロウレベルである故に（図６（ｅ））、第２の同期整流素子５０５はＯＦＦとなる。
【００６２】
時刻Ｔ_１でＰＷＭ信号Ｖ_Ｇが０Ｖになると、スイッチング素子５０２はＯＦＦになる。同時に第１の同期整流素子５０４がターンＯＦＦし、第２の同期整流素子５０５がターンＯＮする。インダクタンス素子１０が出力する電流Ｉ_Ｓ２は、第２の同期整流素子５０５を通って流れる（図６（ｆ））。第２の同期整流素子５０５は導通状態である故に、その内部抵抗は小さい。
【００６３】
実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。即ち、実施例３のスイッチング電源装置において、その出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第２のダイオード５１３及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号Ｖ_Ｇを用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
実施例３のスイッチング電源装置によれば、トランスの１次巻線５０３ａに電流が流れない期間に、インダクタンス素子１０の電流が第２の同期整流素子５０５を低い内部抵抗で流れる故に、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。
【００６４】
実施例３においては、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ（ＰＷＭ制御回路５０６の出力信号）を用いて駆動トランス５０９を駆動した。これに代えて、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇの反転信号を駆動トランスの１次側で作り、実施例１で示した回路と同様に２つの駆動トランスを用いて、ＰＷＭ信号Ｖ_ＧとＶ_Ｇの反転信号とをそれぞれ２次側に伝達し、第１の同期整流素子５０４と第２の同期整流素子５０５をそれぞれ駆動しても同様の効果が得られる。
【００６５】
【発明の効果】
本発明によれば、１次側に発生した安定な電圧を利用し且つスイッチング素子のスイッチング信号に同期した信号等を２次側に伝達することにより、同期整流素子の駆動を適切に駆動する第２のスイッチング信号を生成し、且つ検出手段等を動作させる安定な電源電圧を２次側に発生するスイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が得られる。スイッチング電源装置の出力電圧が低く、出力電圧をそのまま電源としたのでは検出手段等が動作しない場合でも、検出手段と同期整流素子を安定に駆動する簡単な構成のスイッチング電源装置を実現できる。
【００６６】
本発明によれば、トランスに電流が流れる期間のみならずトランスに電流が流れない期間にも同期整流素子を適切に導通状態にして低い内部抵抗で電流を流すことにより、高効率のスイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が得られる。
トランスの１次側に電流が流れていない期間において、スイッチング素子に寄生的に存在する容量の放電をすることにより、これらの素子がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。
特に場合には、トランスの巻線からのみでは十分な駆動タイミングは得られないブリッジ形のスイッチング電源装置においても、本発明により、高い出力効率が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図
【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の動作波形図
【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図
【図４】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の動作波形図
【図５】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図
【図６】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の動作波形図
【図７】従来例のスイッチング電源装置の回路構成図
【図８】従来例のスイッチング電源装置の動作波形図
【符号の説明】
１入力直流電源
２ａ−２ｂ入力端子
３第１のスイッチング素子
４第２のスイッチング素子
５第３のスイッチング素子
６第４のスイッチング素子
７トランス
８第１の同期整流素子
９第２の同期整流素子
１０インダクタンス素子
１１平滑コンデンサ
１２ａ−１２ｂ出力端子
１３負荷
１４補助電源
１５ＰＷＭ制御回路
１６フォトカプラ
１７第１の反転回路
１８第２の反転回路
１９第１のドライブ回路
２０第２のドライブ回路
２１第３のドライブ回路
２２第４のドライブ回路
２３第５のドライブ回路
２４第１のコンデンサ
２５第１の駆動トランス
２６第２のコンデンサ
２７第１のダイオード
２８第１の抵抗
２９第２のダイオード
３０第２の抵抗
３１第７のドライブ回路
３２第６のドライブ回路
３３第３のコンデンサ
３４第２の駆動トランス
３５第４のコンデンサ
３６第３のダイオード
３７第３の抵抗
３８第４のダイオード
３９第４の抵抗
４０第８のドライブ回路
４１第２の平滑コンデンサ
４２第１の検出抵抗
４３第２の検出抵抗
４４基準電圧
４５誤差増幅器
４６制限抵抗
１０１、３０１、５０１、７０１スイッチング電源装置
３０２駆動トランス
３０３第１のコンデンサ
３０４第１のダイオード
３０５第３の反転回路
３０６第１の抵抗
３０７第７のドライブ回路
３０８第２のダイオード
３０９第４の反転回路
３１０第２の抵抗
３１１第８のドライブ回路
５０２スイッチング素子
５０３トランス
５０４第１の同期整流素子
５０５第２の同期整流素子
５０６ＰＷＭ制御回路
５０７第２のドライブ回路
５０８第１のコンデンサ
５０９駆動トランス
５１０第２のコンデンサ
５１１第１のダイオード
５１２第１の抵抗
５１３第２のダイオード
５１４第２の抵抗
５１５第３のドライブ回路
５１６反転回路
５１７第３の抵抗
５１８第４のドライブ回路
７０２トランス
７０３補助電源
７０４ＰＷＭ制御回路
７０５補助トランス
７０６ダイオード
７０７スイッチング素子
７０８ダイオード
７０９平滑コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply apparatus that supplies a stabilized DC voltage to industrial and consumer electronic devices.
[0002]
[Prior art]
In recent years, switching power supplies have been strongly demanded to be smaller and more efficient with the reduction in price, size, performance and energy saving of electronic devices. In addition, the power supply voltage required for electronic devices is being lowered for reasons such as lowering the voltage of integrated circuits. Even with a switching power supply device corresponding to such a low power supply voltage, a normal rectifier circuit using a rectifier diode has a problem that a rectification loss increases with respect to a power supply output and power supply efficiency decreases. In recent years, switching devices such as MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) have been improved in performance, and an attempt has been made to use a synchronous rectification method in which a rectifier circuit is configured using the switching devices. The MOSFET is characterized in that the voltage drop in the forward direction can be reduced and the rectification loss can be reduced compared to the rectifier diode of the same class.
[0003]
In a switching power supply device using a rectifying switching element, it is necessary to drive the rectifying switching element in synchronization with the switching element that switches the transformer, and it is necessary to apply an appropriate gate voltage to the rectifying switching element. On the other hand, when the output voltage is lowered, the control circuit that performs adjustment of the output voltage and circuit protection is appropriately operated, and the generation of an appropriate level of the gate voltage constitutes the circuit using the output voltage as a power source. It will be difficult. Therefore, in order to properly operate these circuits, it is necessary to provide a power supply separately from the output voltage.
[0004]
A conventional synchronous rectification switching power supply device will be described with reference to FIGS. FIG. 7 shows a circuit configuration of a conventional full-bridge type switching power supply. In FIG. 7, 1 is an input DC power supply, 701 is a conventional switching power supply, and 13 is a load.
The input DC power supply 1 is a circuit or battery that inputs commercial power, rectifies and smoothes, and outputs a DC voltage. The switching power supply device 701 includes a primary side circuit and a secondary side circuit that are insulated from each other. Reference numerals 2a-2b denote input terminals to which the input DC power supply 1 is connected. The first switching element 3 and the second switching element 4 are connected in series to the input terminals 2a-2b, and alternately repeat ON (conduction) and OFF (cutoff) (the first switching element 3 and the second switching element 4). 2 includes a period during which both switching elements 4 are OFF.) The third switching element 5 and the fourth switching element 6 are connected in series to the input terminals 2a-2b, and repeat ON and OFF alternately (the third switching element 5 and the fourth switching element 6 are Both include the period when it is OFF.)
[0005]
The transformer 702 includes a primary winding 702a, a first secondary winding 702b, a second secondary winding 702c, a first drive winding 702d, and a second drive winding 702e. One end of the primary winding 702a is connected to a connection point between the first switching element 3 and the second switching element 4, and the other end is connected to a connection point between the third switching element 5 and the fourth switching element 6. The
PWM signal V_G1Becomes the high level, the first drive circuit 19 turns on the first switching element 3 and the fourth drive circuit 22 turns on the fourth switching element 6. At this time, the current I is applied to the primary winding 702a in the direction indicated by the arrow in FIG._PFlows. PWM signal V_G2Becomes the high level, the third drive circuit 21 turns on the third switching element 5, and the second drive circuit 20 turns on the second switching element 4. At this time, the current I is applied to the primary winding 702a in the direction opposite to the arrow in FIG._PFlows. When all of the first to fourth switching elements 3 to 6 are OFF, no current flows through the primary winding 702a.
[0006]
The first drive winding 702d, the first secondary winding 702b, the second secondary winding 702c, and the second drive winding 702e are connected in series in this order.
The first synchronous rectifying element 8 and the second synchronous rectifying element 9 (switching rectifying means) are MOSFETs. The drain of the first synchronous rectifying element 8 and the drain of the second synchronous rectifying element 9 are connected to each other. The source of the first synchronous rectifying element 8 is connected to a connection point between the first drive winding 702d and the first secondary winding 702b. The source of the second synchronous rectifying element 9 is connected to a connection point between the second secondary winding 702c and the second drive winding 702e. The gate of the first synchronous rectifier 8 is connected to one end of the first drive winding 702d, and the gate of the second synchronous rectifier 9 is connected to one end of the second drive winding 702e.
[0007]
The number of turns of the first drive winding 702d and the second drive winding 702e is set such that a gate voltage sufficient to drive the first synchronous rectifier element 8 and the second synchronous rectifier element 9 is generated. ing. The series circuit composed of the inductance element 10 and the smoothing capacitor 11 includes a drain of the first synchronous rectifying element 8 and a drain of the second synchronous rectifying element 9, and a connection point between the secondary windings 702b and 702c of the transformer. To form a smoothing circuit. Reference numerals 12a-12b denote output terminals which are connected to both ends of the smoothing capacitor 11 and output a stable voltage. The load 13 is connected to the output terminals 12a-12b and consumes power.
[0008]
Reference numeral 703 denotes an auxiliary power control circuit. The auxiliary transformer 705 has a first primary winding 705a, a secondary winding 705b, and a second primary winding 705c. A series circuit of the first primary winding 705a and the auxiliary switching element 707 is connected to the input terminals 2a-2b. When the auxiliary switching element 707 is OFF, the auxiliary rectifying element 708 and the auxiliary smoothing capacitor 709 rectify and smooth the voltage generated in the second primary winding 705c of the auxiliary transformer 705. The auxiliary power supply control circuit 703 detects the voltage of the auxiliary smoothing capacitor 709, determines the duty ratio between ON and OFF of the auxiliary switching element 707 so that the voltage becomes constant, and drives the auxiliary switching element 707.
[0009]
The photocoupler 16 includes a light emitting diode 16a and a phototransistor 16b that outputs a current corresponding to the amount of light emitted from the light emitting diode 16a. The PWM control circuit 704 is supplied with a constant voltage power by the auxiliary rectifying element 708 and the auxiliary smoothing capacitor 709, and outputs the PWM signal V based on the output current of the phototransistor 16b._G1, V_G2Is generated. The rectifying element 706 and the smoothing capacitor 41 constitute a rectifying / smoothing circuit, and the voltage generated in the secondary winding 705b of the auxiliary transformer when the auxiliary switching element 707 is OFF is rectified and smoothed. Get an isolated regulated voltage. The first detection resistor 42 and the second detection resistor 43 are connected in series to the output terminals 12a-12b and divide the output voltage. The error amplifier 45 compares the voltage obtained by dividing the output voltage with the reference voltage 44, and amplifies both error voltages. The limiting resistor 46 allows a current corresponding to the error amplified voltage to flow through the light emitting diode 16a.
[0010]
In FIG. 7, the output voltage is a very low voltage (for example, 1V), and the output voltage is too low to operate the error amplifier 45, the light emitting diode 16a, and the reference voltage 44 used for stabilizing the output voltage. Therefore, the output voltage itself cannot be used as a power supply voltage for driving these circuits. Therefore, the auxiliary transformer 705 is used to generate a voltage that is relatively stable on the secondary side and high enough to operate the error amplifier 45, the photocoupler 16, and the reference voltage 44. A rectifying / smoothing circuit including the rectifying element 706 and the smoothing capacitor 41 supplies a stable operating voltage to these circuits.
The transformer 702 is provided with a first drive winding 702d and a second drive winding 702e, and drives the synchronous rectification elements 8 and 9 in accordance with the switching timings of the first to fourth switching elements 3 to 6. . Thereby, the synchronous rectification elements 8 and 9 perform synchronous rectification.
[0011]
FIG. 8 shows the waveforms of each part in the operating state. In FIG. 8, (a) is a switching that drives (turns on and off) the first switching element 3 and the fourth switching element 6 via the first drive circuit 19 and the fourth drive circuit 22. Signal V_G1It is a waveform. (B) is a switching signal V that drives (turns on and off) the third switching element 5 and the second switching element 4 via the third drive circuit 21 and the second drive circuit 20._G2It is. (C) shows the current I flowing through the primary winding 702a of the transformer._PIt is a waveform. (D) and (e) are the current I flowing through the first secondary winding 702b of the transformer, respectively._S1And the current I flowing through the second secondary winding 702c._S2It is a waveform. (F) is the voltage V of the first drive winding 702d of the transformer._SG1(G) is the voltage V of the second drive winding 702e of the transformer._SG2It is a waveform.
[0012]
Time T₀The switching signal V output from the PWM control circuit 704_G1Becomes a high level and the first switching element 3 and the fourth switching element 6 are simultaneously turned ON, the input voltage is applied to the primary winding 702a of the transformer. A positive voltage is generated in the first drive winding 702d of the transformer, the first synchronous rectifying element 8 is turned on, and the voltage is applied to the rectifying and smoothing circuits 10 and 11. Time T₁Thus, when the first switching element 3 and the fourth switching element 6 are turned off, the primary winding 702a of the transformer is opened, and the current flowing through the inductance element 10 causes the first synchronous rectifier element 8 and the second synchronous element to be synchronized. The current flows through the body diode built in the rectifying element 9 divided into the first secondary winding 702b and the second secondary winding 702c of the transformer.
[0013]
At this time, since no voltage is generated in each winding of the transformer, no voltage is generated in the first drive winding 702d and the second drive winding 702e, and the first synchronous rectification element 8 and the second synchronous rectification are not generated. The element 9 is turned off. The current flows through a body diode (a reverse voltage prevention diode built in the synchronous rectifier elements 8 and 9 between the source and drain. When a current flows through the body diode, for example, a voltage drop of 1 V occurs). The voltage loss that occurs in the body diode is much larger than the voltage loss that occurs when current flows through the first and second synchronous rectifier elements 8 and 9.
[0014]
Time T₂When the second switching element 4 and the third switching element 5 are simultaneously turned ON, the input voltage is applied to the first primary winding 702a in the opposite direction. A positive voltage is generated in the second drive winding 702e of the transformer, the second synchronous rectifying element 9 is turned ON, and the voltage generated in the second secondary winding 702c is applied to the smoothing circuits 10 and 11. . At this time, the first synchronous rectifying element 8 is in an OFF state, and the body diode incorporated in the first synchronous rectifying element 8 is also reverse-biased, so that no current flows.
Time T₃Thus, when the second switching element 4 and the third switching element 5 are turned OFF, the primary winding 702a of the transformer is opened, and the current of the inductance element 10 causes the current of the first synchronous rectifying element 8 and the second synchronous element to be synchronized. The first secondary winding 702b and the second secondary winding 702c are divided and flow through the body diode built in the rectifying element 9. The voltage applied to the smoothing circuits 10 and 11 is 0V. Since the output voltage is the average of the voltages applied to the smoothing circuits 10 and 11, the output signal V of the PWM control circuit 704_G1, V_G2The output voltage can be controlled by the duty ratio between ON and OFF.
[0015]
The output voltage is divided by the first detection resistor 42 and the second detection resistor 43. The error amplifier 45 amplifies an error voltage between the voltage obtained by dividing the output voltage and the reference voltage 44, and controls the current flowing through the light emitting diode 16a. Since the output voltage of the switching power supply 701 is too low to operate the error amplifier 45, the light emitting diode 16a, and the reference voltage 44, the stabilized voltage is used as a secondary output of the auxiliary transformer 705 as a smoothing capacitor. The smoothing capacitor 41 or the like is secured at both ends of the circuit 41 and supplies a stable voltage to these circuits.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional switching power supply device, a circuit for generating a stable secondary power supply voltage necessary for operating the detection means such as the error amplifier 45 is controlled by controlling the duty of the drive signal of the auxiliary transformer. The secondary power supply voltage was generated. The duty of the drive signal of the auxiliary transformer is irrelevant to the duty of the switching signal that determines the timing of ON and OFF of the switching elements 3 to 6 (set to a duty that makes the output voltage constant).
Conventionally, the synchronous rectifying element is driven to the transformer 702 so that the switching timing of the synchronous rectifying element is synchronized with the switching timing of the switching elements 3 to 6 and a voltage sufficient to drive the synchronous rectifying element is obtained. For this reason, a drive winding is provided for driving. The conventional switching power supply device has a problem that the transformer becomes large because an auxiliary winding is required for the transformer.
In the conventional bridge type or push-pull type switching power supply device, the synchronous rectifier element can be driven only during a period in which the voltage is induced in the transformer, and the synchronous rectifier element is in the OFF state during a period in which the voltage is not induced in the transformer. It was. During the period in which the synchronous rectifying element is in the OFF state, there is a problem that current flows through the body diode of the MOSFET that is the synchronous rectifying element and power loss increases. This causes a problem that the power efficiency is greatly reduced, particularly when the output voltage on the secondary side is low (the ratio of the drop voltage at the body diode to the output voltage on the secondary side increases).
[0017]
The present invention solves the problems of the prior art, and stably supplies the power supply voltage to the secondary-side detection means and the like, thereby stably operating the detection means and driving the synchronous rectifier appropriately. It is an object of the present invention to provide a switching power supply device with high efficiency and a small circuit scale.
An object of the present invention is to provide a switching power supply device in which a primary side circuit and a secondary side circuit are insulated from each other with a stable, efficient and small circuit scale.
The present invention is particularly useful in a switching power supply apparatus in which the output voltage is low and the detection means or the like does not operate stably when the output voltage is input as the power supply voltage.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the switching power supply device of the present invention has a primary side circuit and a secondary side circuit, and the primary side circuit inputs a detection signal, and one or more in accordance with the detection signal. The control means for outputting the first switching signal, the primary winding of the transformer, and one or a plurality of the first switching signals are input to repeat the conduction state and the cutoff state, and the input voltage is set to the transformer. Switching means to be applied to the primary winding, a first auxiliary power supply that inputs an input voltage and outputs a first stable voltage, and a synchronization signal of one or a plurality of the first switching signals or an inverted signal thereof, or A primary winding of a drive transformer that inputs a signal obtained by combining them and having a constant amplitude generated using the first stable voltage, and the secondary side circuit includes: Secondary winding of the transformer and A secondary winding of the drive transformer, a second auxiliary power source that receives an output signal from the secondary winding of the drive transformer, smoothes it, and outputs a second stable voltage, and a secondary winding of the drive transformer A driving means for inputting a line output signal and outputting one or a plurality of second switching signals; and inputting one or a plurality of the second switching signals to repeat a conduction state and a cutoff state; A switching rectifying means for rectifying a voltage induced in the secondary winding; a smoothing means for smoothing an output signal of the switching rectifying means; the second stable voltage; and an output voltage of the smoothing means. Detecting means for outputting the detection signal in accordance with the output voltage of the output.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments that specifically show the best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0020]
Example 1
A switching power supply device according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows a circuit configuration of a switching power supply device 101 according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 shows the waveforms of each part of the switching power supply device 101 of the first embodiment. In the switching power supply device 101 of the first embodiment, the primary side circuit and the secondary side circuit are insulated from each other. In FIG. 1, 1 is an input DC voltage, 101 is a switching power supply device, and 13 is a load. In the switching power supply device 101, 2a-2b are input terminals, and 3-6 are first to fourth switching elements (switching means). The 2b terminal is a primary side GND (ground) terminal. The transformer 7 includes a primary winding 7a, a first secondary winding 7b, and a second secondary winding 7c.
[0021]
The PWM control circuit 15 generates a PWM signal (first switching signal) V_G1And V_G2Is output. PWM signal V_G1Becomes the high level, the first drive circuit 19 turns on the first switching element 3. PWM signal V_G4(PWM signal V_G2Inverted signal. When the other first switching signal) becomes high level, the fourth drive circuit 22 turns on the fourth switching element 6. When the first switching element 3 and the fourth switching element 6 are turned on, the current I flows from the left to the right in FIG._PFlows.
PWM signal V_G2Becomes the high level, the third drive circuit 21 turns on the third switching element 5. PWM signal V_G3(PWM signal V_G1Inverted signal. When the other first switching signal) becomes high level, the second drive circuit 20 turns on the second switching element 4. When the third switching element 5 and the second switching element 4 are turned on, the current I flows from the right to the left in FIG._PFlows.
[0022]
The first synchronous rectifier 8 and the second synchronous rectifier 9 (switching rectifier) are MOSFETs. The first secondary winding 7b and the second secondary winding 7c are connected in series. One end of the first secondary winding 7b and one end of the second secondary winding 7c are connected to each other. The other end of the first secondary winding 7 b is connected to the drain of the second synchronous rectifier element 9. The other end of the second secondary winding 7 c is connected to the drain of the first synchronous rectification element 8. The source of the first synchronous rectifying element 8 and the source of the second synchronous rectifying element 9 are connected to the secondary-side GND line (output terminal 12b).
The smoothing circuit configured by connecting the inductance element 10 and the smoothing capacitor 11 in series includes a connection point between the first secondary winding 7b and the second secondary winding 7c, and a GND line on the secondary side. And connected to.
The gate of the first synchronous rectifying element 8 is connected to the eighth drive circuit 40, and the gate of the second synchronous rectifying element 9 is connected to the seventh drive circuit 31.
12a-12b are output terminals. Reference numeral 12b denotes a secondary side GND terminal. The load 13 is connected to the output terminals 12a-12b and consumes power.
[0023]
The auxiliary power supply 14 inputs the voltage obtained from the input terminals 2a-2b and creates a stabilization voltage necessary for the primary side control circuit.
The photocoupler 16 includes a light emitting diode 16a and a phototransistor 16b that outputs a current corresponding to the amount of light emitted from the light emitting diode 16a. The PWM control circuit 15 generates a PWM signal V based on the output current of the phototransistor 16b._G1And V_G2Is generated. The first inverting circuit 17 and the second inverting circuit 18 are respectively connected to the PWM signal V_G1And V_G2And inverted PWM signal V_G3And V_G4Is output. As described above, the first, second, third and fourth drive circuits 19 to 22 are connected to the input PWM signal V._G1, V_G3, V_G2And V_G4The first to fourth switching elements are driven based on the above.
[0024]
The first drive transformer 25 has a primary winding 25a and a secondary winding 25b. The fifth drive circuit 23 outputs the output signal V of the first inverting circuit 17._G3And the primary winding 25a of the first drive transformer is driven through the first capacitor 24.
The second drive transformer 34 has a primary winding 34a and a secondary winding 34b. The sixth drive circuit 32 outputs the output signal V of the second inverting circuit 18._G4And the primary winding 34a of the second drive transformer is driven through the third capacitor 33.
The signal applied to the primary winding 25a of the first drive transformer and the primary winding 34a of the second drive transformer is set to a constant amplitude (input) by using a stable voltage output from the auxiliary power supply 14. Not subject to fluctuations in voltage, etc.).
[0025]
Output voltage V of the first inverting circuit 17_G3Wave height value of V_C, D is a duty ratio (value during which output voltage is high level / all periods). The direct current component is cut by the first capacitor 24, and the voltage V is applied to the primary winding 25a of the first drive transformer._T(Fig. 2 (e). Its amplitude is V_c, Duty ratio is D, peak voltage is V_CX (1-D). ) Is applied. Since the turn ratio of the primary winding 25a and the secondary winding 25b of the first drive transformer is 1: 1, the voltage generated in the secondary winding 25b of the first drive transformer is V_T(Fig. 2).
The secondary winding 25b of the first drive transformer, the second capacitor 26, the first diode 27, and the first resistor 28 are connected in series.
[0026]
Output voltage V of the first inverting circuit 17_G3Is at the high level, a high level is induced in the secondary winding 25b of the first driving transformer, and the second smoothing capacitor 41 is peak-charged via the second capacitor 26 and the second diode 29. Thus, the secondary side stabilized power supply voltage (substantially VC voltage) is supplied to the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the photocoupler 16.
The seventh drive circuit 31 receives the signal V via the second resistor 30._SG1And a signal having the same waveform (second switching signal) is input to the gate terminal of the second synchronous rectifier 9 (signal V_G3Is at the high level, the second synchronous rectifying element 9 becomes conductive. ).
[0027]
The second capacitor 26, the first diode 27, and the first resistor 28 constitute a clamp circuit. Output voltage V of the first inverting circuit 17_G3Is 0 V, the second capacitor 26 is charged via the first diode 27 and the first resistor 28 by the negative voltage induced in the secondary winding 25b of the first drive transformer, The output voltage of the capacitor 26 (the potential of the cathode of the first diode 27) is clamped to a constant voltage (GND level). The secondary winding 25b of the first drive transformer has a voltage V_T(Fig. 2 (e). Its amplitude is V_c, Duty ratio is D, peak voltage is V_CX (1-D). ) And the peak value of the output voltage of the second capacitor 26 (the potential of the cathode of the first diode 27) is V_c(FIG. 2 (f)).
[0028]
By reducing the impedance value of the first resistor 28, the charging time constant of the second capacitor 26 and the first resistor 28 is set to the output voltage V of the first inverting circuit 17._G3The discharge time constant of the second capacitor 26 when the voltage is at a high level (the discharge time constant includes the second capacitor 26, the second resistor 30, the seventh drive circuit 31, the second diode 29, and this) Determined by the connected load.) Set sufficiently smaller. As a result, the lowest cathode voltage of the first diode 27 (the output voltage V of the first inverting circuit 17)._G3Is a voltage of approximately 0V). Output voltage V of the first inverting circuit 17_G3The cathode voltage of the first diode 27 when is at the high level is approximately V_Cbecome.
[0029]
Output voltage V of the second inverting circuit 18_G4Is the output voltage V of the first inverting circuit_G3Is a signal whose phase is approximately 180 degrees out of phase with respect to the output voltage V of the first inverting circuit 17._G3The peak value is V_CThe duty ratio is D. Voltage V_G4However, the DC component is cut by the third capacitor 33, and the primary winding 34a of the second drive transformer has an amplitude V_c, Duty ratio D, peak voltage V_CX (1-D) voltage (voltage V_TIs applied with a signal whose phase is shifted by approximately 180 degrees. Since the turn ratio of the primary winding 34a and the secondary winding 34b of the second drive transformer is 1: 1, the voltage generated in the secondary winding 34b of the second drive transformer also has an amplitude V._c, Duty ratio D, peak voltage V_CX (1-D).
The secondary winding 34b of the second drive transformer, the fourth capacitor 35, the third diode 36, and the third resistor 37 are connected in series.
[0030]
Output voltage V of the second inverting circuit 18_G4Is at the high level, a high level is induced in the secondary winding 34b of the second drive transformer, and the second smoothing capacitor 41 is peak-charged via the fourth capacitor 35 and the fourth diode 38. The secondary side stabilized power supply voltage (approximately V) is applied to the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the photocoupler 16._C) Is supplied.
The eighth drive circuit 40 receives the signal V through the fourth resistor 39._SG2And a signal having the same waveform (another second switching signal) is input to the gate terminal of the first synchronous rectifier 8 (signal V_G4Is at the high level, the first synchronous rectifying element 8 becomes conductive. ).
[0031]
The fourth capacitor 35, the third diode 36, and the third resistor 37 constitute a clamp circuit. Output voltage V of the second inverting circuit 18_G4Is 0 V, the fourth capacitor 35 is charged via the third diode 36 and the third resistor 37 by the negative voltage induced in the secondary winding 34b of the second drive transformer, The output voltage of the capacitor 35 (the potential of the cathode of the third diode 36) is clamped to a constant voltage (GND level). The secondary winding 34b of the second drive transformer has an amplitude V_c, Duty ratio D, peak voltage V_CX (1-D) voltage (voltage V_TAnd a peak value of the output voltage of the fourth capacitor 35 (the potential of the cathode of the third diode 36) is V_c(FIG. 2 (g)).
The second diode 29, the fourth diode 38, and the second smoothing capacitor 41 constitute a second auxiliary power supply.
[0032]
The impedance value of the third resistor 37 is reduced, and the charging time constant of the fourth capacitor 35 and the third resistor 37 is set to the output voltage V of the second inverting circuit 18._G4The discharge time constant of the fourth capacitor 35 when is at the high level (the discharge time constant includes the fourth capacitor 35, the fourth resistor 39, the eighth drive circuit 40, the fourth diode 38, and this). Determined by the connected load.) Set sufficiently smaller. As a result, the lowest cathode voltage of the third diode 36 (the output voltage V of the second inverting circuit 18)._G4Is a voltage of approximately 0V). Output voltage V of the second inverting circuit 18_G4The cathode voltage of the third diode 36 when is at the high level is approximately V_Cbecome.
[0033]
The capacitance C of the first capacitor 24, the second capacitor 26, the third capacitor 33, and the fourth capacitor 35 is the output voltage of the second capacitor 26 (the potential of the cathode of the first diode 27. FIG. 2). (F)) and the output voltage of the fourth capacitor 35 (the potential of the cathode of the third diode 36). The lower limit C at which the flat portion in FIG. 2 (g) can maintain substantially flatness._lowThe upper limit C that is larger and does not saturate the first drive transformer 25 and the second drive transformer 34 during startup_highSet to a smaller value. C_low<C <C_high
The initial voltages of the first to fourth capacitors 24, 26, 33, and 35 before starting are zero. After the auxiliary power supply 14 is activated, the first and third capacitors 24 and 33 are set to V_cIs charged. Further, the oscillation of the PWM control circuit 15 starts. The oscillation of the PWM control circuit 15 reaches a stable state, and V at that time_G3And V_G4If the duty ratio of D is D, V_CA voltage of × D is applied to each capacitor. The charging / discharging current associated with the voltage change of the first to fourth capacitors 24, 26, 33, and 35 from the start until the stable state is reached are all primary windings of the first and second drive transformers 25 and 34. And flows through the secondary winding. When this current increases, the first and second drive transformers 25 and 34 are saturated. The capacity of the first to fourth capacitors is the upper limit C_highBy setting as follows, the current due to the voltage change at the time of starting can be reduced, and saturation of the first and second drive transformers 25 and 34 can be avoided.
[0034]
When the output voltage of the PWM control circuit 15 increases from 0 to VC (at the time of initial pulse application) in the initial state (starting up or the like), the voltage applied to the first capacitor 24 and the third capacitor 33 is VC. It is. In the initial state, the applied voltage of the second capacitor 26 and the fourth capacitor 35 is zero. When the first pulse is applied from the initial state, the voltage of the first capacitor 24 is charged to the second capacitor 26 through the first resistor 28. Without the first resistor 28, the leakage inductance of the first drive transformer 25 and the second capacitor 26 resonate to generate a surge voltage in the secondary winding of the first drive transformer 25. The capacitor 26 may be charged with an excessive voltage, and the cathode voltage of the first diode 27 may be increased. The first resistor 28 has an effect of suppressing the resonance between the leakage inductance of the first drive transformer 25 and the second capacitor 26 so that the second capacitor 26 is not charged with an excessive voltage.
Similarly, the third resistor 37 has an effect of suppressing the resonance between the leakage inductance of the second drive transformer 34 and the fourth capacitor 35 so that the fourth capacitor 35 is not charged with an excessive voltage. .
Further, since the charging currents of the second and fourth capacitors 26 and 35 flow through the first and third resistors 28 and 37, respectively, at the time of startup, the anode voltages of the first and third diodes 27 and 36 are negative. (The absolute value of the negative level increases as the values of the first and third resistors 28 and 37 and the charging current increase). Even if the leakage inductance of the first drive transformer 25 and the second capacitor 26 resonate and the second capacitor 26 is charged to a slightly excessive voltage, the first resistor 28 causes the first diode 27 to Since the anode voltage is lowered, the second synchronous rectifying element 9 can be surely turned off. Similarly, even if the leakage inductance of the second drive transformer 34 and the fourth capacitor 35 resonate and the fourth capacitor 35 is charged to a slightly excessive voltage, the third resistor 37 causes the third Since the anode voltage of the diode 36 is lowered, the first synchronous rectifying element 8 can be surely turned off. Thereby, a switching power supply device can be started safely and reliably.
[0035]
If there is no first resistor 28, the output voltage of the PWM control circuit 15 is V_CWhen the voltage changes from 0 to 0 V, a large current flows through the second capacitor 26 and the first diode 27. The first resistor 28 limits the current flowing through the second capacitor 26 and the first diode 27, and the breakdown of the second capacitor 26 and the first diode 27 and the shortening of the lifetime of these elements. There is an effect to prevent. The third resistor 37 has a similar function.
[0036]
The first detection resistor 42 and the second detection resistor 43 receive the voltage of the output terminals 12a-12b (the output voltage of the switching power supply device 101) and output the voltage divided by the two resistors. The error amplifier 45 receives the divided voltage and the reference voltage 44, amplifies the difference signal (error signal) between them, and drives the photocoupler (light emitting diode) 16a. The input current of the light emitting diode 16 a is determined based on the error amplifier 45 and the limiting resistor 46. The first detection resistor 42, the second detection resistor 43, the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the like are detection means.
The output voltage of the switching power supply device 101 is too low to operate the error amplifier 45, the light emitting diode 16a, and the reference voltage 44. The second diode 29, the fourth diode 38, and the second smoothing capacitor 41 supply a stable voltage to these circuits using a switching signal.
[0037]
The switching power supply apparatus connected as described above will be described with reference to the operation waveform of FIG. 2A shows a PWM signal V output from the PWM control circuit 15 and driving the first switching element 3 via the first drive circuit 19._G1The waveform is shown. Similarly, (b) shows the PWM signal V of the third switching element 5._G2The waveform is shown. (C) shows the PWM signal V of the second switching element 4._G3(PWM signal V_G1Inverted signal) is shown. (D) is the PWM signal V of the fourth switching element 6._G4(PWM signal V_G2Inverted signal) waveform. (E) is the voltage V applied to the primary winding 25a of the first drive transformer._TThe waveform is shown. (F) is the cathode voltage V of the first diode 27._SG1The waveform is shown. (G) is the cathode voltage V of the third diode 36._SG2Indicates.
[0038]
The auxiliary power supply 14 receives a voltage (which fluctuates) applied to the input terminals 2a-2b, and supplies a stabilized power supply voltage to the PWM control circuit 15 and the first to sixth drive circuits. The PWM control circuit 15 generates a PWM signal V according to the current of the phototransistor 16b._G1And V_G2Is generated. When the first switching element 3 is ON (V_G1Conducts when is at high level. ) Because the fourth switching element 6 is also ON (V_G2Is the inverted signal of V_G4Conducts when is at high level. ), An input voltage is applied to the primary winding 7a of the transformer 7. At this time, a voltage is generated in the second secondary winding 7c of the transformer, and the first synchronous rectifying element 8 (V_G4Conducts when is at high level. ) Is applied to the smoothing circuits 10 and 11.
[0039]
The first switching element 3 is turned off (V_G1When is at the low level, it becomes a cut-off state. ) And when the third switching element 5 is also OFF (V_G2When is at the low level, it becomes a cut-off state. ), The second switching element 4 is turned on (V_G1Is the inverted signal of V_G3Conducts when is at high level. ), The fourth switching element 6 is also turned on (V_G2Is the inverted signal of V_G4Conducts when is at high level. ). When the second switching element 4 and the fourth switching element 6 are turned on, the primary winding 7a of the transformer is short-circuited. The current of the inductance element 10 is the first synchronous rectification element 8 (V_G4Conducts when is at high level. ) And the second synchronous rectifier 9 (V_G3Conducts when is at high level. ) Through the secondary winding of the transformer. At this time, since the first synchronous rectifying element 8 and the second synchronous rectifying element 9 are in a normal conduction state, their internal resistance is small.
[0040]
The fourth switching element 6 is turned off (V_G2Is the inverted signal of V_G4When is at the low level, it becomes a cut-off state. ) When the third switching element 5 is turned on (V_G2Conducts when is at high level. ), Because the second switching element 4 is ON (V_G1Is the inverted signal of V_G3Conducts when is at high level. ), The input voltage is applied to the primary winding 7a of the transformer in the reverse direction. As a result, a voltage is applied in the reverse direction to the first secondary winding 7b of the transformer, and the second synchronous rectifying element 9 (V_G3Conducts when is at high level. ) Is applied to the smoothing circuits 10 and 11.
[0041]
The third switching element 5 is turned off (V_G2When is at the low level, it becomes a cut-off state. ) And when the first switching element 3 is also OFF (V_G1When is at the low level, it becomes a cut-off state. ), The fourth switching element 6 is turned on (V_G2Is the inverted signal of V_G4Conducts when is at high level. ), The second switching element 4 is also turned on (V_G1Is the inverted signal of V_G3Conducts when is at high level. ). When the second switching element 4 and the fourth switching element 6 are conducted, the primary winding 7a of the transformer is short-circuited, and the current of the inductance element 10 is supplied to the first synchronous rectifying element 8 (V_G4Conducts when is at high level. ) And the second synchronous rectifier 9 (V_G3Conducts when is at high level. ) Through the first secondary winding 7b and the second secondary winding 7c of the transformer.
[0042]
The broken lines in FIGS. 2A to 2G show the waveforms of the respective parts when the duty ratio is small.
In this circuit, a period in which no current flows through the primary winding 7a of the transformer (a period in which the energy of the transformer is maintained. For example, in FIG. 2, a period in which the first and fourth switching elements 3 and 6 are turned ON, The second switching element 4 and the fourth switching element 4 and the fourth switching element 4 are provided during the period in which the fourth switching elements 4 and 6 are turned on (short period in which only the fourth switching element 6 is turned on). The energy remaining in the capacitance parasitically present in the switching element 6 is released. After the parasitic capacitances of the second and fourth switching elements 4 and 6 are discharged and the voltage applied to the primary winding 7a of the transformer becomes zero, the second and fourth switching elements 4 and 6 are short-circuited. Thereby, switching loss when these elements are turned on can be reduced.
Since the first synchronous rectification element 8 and the second synchronous rectification element 9 are conductive during the period in which the second and fourth switching elements 4 and 6 are short-circuited, the current of the inductance element 10 is changed to the first synchronous rectification element 8 and It flows through the second synchronous rectifying element 9 with a low internal resistance. In the conventional switching power supply device, since the current flows through the body diode of the synchronous rectifying element during a period when no current flows through the transformer 7, the loss in the body diode is large (for example, a potential drop of 1 V occurs). The switching power supply device of the present invention realizes a highly efficient switching power supply device.
[0043]
Example 2
A switching power supply apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 3 shows a circuit configuration of the switching power supply device 301 of the second embodiment. FIG. 4 shows the waveforms of each part of the switching power supply device 301 of the second embodiment. In the switching power supply device 301 of the second embodiment, the primary side circuit and the secondary side circuit are insulated from each other. In FIG. 3, 1 is an input DC voltage, 301 is a switching power supply device, and 13 is a load. In FIG. 3, the same reference numerals are assigned to the same blocks as in FIG. A circuit configuration part in which the switching power supply device 301 of the second embodiment is different from the switching power supply device 101 (FIG. 1) of the first embodiment will be described in detail.
In the switching power supply device 301, 2a-2b are input terminals. Reference numeral 2b denotes a primary side GND terminal. The transformer 7 includes a primary winding 7a, a first secondary winding 7b, and a second secondary winding 7c.
[0044]
The photocoupler 16 includes a light emitting diode 16a and a phototransistor 16b that outputs a current corresponding to the amount of light emitted from the light emitting diode 16a.
The first detection resistor 42 and the second detection resistor 43 receive the voltage of the output terminals 12a-12b (output voltage of the switching power supply device 301) and output a voltage divided by the two resistors. The error amplifier 45 receives the divided voltage and the reference voltage 44, amplifies the difference signal (error signal) between them, and drives the light emitting diode 16a. The input current of the light emitting diode 16 a is determined based on the error amplifier 45 and the limiting resistor 46. The first detection resistor 42, the second detection resistor 43, the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the like are detection means.
[0045]
The PWM control circuit 15 generates a PWM signal V based on the output current of the phototransistor 16b._G1And V_G2Is generated. The first inversion circuit 17 and the second inversion circuit 18 are connected to the PWM signal V_G1And V_G2And inverted PWM signal V_G3And V_G4Is output. The first, second, third and fourth drive circuits 19 to 22 are connected to the input PWM signal V._G1, V_G3(PWM signal V_G1Inverted signal), V_G2And V_G4(PWM signal V_G2The first to fourth switching elements (switching means) 3 to 6 are driven on the basis of the inverted signal), and a current flows through the primary winding 7a of the transformer.
[0046]
PWM signal V_G1Becomes the high level, the first drive circuit 19 turns on the first switching element 3. PWM signal V_G4When the signal becomes high level, the fourth drive circuit 22 turns on the fourth switching element 6. When the first switching element 3 and the fourth switching element 6 are turned on, the current I flows from the left to the right in FIG. 3 in the primary winding 7a._PFlows.
PWM signal V_G2Becomes the high level, the third drive circuit 21 turns on the third switching element 5. PWM signal V_G3Becomes the high level, the second drive circuit 20 turns on the second switching element 4. When the third switching element 5 and the second switching element 4 are turned on, the current I flows from the right to the left in FIG. 3 in the primary winding 7a._PFlows.
[0047]
The first secondary winding 7b and the second secondary winding 7c are connected in series. One end of the first secondary winding 7b and one end of the second secondary winding 7c are connected to each other, and the other end of the first secondary winding 7b is the second synchronous rectifier. 9 (switching rectifier, MOSFET), and the other end of the second secondary winding 7c is connected to the drain of the first synchronous rectifier 8 (switching rectifier, MOSFET). The source of the first synchronous rectifier element 8 and the source of the second synchronous rectifier element 9 are connected to the secondary side GND line.
A smoothing circuit configured by connecting the inductance element 10 and the smoothing capacitor 11 in series is connected to a connection point between the secondary windings 7b and 7c of the transformer and a GND wire on the secondary side.
12a-12b are output terminals. Reference numeral 12b denotes a secondary side GND terminal.
The auxiliary power supply 14 receives a voltage (which fluctuates) applied to the input terminals 2a-2b, and supplies a stabilized power supply voltage to the PWM control circuit 15 and the first to sixth drive circuits.
The configuration and operation of the above circuit are the same as in the first embodiment.
[0048]
The drive transformer 302 includes a primary winding 302a, a first secondary winding 302b, and a second secondary winding 302c. The primary winding 302a, the first secondary winding 302b, The turn ratio with the secondary winding 302c is 1: 1: 1.
The fifth drive circuit 23 receives the PWM signal V_G1Enter. The sixth drive circuit 32 generates a PWM signal V_G2Enter. The fifth drive circuit 23 and the sixth drive circuit 32 are respectively connected to both ends of the series circuit of the primary winding 302a of the drive transformer and the first capacitor 303, and the primary winding 302a of the drive transformer. Drive.
The signal applied to the primary winding 302a of the drive transformer has a constant amplitude (not subject to fluctuations in the input voltage or the like) by using a stable voltage output from the auxiliary power supply 14.
[0049]
PWM signal V_G1And V_G2The peak value of V_C, D is the duty ratio (V_G1And V_G2Are mutually shifted by 180 degrees. (Refer FIG. 4 (a) and (b)). Output signal V of primary winding 302a of drive transformer_T(It is also the output signal of the first secondary winding 302b of the drive transformer) has the waveform shown in FIG. 4C (the peak value is ± V_C), The output signal V of the second secondary winding 302c of the drive transformer_TS1Is the signal V_T(See FIG. 4D).
The output signal VT of the first secondary winding 302b is input to the first diode 304 and the third inverting circuit 305. The output signal VTS1 of the second secondary winding 302c is input to the second diode 308 and the fourth inverting circuit 309.
[0050]
When the output signal VT of the first secondary winding 302b is at a high level, the second smoothing capacitor 41 is peak-charged via the first diode 304, and the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the photocoupler 16 are charged. Is supplied with a secondary side stabilized power supply voltage (substantially VC). Similarly, when the output signal VTS1 of the second secondary winding 302c is at a high level, the second smoothing capacitor 41 is peak-charged via the second diode 308, and the reference voltage 44, the error amplifier 45, The secondary-side stabilized power supply voltage (substantially VC) is supplied to the photocoupler 16. The first diode 304, the second diode 308, and the second smoothing capacitor 41 constitute a second auxiliary power supply.
The third inverting circuit 305 receives the signal V_SG1(PWM signal V_G1Inverted signal. 4e) is output. The fourth inverting circuit 309 receives the signal V_SG2(PWM signal V_G2Inverted signal. 4 (f)) is output.
[0051]
The seventh drive circuit 307 receives the signal V via the first resistor 306._SG1And a signal having the same waveform (second switching signal) is input to the gate terminal of the second synchronous rectifier 9 (signal V_SG1Is at the high level, the second synchronous rectifying element 9 becomes conductive. ). Signal V in Example 2_SG1(FIG. 4 (e)) shows the signal V in the first embodiment._SG1This is the same as the waveform (Fig. 2 (f)).
The eighth drive circuit 311 receives the signal V via the second resistor 310._SG2And a signal having the same waveform (another second switching signal) is input to the gate terminal of the first synchronous rectifier 8 (signal V_SG2Is at the high level, the first synchronous rectifying element 8 becomes conductive. ). Signal V in Example 2_SG2(FIG. 4 (f)) shows the signal V in the first embodiment._SG2This is the same as the waveform (FIG. 2G).
According to the switching power supply device of the second embodiment, the same effect as that of the switching power supply device of the first embodiment can be obtained. That is, in the switching power supply device according to the second embodiment, the output voltage is too low to operate the error amplifier 45, the light emitting diode 16a, and the reference voltage 44. The first diode 304, the second diode 308, and the second smoothing capacitor 41 supply a stable voltage to these circuits using a switching signal.
[0052]
According to the switching power supply device of the second embodiment, the switching loss when the second switching element 4 and the fourth switching element 6 are turned on can be reduced. In addition, since the current of the inductance element 10 flows through the first synchronous rectifier element 8 and the second synchronous rectifier element 9 (both in a conductive state) with a low internal resistance during a period in which no current flows through the transformer 7. An efficient switching power supply is realized.
In the circuit configuration of the second embodiment, since the drive transformer has one magnetic circuit, the circuit can be made smaller than the circuit of the first embodiment.
The broken lines in FIGS. 4A to 4F show the waveforms of the respective parts when the duty ratio is small.
[0053]
Example 3
A switching power supply device according to a third embodiment of the present invention having a forward type configuration will be described with reference to FIGS. FIG. 5 shows a circuit configuration of the switching power supply apparatus 501 of the third embodiment. FIG. 6 shows the waveforms of the respective parts of the switching power supply device according to the third embodiment. In the switching power supply device according to the third embodiment, the primary side circuit and the secondary side circuit are insulated from each other. In FIG. 5, 1 is an input DC voltage, 501 is a switching power supply device, and 13 is a load. 5, the same blocks as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In the switching power supply apparatus 501 of the third embodiment, 2a-2b are input terminals. Reference numeral 2b denotes a primary side GND terminal. The transformer 503 has a primary winding 503a and a secondary winding 503b.
[0054]
The photocoupler 16 includes a light emitting diode 16a and a phototransistor 16b that outputs a current corresponding to the amount of light emitted from the light emitting diode 16a.
The first detection resistor 42 and the second detection resistor 43 receive the voltage of the output terminals 12a-12b (output voltage of the switching power supply device 301) and output a voltage divided by the two resistors. The error amplifier 45 receives the divided voltage and the reference voltage 44, amplifies the difference signal (error signal) between them, and drives the light emitting diode 16a. The input current of the light emitting diode 16 a is determined based on the error amplifier 45 and the limiting resistor 46. The first detection resistor 42, the second detection resistor 43, the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the like are detection means.
[0055]
A series circuit of the primary winding 503a of the transformer and the switching element 502 (switching means) is connected to the input terminals 2a-2b.
The PWM control circuit 506 generates a PWM signal V based on the output current of the phototransistor 16b._G(FIG. 6A) is generated. PWM signal V_GIs input to the first drive circuit 19 and the second drive circuit 507. The first drive circuit 19 receives the input PWM signal V_GBased on the above, the switching element 502 is driven to pass a current through the primary winding 503a of the transformer. Waveform I of current flowing through switching element 502 and transformer primary winding 503a_D1Is shown in FIG.
[0056]
One end of the secondary winding 503b of the transformer is connected to the drain of the first synchronous rectifier element 504 (switching rectifier, MOSFET). The other end of the secondary winding 503b of the transformer is connected to the drain of the second synchronous rectifier element 505 (MOSFET) and the inductance element 10. The source of the first synchronous rectifier element 504 and the source of the second synchronous rectifier element 505 are connected to the secondary side GND line.
A smoothing circuit configured by connecting the inductance element 10 and the smoothing capacitor 11 in series is connected to the other end of the secondary winding 503b of the transformer and the GND line on the secondary side.
12a-12b are output terminals. 12b is a GND terminal on the secondary side.
The auxiliary power supply 14 is connected to the input terminals 2a-2b and is connected to the stabilization voltage V required for the primary control circuit._CIs generated.
[0057]
The PWM control circuit 506 generates a PWM signal V based on the current flowing through the phototransistor 16b._GIs generated. The first drive circuit 19 generates a PWM signal V_GBased on the above, the switching element 502 is driven. When the switching element 502 is turned on, a current flows through the primary winding 503a of the transformer.
The drive transformer 509 has a primary winding 509a and a secondary winding 509b, and the turns ratio of the primary winding 509a and the secondary winding 509b is 1: 1. The second drive circuit 507 outputs the PWM signal V_GAnd a current flows through the primary winding 509a of the drive transformer via the first capacitor 508.
The signal applied to the primary winding 509a of the drive transformer has a constant amplitude (not subject to fluctuations in the input voltage or the like) by using a stable voltage output from the auxiliary power supply 14.
[0058]
PWM signal V_GWave height value of V_CThe duty ratio is D (see FIG. 6A). The cathode voltage V of the first diode 511_SG1The wave height is V_CThe duty ratio becomes D (see FIG. 6C). The output signal of the secondary winding 509b is passed through the second capacitor 510, the first diode 511, the second diode 513, the third drive circuit 515 (via the second resistor 514), and inverted. Input to the circuit 516.
[0059]
The cathode voltage V of the first diode 511_SG1When (the signal output from the secondary winding 509b) is at a high level, the second smoothing capacitor 41 is peak-charged via the second diode 513, and the reference voltage 44, the error amplifier 45, and the photocoupler 16 are charged. Is supplied with a secondary side stabilized power supply voltage (substantially VC). The second diode 513 and the second smoothing capacitor 41 constitute a second auxiliary power source.
The second capacitor 510, the first diode 511, and the first resistor 512 constitute a clamp circuit. PWM signal V_GIs 0 V, the second capacitor 510 is charged through the first diode 511 and the first resistor 512 by the negative voltage induced in the secondary winding 509b of the drive transformer, and the second capacitor 510 The output voltage (the potential of the cathode of the first diode 511) is clamped to a constant voltage (GND level).
The inverting circuit 516 receives the signal V_SG1And its inverted signal V_SG2(See FIG. 6E) is output.
[0060]
The third drive circuit 515 receives the signal V via the second resistor 514._SG1, And a signal having the same waveform (second switching signal) is input to the gate terminal of the first synchronous rectifier 504. The switching element 502 and the first synchronous rectifying element 504 are turned ON / OFF in synchronization. The first synchronous rectifier element 504 has a current I shown in FIG._S1Flows.
The fourth drive circuit 518 receives the signal V via the third resistor 517._SG2And a signal having the same waveform (another second switching signal) is input to the gate terminal of the second synchronous rectifier 505. The switching element 502 and the second synchronous rectifying element 505 are turned ON / OFF in a complementary manner. The second synchronous rectifier element 505 has a current I shown in FIG._S2Flows.
[0061]
The operation of the switching power supply device according to the third embodiment will be described with reference to the operation waveform diagram of FIG. Time T₀PWM signal V_G(FIG. 6A) becomes a high level, and the switching element 502 is turned ON. At the same time, the first synchronous rectifying element 504 generates the PWM signal V_GA signal V having a rise timing and a fall timing synchronized with each other_SG1(FIG. 6C) is input and turned ON. The current I flows through the primary winding 503a of the transformer._D1(FIG. 6B) flows. Since the switching element 502 and the first synchronous rectifying element 504 are turned on at the same timing, when an input voltage is applied to the primary winding 503a of the transformer, the voltage induced in the secondary winding 503b of the transformer is Applied to the inductance element 10 and the smoothing capacitor 11. The transformer secondary winding 503b and the first synchronous rectifier 504 have a current I_S1(FIG. 6D) flows.
At this time, the gate voltage V of the second synchronous rectifier 505_SG2Is at the low level (FIG. 6E), the second synchronous rectifying element 505 is turned OFF.
[0062]
Time T₁PWM signal V_GBecomes 0 V, the switching element 502 is turned off. At the same time, the first synchronous rectifying element 504 is turned off, and the second synchronous rectifying element 505 is turned on. Current I output from the inductance element 10_S2Flows through the second synchronous rectifier element 505 (FIG. 6F). Since the second synchronous rectifier 505 is in a conductive state, its internal resistance is small.
[0063]
According to the switching power supply device of the third embodiment, the same effect as that of the switching power supply device of the first embodiment can be obtained. That is, in the switching power supply device according to the third embodiment, the output voltage is too low to operate the error amplifier 45, the light emitting diode 16a, and the reference voltage 44. The second diode 513 and the second smoothing capacitor 41 are connected to the switching signal V_GIs used to supply a stable voltage to these circuits.
According to the switching power supply device of the third embodiment, since the current of the inductance element 10 flows through the second synchronous rectifier element 505 with a low internal resistance during a period in which no current flows through the primary winding 503a of the transformer, a high efficiency A switching power supply is realized.
According to the switching power supply device of the third embodiment, the same effect as that of the switching power supply device of the first embodiment can be obtained.
[0064]
In the third embodiment, the PWM signal V_GThe drive transformer 509 was driven using (the output signal of the PWM control circuit 506). Instead, the PWM signal V_GIs generated on the primary side of the drive transformer, and the PWM signal V is obtained using two drive transformers in the same manner as the circuit shown in the first embodiment._GAnd V_GAre transmitted to the secondary side, and the first synchronous rectifying element 504 and the second synchronous rectifying element 505 are driven, respectively, to obtain the same effect.
[0065]
【The invention's effect】
According to the present invention, by using a stable voltage generated on the primary side and transmitting a signal synchronized with the switching signal of the switching element to the secondary side, the driving of the synchronous rectifying element is appropriately driven. An advantageous effect is obtained in that a switching power supply device that generates a switching power supply voltage that generates a switching power supply signal of 2 and generates a stable power supply voltage for operating the detection means or the like can be realized. Even if the detection means or the like does not operate if the output voltage of the switching power supply device is low and the output voltage is used as it is, a switching power supply device having a simple configuration that stably drives the detection means and the synchronous rectifier element can be realized.
[0066]
According to the present invention, a high-efficiency switching power supply apparatus is configured by causing a synchronous rectifier element to be in an appropriate conductive state and flowing a current with a low internal resistance not only during a period when a current flows through the transformer but also when a current does not flow through the transformer. The advantageous effect that can be realized is obtained.
By discharging the parasitic capacitance in the switching elements during a period when no current flows on the primary side of the transformer, switching loss when these elements are turned on can be reduced.
In particular, high output efficiency can be obtained by the present invention even in a bridge-type switching power supply device in which sufficient drive timing cannot be obtained only from the transformer winding.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram of the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an operation waveform diagram of the switching power supply device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an operation waveform diagram of the switching power supply device according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a conventional switching power supply device.
FIG. 8 is an operation waveform diagram of a conventional switching power supply device;
[Explanation of symbols]
1 Input DC power supply
2a-2b input terminal
3 First switching element
4 Second switching element
5 Third switching element
6 Fourth switching element
7 transformer
8 First synchronous rectifier
9 Second synchronous rectifier
10 Inductance element
11 Smoothing capacitor
12a-12b Output terminal
13 Load
14 Auxiliary power supply
15 PWM control circuit
16 Photocoupler
17 First inverting circuit
18 Second inverting circuit
19 First drive circuit
20 Second drive circuit
21 Third drive circuit
22 Fourth drive circuit
23 Fifth drive circuit
24 first capacitor
25 First drive transformer
26 Second capacitor
27 First diode
28 First resistance
29 Second diode
30 Second resistance
31 Seventh drive circuit
32 Sixth drive circuit
33 Third capacitor
34 Second drive transformer
35 Fourth capacitor
36 Third diode
37 Third resistor
38 4th diode
39 Fourth resistor
40 Eighth drive circuit
41 Second smoothing capacitor
42 First sense resistor
43 Second sense resistor
44 Reference voltage
45 Error amplifier
46 Limiting resistance
101, 301, 501, 701 switching power supply device
302 Drive transformer
303 first capacitor
304 first diode
305 Third inverting circuit
306 first resistor
307 Seventh drive circuit
308 second diode
309 Fourth inverting circuit
310 Second resistance
311 Eighth drive circuit
502 Switching element
503 transformer
504 1st synchronous rectification element
505 Second synchronous rectifier
506 PWM control circuit
507 Second drive circuit
508 First capacitor
509 Drive transformer
510 Second capacitor
511 first diode
512 first resistance
513 second diode
514 Second resistance
515 Third drive circuit
516 Inversion circuit
517 Third resistor
518 Fourth drive circuit
702 transformer
703 Auxiliary power supply
704 PWM control circuit
705 Auxiliary transformer
706 Diode
707 switching element
708 diode
709 Smoothing capacitor

Claims

A primary circuit and a secondary circuit;
The primary circuit is
Control means for inputting a detection signal and outputting one or a plurality of first switching signals according to the detection signal;
The primary winding of the transformer;
Switching means for inputting one or a plurality of the first switching signals to repeat a conduction state and a cutoff state, and applying an input voltage to the primary winding of the transformer;
A first auxiliary power supply for inputting the input voltage and outputting a first stable voltage;
A drive transformer for inputting a synchronization signal of one or a plurality of the first switching signals, an inverted signal thereof, or a signal obtained by combining them, and a signal having a constant amplitude generated using the first stable voltage Primary winding of
Have
The secondary circuit is
A secondary winding of the transformer;
A secondary winding of the drive transformer;
A second auxiliary power supply for inputting an output signal of the secondary winding of the drive transformer and smoothing to output a second stable voltage;
Drive means for inputting an output signal of the secondary winding of the drive transformer and outputting one or a plurality of second switching signals;
Switching rectification means for inputting one or a plurality of the second switching signals to repeat a conduction state and a cutoff state and rectify a voltage induced in the secondary winding of the transformer;
Smoothing means for smoothing the output signal of the switching rectifier means;
Detecting means for inputting the second stable voltage and the output voltage of the smoothing means, and outputting the detection signal corresponding to the output voltage of the smoothing means;
I have a,
The driving means inputs the second stable voltage and outputs the second switching signal having a constant amplitude.
First and second capacitors are connected in series with the primary winding and secondary winding of the drive transformer, respectively.
The primary winding of the drive transformer inputs a synchronization signal of one or a plurality of the first switching signals or an inverted signal thereof or a signal obtained by combining them through the first capacitor,
A terminal of the second capacitor that is not connected to the secondary winding of the drive transformer is clamped to a constant potential when a negative voltage is induced in the secondary winding of the drive transformer,
The second auxiliary power supply is peak charged when a positive voltage is induced in the secondary winding of the drive transformer.
The switching power supply device characterized by the above-mentioned.

2. The switching power supply device according to claim 1 , further comprising a resistor in a path through which a clamp current flows when a negative voltage is induced in the secondary winding of the drive transformer.

The switching means has a bridge type or push-pull type configuration,
The switching rectifier inputs the second switching signal that is an inverted signal of the first switching signal, and repeats a conduction state and a cutoff state.
The switching power supply device according to claim 1 or 2, characterized in that

4. The switching power supply device according to claim 3 , wherein the switching means short-circuits the primary winding of the transformer during a period in which no voltage is generated in the primary winding of the transformer.

The capacity of the first capacitor is larger than the lower limit capacity at which the flat portion of the output signal of the secondary winding of the drive transformer can substantially maintain flatness, and smaller than the upper limit capacity at which the drive transformer does not saturate at startup. The switching power supply device according to claim 1 , wherein:

Switching power supply apparatus according to any one of claims of claims 1 to 5, wherein a primary-side circuit and the secondary circuit is characterized in that it is insulated from each other.