JP3568870B2 - converter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータ、特に直流入力電源により駆動され負荷に一低出力電圧を供給するDC−DCコンバータの制御回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
斯かるコンバータの出力電圧制御は、一般にトランス(変圧器)の共振特性原理を用いてパルス周波数変調(PFM:Pulse Frequency Modulation)制御方式が採用されている。図7は、トランスの出力負荷をパラメータとした場合の入力電圧(Vin)に対する出力電圧(Vout)比(Vout/Vin)の周波数特性を示す。図7に示す如く、軽負荷時(L1)から重負荷時(L2)に出力負荷が変動しても、トランスの駆動周波数をf2からf1に調整することにより出力電圧の安定化を図っている。しかし、周波数変調制御方式の場合には、共振周波数のポイントを外れると、トランスの電力変換効率が低下する傾向があるので、広範囲な入力電圧と負荷の変動においては制御可能な限界が生じる。これに対し、例えば、ノートブック型PC(パーソナルコンピュータ)用AC/DCアダプタの如き世界共通で使用可能なコンバータでは、入力電圧は90Vac〜264Vacおよび負荷は0〜100%変動においても、出力電圧を安定に制御可能なことが要求されている。
【0003】
斯かる要求に応えるために、例えば特開平4−210773号公報の「電気・機械変換トランスを用いたコンバータの制御法」(以下、第1従来技術という)に開示される如く、上述した周波数変調制御と時比率(又はパルス幅)変調(PWM:Pulse Width Modulation)制御との組み合わせで出力を安定に制御する方法が提案されている。斯かる特許公報に開示された従来技術は、図8に示す如く構成されている。即ち、高周波スイッチングによる一次側駆動回路1と、この一次側駆動回路1によって駆動される圧電トランス2と、このトランス2の二次側に接続された出力整流回路3と、この出力整流回路3の出力をフィードバックする検出増幅回路4を介して一次側駆動回路1のスイッチング周波数を可変する可変周波数発振器5および電圧・時比率変換回路7とを備えることによりコンバータの出力電圧制御を行うものである。一次側駆動回路1には、直流電源6から動作電力が供給される。
【0004】
また、別のコンバータが、特開平9−51675号公報の「広入力圧電トランスコンバータ」(以下、第2従来技術という)に開示されている。図9に示す如く、入力電源11の入力電圧Vinの変動に応じて時比率の調整を行い、負荷44の変動に応じて周波数を可変する制御方式が提案されている。即ち、交互にON/OFFする2個のスイッチS1およびS2により直流入力電圧Vinをスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチング回路20と、この交流電圧を滑らかにするフィルタ回路27と、このフィルタ回路27の交流出力電圧に応じて電圧を変換する圧電トランス30と、この圧電トランス30の交流出力電圧を整流平滑する整流平滑回路40と、この整流平滑回路40の直流出力電圧を検出する検出回路50と、この検出回路50の出力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調回路90と、この周波数変調回路90の出力交流信号に同期して上述したスイッチング回路20のスイッチS1およびS2を駆動させる駆動回路21と、直流入力電圧Vinにより駆動回路21の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調回路70とを備えることによりコンバータの出力電圧制御を行うものである。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述した第1従来技術の制御方法では、周波数変調制御方式および時比率変調制御方式のどちらの制御方式を優先させるか又は制御間の干渉をどのように回避するか等の具体的な提案が全く開示されていない。
【0006】
一方、上述した第2従来技術では、入力電圧Vinの変動分をPWM手段で吸収し、出力電圧の変動分を周波数変調で制御する。そのため、入力電圧と出力電圧を検出するために2系統の検出回路が必要になり、回路構成が複雑になる。また、入力電圧Vinの変動範囲が非常に広い場合には、高入力電圧時に検出回路で発生する電力損失が大きくなり、小型化の妨げになる。更に、負荷の変動に応じて、周波数が変動するので、コンバータから発生するノイズの基本波成分が変動する。従って、このノイズを低減又は除去するためのノイズフィルタの設計が困難である。
【0007】
【発明の目的】
そこで、本発明の目的は、広範囲な入力電圧および負荷変動に対応して出力電圧を安定に制御するコンバータを提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本発明によるコンバータは、スイッチを含む一次側駆動回路、この一次側駆動回路により駆動されるトランスおよびこのトランスの二次側に接続された出力整流回路を備え、一次側駆動回路のスイッチを周波数変調方式又は時比率変調方式で制御するコンバータであって、負荷に接続された検出回路からの検出信号に応じて周波数変調方式又は時比率変調方式を選択する制御方式判定回路と、この制御方式判定回路からの判定信号に応じて一次側駆動回路を周波数変調回路又は時比率変調回路に切替える制御方式切替回路と、時比率変調回路を優先動作させ、検出信号に基づいて時比率変調回路の動作の限界時に周波数変調回路を動作させるとともに、制御方式判定回路は、ヒステリシス動作特性を有し、時比率変調方式から周波数変調方式御への切替時又は周波数変調方式から時比率変調方式への切替時の制御間干渉を防止するように構成される。
【0009】
本発明のコンバータの好適実施形態例によると、周波数変調回路は、検出回路の検出信号と基準電圧とを比較する誤差増幅器およびその出力を受けて可変周波数の三角波を発生する三角波発生器により構成される。また、制御方式切替回路は、制御方式判定回路の出力により周波数変調回路の誤差増幅器の出力をクランプする。時比率制限回路は、制御方式判定回路の出力および電源間に直列接続された分圧器により構成される。また、時比率変調回路は、周波数変調回路からの三角波を検出回路からの検出信号又は時比率制限回路からの出力電圧と比較する比較器により構成される。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるコンバータの好適実施形態例の構成および動作を、添付図を参照して詳細に説明する。
【0011】
先ず、図1は、本発明によるコンバータの基本構成を示すブロック図である。このコンバータは、直流電源10、一次側駆動回路20、圧電トランス30、出力整流回路40、検出回路50、制御方式判定回路60、時比率制限回路70、制御方式帰路替回路80、周波数変調回路90および時比率変調回路100より構成される。ここで、検出回路50、制御方式判定回路60、時比率制限回路70、制御方式切替回路80、周波数変調回路90および時比率変調回路100は、制御回路110を構成する。
【0012】
図2は、図1に示す基本構成によるコンバータの好適実施形態例の具体的回路図である。このコンバータの一次側駆動回路20は、アクティブクランプ回路22を含んでいる。このアクティブクランプ回路22は、インダクタ23と、このインダクタ23に直流電源11から直流入力電圧Vinを周期的に接続する第1スイッチ(S1)24と、この第1スイッチ24がOFFしている間にインダクタ23の両端電圧を制限するキャパシタ25と、このキャパシタ25と直列接続された第2スイッチ(S2)26とから構成されている。
【0013】
インダクタ23の両端に発生した電圧を、インダクタ27によるフィルタ回路で交流電圧に変換し、圧電トランス30に入力する。圧電トランス30は、共振周波数近傍の周波数成分のみを出力整流回路40が接続された二次側に伝達する。そのため、圧電トランス30の出力は、正弦波電圧になり、ブリッジ整流ダイオード41、フィルタ用コイル42およびフィルタ用コンデンサ43で構成される整流平滑回路40によって直流に変換される。この直流出力電圧Voutは、負荷44に供給されると共に検出回路50に入力され、負荷44の出力電圧を検出する。この検出回路50からの検出信号に応じて一次側駆動回路20の駆動周波数変調するか時比率変調するかを制御方式判定回路60により決定する。この判定結果に基づいて周波数制御と時比率制御を切替える信号を制御方式切替回路80に送出する。また、周波数変調制御に切替ると同時に時比率制限を行う時比率制限回路70にも信号が送られ時比率制限を行う。図中、21はスイッチングトランジスタの駆動回路、31〜35は圧電トランス30を構成するコンデンサ、コイル、抵抗を示す。
【0014】
そして、本発明によるコンバータの制御回路110は、予め設定された周波数で一次側駆動回路20を動作させる。時比率変調回路100が優先的に動作しており、出力電圧を検出回路により検出された検出信号に応じて時比率変調回路100による制御から周波数変調回路90による制御に切替わる。また、この制御方式の切替時に、強制的に時比率制限回路70により時比率を固定する。更に、制御方式判定回路60にヒステリシス特性を有することにより、時比率変調方式から周波数変調方式への切換え時の制御間の干渉を防止することが可能になる。
【0015】
次に、図3は、図1および図2に示すコンバータの制御回路110の詳細構成である。図3において、検出回路50は、負荷44に印加される出力電圧Voutと第1基準電圧源(Vref1)52とを比較する誤差増幅器51により構成される。制御方式判定回路60は、誤差増幅器51の出力と第3基準電圧源(Vref3)62とを比較する誤差増幅器61で構成される。制御方式切替回路80は、誤差増幅器61の出力電圧に応じて周波数変調回路90に切替えるための第1抵抗器82およびトランジスタ81で構成される。時比率制限回路70は、誤差増幅器61の出力に応じて時比率変調回路100へ入力される電圧を決定するため直列接続された第2抵抗器71および第3抵抗器72による分圧器で構成される。時比率変調回路100は、誤差増幅器51の出力電圧Vfと、時比率制限回路70からの電圧との低い電圧VLと、周波数変調回路90からの発振器電圧Vxとを比較して出力する誤差増幅器101とで構成される。周波数変調回路90は、誤差増幅器51の出力電圧と第2基準電圧源(Vref2)94とを比較する誤差増幅器93、この誤差増幅器93の出力電圧に応じて周波数を可変するV−fコンバータ(電圧対周波数変換器)92および発振器91で構成される。V−fコンバータ92および発振器91は、後述の如く一定振幅の三角波を発生する三角波発生器を構成する。
【0016】
以下、本発明によるコンバータの実施形態例の動作を、図4に示す動作波形図を参照して説明する。図4(a)は第1スイッチ(S1)24のゲート電圧、即ちVGS1であり、(b)は第2スイッチ(S2)26のゲート電圧、即ちVGS2であり、(c)は第1スイッチ(S1)のドレイン電圧、即ちVDS1であり、(d)はインダクタ23の電圧、即ちVLrであり、(e)はトランス35の出力電圧、即ちV2である。先ず、アクティブクランプ回路22を使用するコンバータが第1スイッチ(S1)24の時比率Dを調整することにより出力電圧VOの安定化の制御が可能なことを説明する。インダクタ23の両端電圧VLrは、図4(d)に示す如く、略台形波となり、その振幅は第1スイッチ(S1)24の時比率をDとする時、式(1)で表せる。
VLr=Vin/2(1−D) ……(1)
【0017】
このため、この電圧VLrを方形波と近似して、フーリエ級数展開した基本波成分のみの電圧がインダクタ27および圧電トランス30を介して出力されるため、その基本波成分の振幅は式(2)で表される。
|VLr|(1st)=Vin2sinDπ/(1−D) ……(2)
従って、時比率Dを調整することにより圧電トランス30の入力に印加される電圧が可変できる。
【0018】
次に、図5の動作波形波図を参照して、制御回路部110の動作を説明する。一次側駆動回路20の第1スイッチ(S1)24および第2スイッチ(S2)26の駆動信号は、スイッチングトランジスタ用駆動回路21からの駆動信号Vdにより駆動される。この駆動信号Vdは、出力電圧に応じて検出回路50からの出力電圧Vf、この出力電圧Vfに応じて制御方式判定回路60と時比率制限回路70とによって出力される低い電圧VLおよび周波数変調回路90内の発振器91の出力電圧Vxを比較して得ている。上述したVfが基準電圧源62からの第3基準電圧Vref3よりも低い場合(Vf<Vref3)には、誤差増幅器61の出力はH(高レベル)であるため、VLもHである。そして、誤差増幅器101の出力信号Voは、VfおよびVxを比較器で比較することにより制御される。従って、Vfの電圧に応じてVdの時比率は、D1、D2、D3の如く調整される。即ち、VfがVref3より低入力電圧領域においては、固定周波数で時比率を調整する時比率変調制御が行われることになる。
【0019】
一方、Vfの電圧がVref3の電圧よりも高い電圧領域の場合(Vf>Vref3)には、誤差増幅器61の出力は、図5に示す如くL(低レベル)となる。そこで、時比率制限回路70を構成する第2抵抗器71と第3抵抗器72によってVccを分圧した電圧VLがVfより小さくなるので、時比率変調回路100の出力信号Vdのパルス幅は(三角波の周波数が一定である限り)固定になる。このとき、誤差増幅器93が動作するので、周波数制御が行われる。また、制御方式判定回路60の誤差増幅器61は、ヒステリシス特性を有しているので、一旦時比率変調制御方式から周波数変調制御方式に切替わるとVfがある程度低下する必要があるため、制御方式を切替時の不安定動作は生じない。
【0020】
次に、図6は、負荷電流Ioを最大と最小にしたパラメータに対する、時比率Dと周波数fの入力変動特性を示す。即ち、図6(A)は入力電圧(横軸)と時比率D(縦軸)の関係を示し、図6(B)は入力電圧(横軸)と周波数fの関係を示す。入力電圧を徐々に上昇させた場合の制御動作について説明すると、負荷電流が最小の場合、入力電圧が(a〜b)の領域においては、固定周波数で時比率Dの調整を行う。一方、入力電圧がb以上の高入力電圧領域においては、固定な時比率Dで周波数の調整を行うことで、出力電圧Voutの安定化制御を行っている。
【0021】
以上、本発明によるコンバータの好適実施形態例の構成および動作を詳細に説明した。しかし、斯かる実施形態例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。特定用途に応じて、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【0022】
【発明の効果】
上述の説明から明らかな如く、本発明のコンバータによると、負荷に供給される出力電圧を検出する共通(又は単一)の検出回路を使用して、広範囲の入力電圧変動および負荷変動に対して一次側駆動回路のスイッチを時比率変調方式および周波数変調方式に切り替えることにより、簡単且つ確実に出録電圧を一定に維持することが可能であるという実用上の顕著な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるコンバータの基本原理の構成を示すブロック図である。
【図2】図1の原理に基づき構成して本発明によるコンバータの好適実施例の回路図である。
【図3】図1および図2に示すコンバータの制御回路の具体的構成を示すブロック図である。
【図4】図2に示すコンバータの主要部の動作波形図である。
【図5】図3に示す制御回路の動作を説明するための動作波形図である。
【図6】図3に示す制御回路の入力電圧対時比率Dおよび周波数fの関係を示すグラフである。
【図7】従来のコンバータにおける圧電トランスの入力電圧対出力電圧の周波数特性図である。
【図8】従来のコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図9】図8に示す従来のコンバータの具体的回路図である。
【符号の説明】
10 直流電源
11 入力電圧
20 一次側駆動回路(スイッチング回路)
21 スイッチングトランジスタの駆動回路(駆動回路)
24、26 スイッチ
30 圧電トランス
40 出力整流回路(整流平滑回路)
50 検出回路
51、61、93 誤差増幅器
52、62、94 基準電圧
60 制御方式判定回路
70 時比率制限回路
71、72 分圧抵抗
80 制御方式切替回路
90 周波数変調回路
91 発振器
92 V−fコンバータ
100 時比率変調回路
110 制御回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a converter, and more particularly to a control circuit of a DC-DC converter driven by a DC input power supply and supplying an extremely low output voltage to a load.
[0002]
[Prior art]
The output voltage control of such a converter generally employs a pulse frequency modulation (PFM) control method using the principle of resonance characteristics of a transformer (transformer). FIG. 7 shows a frequency characteristic of an output voltage (Vout) ratio (Vout / Vin) to an input voltage (Vin) when the output load of the transformer is used as a parameter. As shown in FIG. 7, even if the output load fluctuates from a light load (L1) to a heavy load (L2), the output voltage is stabilized by adjusting the drive frequency of the transformer from f2 to f1. . However, in the case of the frequency modulation control method, when the resonance frequency deviates from the resonance frequency point, the power conversion efficiency of the transformer tends to decrease, so that the controllability is limited in a wide range of input voltage and load fluctuations. On the other hand, in a converter that can be used worldwide, such as an AC / DC adapter for a notebook PC (personal computer), for example, the input voltage is 90 Vac to 264 Vac, and the load is 0 to 100% even if the output voltage fluctuates. Stable control is required.
[0003]
In order to meet such a demand, for example, as disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. Hei 4-210773, "Method of Controlling Converter Using Electric-to-Mechanical Transformer" (hereinafter referred to as a first conventional technique), There has been proposed a method of stably controlling an output by a combination of control and a duty ratio (or pulse width) modulation (PWM) control. The prior art disclosed in such a patent publication is configured as shown in FIG. That is, the
[0004]
Another converter is disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 9-51675, entitled "Wide Input Piezoelectric Transformer Converter" (hereinafter referred to as "second prior art"). As shown in FIG. 9, a control method has been proposed in which the duty ratio is adjusted according to the change in the input voltage Vin of the input power supply 11 and the frequency is changed according to the change in the
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the control method of the first prior art described above, specific proposals are given as to which control method of the frequency modulation control method and the time-ratio modulation control method is prioritized or how interference between controls is avoided. Are not disclosed at all.
[0006]
On the other hand, in the above-mentioned second prior art, the fluctuation of the input voltage Vin is absorbed by the PWM means, and the fluctuation of the output voltage is controlled by frequency modulation. Therefore, two detection circuits are required to detect the input voltage and the output voltage, and the circuit configuration is complicated. Further, when the fluctuation range of the input voltage Vin is very wide, the power loss generated in the detection circuit at a high input voltage becomes large, which hinders downsizing. Further, since the frequency fluctuates according to the fluctuation of the load, the fundamental wave component of the noise generated from the converter fluctuates. Therefore, it is difficult to design a noise filter for reducing or removing this noise.
[0007]
[Object of the invention]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a converter that stably controls an output voltage in response to a wide range of input voltage and load fluctuation.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
A converter according to the present invention includes a primary-side drive circuit including a switch, a transformer driven by the primary-side drive circuit, and an output rectifier circuit connected to a secondary side of the transformer, and performs frequency modulation on a switch of the primary-side drive circuit. A control method for controlling the frequency modulation method or the time ratio modulation method in accordance with a detection signal from a detection circuit connected to a load, and a control method determination circuit for controlling the frequency conversion method or the time ratio modulation method. A control method switching circuit that switches the primary-side drive circuit to a frequency modulation circuit or a time-ratio modulation circuit in response to a determination signal from the controller, and a priority operation of the time-ratio modulation circuit, and limits the operation of the time-ratio modulation circuit based on the detection signal. When the frequency modulation circuit is operated, the control method determination circuit has a hysteresis operation characteristic. Configured to prevent control interference when switching to a ratio modulation mode when the changeover or frequency modulation scheme to.
[0009]
According to a preferred embodiment of the converter of the present invention, the frequency modulation circuit includes an error amplifier that compares a detection signal of the detection circuit with a reference voltage, and a triangular wave generator that receives an output of the error amplifier and generates a triangular wave of a variable frequency. You. Further, the control system switching circuit clamps the output of the error amplifier of the frequency modulation circuit by the output of the control system determination circuit. The duty ratio limiting circuit is constituted by a voltage divider connected in series between the output of the control method determining circuit and the power supply. Further, the time ratio modulation circuit includes a comparator that compares a triangular wave from the frequency modulation circuit with a detection signal from the detection circuit or an output voltage from the time ratio limitation circuit.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the configuration and operation of a preferred embodiment of a converter according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0011]
First, FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a converter according to the present invention. The converter includes a
[0012]
FIG. 2 is a specific circuit diagram of a preferred embodiment of the converter having the basic configuration shown in FIG. The
[0013]
The voltage generated at both ends of the
[0014]
Then, the
[0015]
Next, FIG. 3 is a detailed configuration of the
[0016]
Hereinafter, the operation of the embodiment of the converter according to the present invention will be described with reference to the operation waveform diagram shown in FIG. 4A shows the gate voltage of the first switch (S1) 24, that is, VGS1, FIG. 4B shows the gate voltage of the second switch (S2) 26, that is, VGS2, and FIG. 4C shows the first switch (S1). S1) is the drain voltage, that is, VDS1, (d) is the voltage of the
VLr = Vin / 2 (1-D) (1)
[0017]
For this reason, this voltage VLr is approximated to a square wave, and a voltage of only the fundamental wave component obtained by Fourier series expansion is output via the
| VLr | (1 st ) = Vin2sinDπ / (1-D) (2)
Therefore, the voltage applied to the input of the
[0018]
Next, the operation of the
[0019]
On the other hand, when the voltage of Vf is higher than the voltage of Vref3 (Vf> Vref3), the output of the error amplifier 61 becomes L (low level) as shown in FIG. Then, since the voltage VL obtained by dividing Vcc by the
[0020]
Next, FIG. 6 shows the input fluctuation characteristics of the duty ratio D and the frequency f with respect to the parameters in which the load current Io is maximized and minimized. That is, FIG. 6A shows the relationship between the input voltage (horizontal axis) and the duty ratio D (vertical axis), and FIG. 6B shows the relationship between the input voltage (horizontal axis) and the frequency f. The control operation when the input voltage is gradually increased will be described. When the load current is minimum, the duty ratio D is adjusted at a fixed frequency in the range of the input voltage (a to b). On the other hand, in the high input voltage region where the input voltage is equal to or higher than b, the frequency is adjusted at a fixed duty ratio D, thereby performing the stabilization control of the output voltage Vout.
[0021]
The configuration and operation of the preferred embodiment of the converter according to the present invention have been described above in detail. However, such embodiments are merely examples of the present invention and do not limit the present invention in any way. It will be readily apparent to those skilled in the art that various modifications can be made according to the specific application without departing from the spirit of the present invention.
[0022]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the converter of the present invention, a common (or single) detection circuit for detecting the output voltage supplied to the load is used to cover a wide range of input voltage fluctuations and load fluctuations. By switching the switch of the primary-side drive circuit to the duty ratio modulation method or the frequency modulation method, a remarkable practical effect that the output voltage can be easily and reliably maintained constant can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a basic principle of a converter according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a preferred embodiment of a converter according to the present invention, constructed according to the principle of FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing a specific configuration of a control circuit of the converter shown in FIGS. 1 and 2.
4 is an operation waveform diagram of a main part of the converter shown in FIG.
FIG. 5 is an operation waveform diagram for explaining an operation of the control circuit shown in FIG. 3;
6 is a graph showing a relationship between an input voltage versus time ratio D and a frequency f of the control circuit shown in FIG. 3;
FIG. 7 is a frequency characteristic diagram of an input voltage versus an output voltage of a piezoelectric transformer in a conventional converter.
FIG. 8 is a block diagram showing a basic configuration of a conventional converter.
FIG. 9 is a specific circuit diagram of the conventional converter shown in FIG.
[Explanation of symbols]
21. Switching transistor drive circuit (drive circuit)
24, 26
Claims (5)
負荷に接続された検出回路からの検出信号に応じて周波数変調方式又は時比率変調方式を選択する制御方式判定回路と、該制御方式判定回路からの判定信号に応じて前記一次側駆動回路を周波数変調回路又は時比率変調回路に切替える制御方式切替回路とを備え、前記時比率変調回路を優先動作させ、前記検出信号に基づいて前記時比率変調回路の動作の限界時に前記周波数変調回路を動作させるとともに、
前記制御方式判定回路は、ヒステリシス動作特性を有し、前記時比率変調方式から前記周波数変調方式御への切替時又は前記周波数変調方式から前記時比率変調方式への切替時の制御間干渉を防止することを特徴とするコンバータ。A primary side drive circuit including a switch, a transformer driven by the primary side drive circuit, and an output rectifier circuit connected to a secondary side of the transformer, wherein the switch of the primary side drive circuit is a frequency modulation type or a time ratio. In a converter controlled by a modulation method,
A control method determination circuit that selects a frequency modulation method or a time ratio modulation method according to a detection signal from a detection circuit connected to a load, and the primary side drive circuit according to a determination signal from the control method determination circuit A control circuit switching circuit for switching to a modulation circuit or a time ratio modulation circuit , wherein the time ratio modulation circuit is operated preferentially, and the frequency modulation circuit is operated when the operation of the time ratio modulation circuit is limited based on the detection signal. With
The control method determination circuit has a hysteresis operation characteristic, and prevents control interference when switching from the time ratio modulation method to the frequency modulation method control or when switching from the frequency modulation method to the time ratio modulation method. A converter characterized by doing.
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