JP5112111B2 - DC power supply and grid-connected inverter system using this DC power supply - Google Patents
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Description
本発明は、互いに並列接続された複数のDC/DCコンバータ回路により、直流電源の出力電圧を昇圧あるいは降圧して出力する直流電源装置、およびこの直流電源装置を用いた系統連系インバータシステムに関する。 The present invention relates to a DC power supply device that outputs an output voltage of a DC power supply that is boosted or reduced by a plurality of DC / DC converter circuits connected in parallel to each other, and a grid-connected inverter system using the DC power supply device.
従来、複数のDC/DCコンバータ回路を互いに並列に接続して、直流電源から出力される直流電圧を各DC/DCコンバータ回路で昇圧あるいは降圧して出力する直流電源装置が開発されている。このような直流電源装置の場合、流れる電流が分散されることにより、各DC/DCコンバータ回路にかかる負担を抑制することができる。しかし、各DC/DCコンバータ回路を構成する素子(リアクトル、コンデンサ、IGBTなど)の特性は一致していないので内部インピーダンスが異なり、各DC/DCコンバータ回路に流れる電流は一致しない。この場合、電流が偏って、一つのDC/DCコンバータ回路に大量に流れてしまうと、当該DC/DCコンバータ回路を構成する素子の破壊や劣化が生じる。 2. Description of the Related Art Conventionally, a direct current power supply device has been developed in which a plurality of DC / DC converter circuits are connected in parallel with each other, and a direct current voltage output from a direct current power supply is stepped up or stepped down by each DC / DC converter circuit. In the case of such a DC power supply device, the load applied to each DC / DC converter circuit can be suppressed by distributing the flowing current. However, since the characteristics of the elements (reactor, capacitor, IGBT, etc.) constituting each DC / DC converter circuit do not match, the internal impedances are different, and the currents flowing through the DC / DC converter circuits do not match. In this case, if the current is biased and flows in a large amount in one DC / DC converter circuit, the elements constituting the DC / DC converter circuit are destroyed or deteriorated.
これを抑制するために、各DC/DCコンバータ回路を流れる電流が均等となるように制御する方法(以下、「バランス制御」という。)が開発されている。例えば、特許第3419443号公報には、各DC/DCコンバータ回路の出力電流のアンバランスを検出し、各DC/DCコンバータ回路に入力するPWM信号を調整することで、各DC/DCコンバータ回路を流れる電流が等しくなるように制御する直流電源装置が記載されている。 In order to suppress this, a method (hereinafter referred to as “balance control”) for controlling the current flowing through each DC / DC converter circuit to be equal has been developed. For example, in Japanese Patent No. 3419443, each DC / DC converter circuit is detected by detecting an imbalance in output current of each DC / DC converter circuit and adjusting a PWM signal input to each DC / DC converter circuit. A DC power supply device is described that controls the flowing currents to be equal.
図10は、このような従来の直流電源装置を説明するための図である。同図(a)は、従来の直流電源装置の基本構成を示すブロック図である。同図(b)は、従来の直流電源装置のPWM信号生成回路の基本構成を示すブロック図である。 FIG. 10 is a diagram for explaining such a conventional DC power supply device. FIG. 1A is a block diagram showing a basic configuration of a conventional DC power supply device. FIG. 2B is a block diagram showing a basic configuration of a PWM signal generation circuit of a conventional DC power supply device.
直流電源装置B’は、基本構成として、燃料電池や太陽電池などで構成される直流電源110、直流電源110からの出力電圧を昇圧する複数の昇圧DC/DCコンバータ回路120a,120b,120c(以下、「コンバータ120a,120b,120c」とする。)、各コンバータ120a,120b,120cの昇圧動作を制御するPWM(Pulse Width Modulation)信号生成回路150、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流を検出する電流検出回路160a,160b,160c、負荷130への出力電圧を検出する出力電圧検出回路170を含む。
The DC power supply device B ′ has, as a basic configuration, a
この直流電源装置B’は、直流電源110により出力された直流電圧を複数のコンバータ120a,120b,120cで所定の電圧に昇圧して負荷130に供給する構成となっている。
The DC power supply B ′ is configured to boost the DC voltage output from the
コンバータ120a(120b,120c)は、図11に示すように、インダクタL1(L2,L3)、半導体スイッチ素子としてのトランジスタQ1(Q2,Q3)、ダイオードD1(D2,D3)及びコンデンサC1(C2,C3)からなる周知の昇圧コンバータ回路で構成されている。なお、半導体スイッチ素子としては、電界効果トランジスタやIGBTなどを用いることもできる。
As shown in FIG. 11, the
各コンバータ120a,120b,120cの昇圧制御は、PWM信号生成回路150が生成するPWM信号により行われる。図10(b)に示すように、PWM信号生成回路150は、基準電圧手段151、指令値信号生成手段152、平均値算出手段154、補正値信号生成手段155a,155b,155c、補正手段157a,157b,157c、およびPWM信号生成手段158a,158b,158cを備えている。
The boost control of each
各補正値信号生成手段155a,155b,155cは、電流検出回路160a,160b,160cが検出した各出力電流信号と平均値算出手段154で算出された平均値信号との差である補正値信号をそれぞれ生成する。指令値信号生成手段152は、基準電圧手段151が出力した基準電圧信号と出力電圧検出回路170が検出した出力電圧信号との差である指令値信号を生成する。この指令値信号は、各補正手段157a,157b,157cにおいて、各補正値信号に基づいて補正され、各PWM信号生成手段158a,158b,158cに入力される。各PWM信号生成手段158a,158b,158cは、補正された指令値信号に基づいてPWM信号を生成し、各コンバータ120a,120b,120cに出力する。
Each of the correction value signal generation means 155a, 155b, and 155c outputs a correction value signal that is a difference between each output current signal detected by the
各コンバータ120a,120b,120cは、各PWM信号生成手段158a,158b,158cが生成した補正されたPWM信号を入力されることにより、出力電流のアンバランスを調整し、バランス制御を行なう。
Each
しかしながら、直流電源装置B’を系統連系インバータシステムに適用した場合、インバータ回路のスイッチングが各コンバータ120a,120b,120cの出力電流に影響を与え、バランス制御が正しく行なわれなくなる。
However, when DC power supply B 'is applied to a grid-connected inverter system, switching of the inverter circuit affects the output current of each
図12は、直流電源装置B’を3相フルブリッジタイプの系統連系インバータシステムに適用した場合の、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流と、各補正値信号生成手段155a,155b,155cが出力する補正値信号との関係を説明するための図である。同図において、Ia’,Ib’,Ic’は、それぞれ電流検出回路160a,160b,160cが検出した各コンバータ120a,120b,120cの出力電流を示している。負荷として接続されているインバータ回路のスイッチングの影響で、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の波形は、矩形波となっている。同図においては、出力電流Ia’の電流値が出力電流Ib’の電流値より大きく、出力電流Ic’の電流値が出力電流Ib’の電流値より小さい状態を示している。また、Sa’,Sb’,Sc’は、それぞれ補正値信号生成手段155a,155b,155cが出力する補正値信号を示している。
FIG. 12 shows output currents of the
各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’は、所定のタイミングt1,t2,t3,…でサンプリングされた各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の電流値を基に生成される。このサンプリングのタイミングが、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の電流値がゼロとなるタイミングと重なった場合、同図に示すように、各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’はゼロとなる。インバータ回路の出力により各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の波形は変化するので、サンプリングタイミングを各出力電流の電流値がゼロとならないタイミングに常に一致させることは困難である。 The correction value signals Sa ', Sb', Sc 'are generated based on the current values of the output currents Ia', Ib ', Ic' sampled at predetermined timings t1, t2, t3, .... When the sampling timing overlaps with the timing at which the current values of the output currents Ia ′, Ib ′, and Ic ′ become zero, the correction value signals Sa ′, Sb ′, and Sc ′ are expressed as shown in FIG. It becomes zero. Since the waveforms of the output currents Ia ′, Ib ′, and Ic ′ change depending on the output of the inverter circuit, it is difficult to always match the sampling timing with the timing at which the current value of each output current does not become zero.
各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’がゼロになると、各PWM信号生成手段158a,158b,158cが生成するPWM信号は同一となり、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流のアンバランスの調整が行なわれず、アンバランスな状態が継続することになる。
When the correction value signals Sa ′, Sb ′, and Sc ′ become zero, the PWM signals generated by the PWM
また、直流電源装置B’において、各コンバータ120a,120b,120cの出力端のコンデンサC1(C2,C3)に代えて、一括する平滑コンデンサを直流電源装置B’の出力端に配置した場合、各コンバータ120a,120b,120cのスイッチングが、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流に影響を与える。この場合も上記と同様に、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流は矩形波となり、サンプリングのタイミングによっては電流値がゼロとなり、出力電流のアンバランスの調整が行なわれない。
Further, in the DC power supply device B ′, when a collective smoothing capacitor is arranged at the output end of the DC power supply device B ′ instead of the capacitor C1 (C2, C3) at the output end of each
また、直流電源110の出力電流のリプル電流を低減するために、各コンバータ120a,120b,120cを制御するPWM信号の位相を120°ずつシフトする方法が開発されている。
In order to reduce the ripple current of the output current of the
図13は、各コンバータ120a,120b,120cの出力端のコンデンサC1に代えて、一括する平滑コンデンサ(図10(a)の点線で示すC0参照)を直流電源装置B’の出力端に配置し、各コンバータ120a,120b,120cを制御するPWM信号の位相を120°ずつシフトさせた場合の、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流と、各補正値信号生成手段155a,155b,155cが出力する補正値信号との関係を説明するための図である。同図において、Ia’,Ib’,Ic’は、それぞれ電流検出回路160a,160b,160cが検出したコンバータ120a,120b,120cの出力電流を示している。各コンバータ120a,120b,120cのスイッチングの影響で、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の波形は、それぞれ矩形波となっている。また、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の位相は120°ずつずれている。同図において、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’は、バランスが取れた状態を示している。また、Sa’,Sb’,Sc’は、それぞれ補正値信号生成手段155a,155b,155cが出力する補正値信号を示している。
In FIG. 13, instead of the capacitor C1 at the output end of each
各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’は、所定のタイミングt1,t2,t3,…でサンプリングされた各出力電流Ia’,Ib’,Ic’の電流値を基に生成される。同図に示すサンプリングタイミングでは、出力電流Ia’の電流値はゼロであり、出力電流Ib’,Ic’の電流値は大きくなっている。したがって、補正値信号Sa’は0よりも低いレベルとなり、補正値信号Sb’,Sc’は0よりも高いレベルとなる。これにより、コンバータ120aには出力電流を引き上げるように補正されたPWM信号が入力され、コンバータ120b,120cには出力電流を引き下げるように補正されたPWM信号が入力される。つまり、各コンバータ120a,120b,120cの出力電流はバランスが取れた状態であるにもかかわらず、出力電流を変化させるように制御されてしまう。
The correction value signals Sa ', Sb', Sc 'are generated based on the current values of the output currents Ia', Ib ', Ic' sampled at predetermined timings t1, t2, t3, .... At the sampling timing shown in the figure, the current value of the output current Ia 'is zero, and the current values of the output currents Ib' and Ic 'are large. Accordingly, the correction value signal Sa ′ is at a level lower than 0, and the correction value signals Sb ′ and Sc ′ are at a level higher than 0. Thus, the PWM signal corrected to increase the output current is input to converter 120a, and the PWM signal corrected to decrease the output current is input to
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、互いに並列に接続された複数のDC/DCコンバータ回路に流れる電流のアンバランスの検出における誤検出を抑制し、DC/DCコンバータ回路に流れる電流が均等となるように制御される直流電源装置を提供することをその目的としている。 The present invention has been conceived under the circumstances described above, and suppresses erroneous detection in detection of imbalance of current flowing in a plurality of DC / DC converter circuits connected in parallel to each other, and DC / DC An object of the present invention is to provide a DC power supply device that is controlled so that the currents flowing through the converter circuit are equal.
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.
本発明の第1の側面によって提供される直流電源装置は、直流電力を供給する直流電源と、前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧検出回路と、互いに並列接続され、前記直流電源に接続された複数のDC/DCコンバータ回路と、前記DC/DCコンバータ回路に入力される電流をそれぞれ検出する複数の電流検出回路と、前記電圧検出回路により検出された入力電圧が予め設定された基準電圧となるように、また、前記各電流検出回路により検出された各入力電流が均等となるように、各DC/DCコンバータ回路を制御するPWM信号をそれぞれ生成するPWM信号生成回路と、を備える。 The DC power supply device provided by the first aspect of the present invention includes a DC power supply that supplies DC power, a voltage detection circuit that detects an input voltage from the DC power supply, and is connected in parallel to each other and connected to the DC power supply. A plurality of DC / DC converter circuits, a plurality of current detection circuits for detecting currents input to the DC / DC converter circuits, and a reference voltage in which an input voltage detected by the voltage detection circuit is set in advance. And a PWM signal generation circuit that generates a PWM signal for controlling each DC / DC converter circuit so that each input current detected by each current detection circuit is equalized.
この構成によると、前記電流検出回路は、前記DC/DCコンバータ回路や接続された負荷による影響を受けにくい入力電流を検出する。したがって、前記DC/DCコンバータ回路を流れる電流のアンバランスの検出における誤検出が抑制される。これにより、バランス制御の精度が向上する。 According to this configuration, the current detection circuit detects an input current that is not easily influenced by the DC / DC converter circuit or a connected load. Therefore, erroneous detection in detection of imbalance of current flowing through the DC / DC converter circuit is suppressed. Thereby, the precision of balance control improves.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記PWM信号生成回路は、前記電圧検出回路により検出された電圧信号と予め設定された基準電圧信号とから指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記各電流検出回路により検出された各入力電流信号から平均値を算出することにより平均値信号を生成する平均値算出手段と、前記入力電流信号と前記平均値信号とから生成された補正値信号により前記指令値信号を補正する補正手段と、前記補正手段により補正された補正指令値信号からPWM信号を生成するPWM信号生成手段と、を備える。 In a preferred embodiment of the present invention, before Symbol PWM signal generating circuit includes a command value signal generating means for generating a command value signal and a detected voltage signal with a predetermined reference voltage signal by the voltage detecting circuit Average value calculation means for generating an average value signal by calculating an average value from each input current signal detected by each current detection circuit; and a correction value generated from the input current signal and the average value signal Correction means for correcting the command value signal by a signal, and PWM signal generation means for generating a PWM signal from the correction command value signal corrected by the correction means.
この構成によると、前記指令値信号は前記入力電流信号と前記平均値信号とから生成された補正値信号により補正されるので、この補正された指令値信号に基づいて生成されるPWM信号は前記各入力電流が均等となるように各DC/DCコンバータ回路を制御する。これにより、前記各入力電流のアンバランスが抑制される。 According to this configuration, since the command value signal is corrected by a correction value signal generated from the input current signal and the average value signal, the PWM signal generated based on the corrected command value signal is Each DC / DC converter circuit is controlled so that each input current becomes equal. Thereby, the unbalance of each said input current is suppressed.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源は太陽電池を備えている。 In a preferred embodiment of the present invention, the direct current power source includes a solar cell .
本発明の好ましい実施の形態においては、前記補正値信号は、前記入力電流信号と前記平均値信号との偏差信号のPI制御信号である。 In a preferred embodiment of the present invention, the correction value signal is a PI control signal of a deviation signal between the input current signal and the average value signal .
本発明の第2の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第1の側面によって提供されるいずれかの直流電源装置と、前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備えている。 The grid-connected inverter system provided by the second aspect of the present invention includes any one of the DC power supply devices provided by the first aspect of the present invention and the DC power output from the DC power supply device. And an inverter circuit for converting to
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.
以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明に係る直流電源装置の第1実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するための図である。同図(a)は、系統連系インバータシステム全体の基本構成を示すブロック図である。系統連系インバータシステムA1は、直流電源装置B1、インバータ回路30、商用電力系統40を備えている。同図(b)は、直流電源装置B1のPWM信号生成回路の基本構成を示すブロック図である。
FIG. 1 is a diagram for explaining an example of a grid-connected inverter system including a first embodiment of a DC power supply device according to the present invention. FIG. 1A is a block diagram showing the basic configuration of the entire grid-connected inverter system. The grid interconnection inverter system A1 includes a DC power supply device B1, an
同図(a)に示す系統連系インバータシステムA1は、直流電源として太陽電池を用いたものであり、直流電源装置B1が出力した直流電力をインバータ回路30で交流電力に変換して商用電力系統40に出力するものである。
The grid-connected inverter system A1 shown in FIG. 1A uses a solar battery as a DC power source, and converts the DC power output from the DC power supply device B1 into AC power by the
インバータ回路30は、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ又はサイリスタ等の複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成され、各スイッチング素子をオン・オフ動作させることで、後述する昇圧DC/DCコンバータ回路20a,20b,20cから入力される直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路30には、ブリッジ回路の後段にスイッチングノイズを除去するローパスフィルタが設けられており、そのローパスフィルタから正弦波状の交流電圧が商用電力系統40に出力される。なお、インバータ回路30の電力変換動作を制御する制御ブロックは省略している。
The
直流電源装置B1は、直流電力を出力するものであり、同図(a)に示すように、直流電力を供給する直流電源10、直流電源10からの出力電圧を昇圧する複数の昇圧DC/DCコンバータ回路20a,20b,20c(以下、「コンバータ20a,20b,20c」とする。)、コンバータ20a,20b,20cの昇圧動作を制御するPWM信号生成回路50、各コンバータ20a,20b,20cに入力される電流を検出する電流検出回路60a,60b,60c、インバータ回路30への出力電圧を検出する出力電圧検出回路70、および平滑コンデンサ80を備えている。
The direct-current power supply B1 outputs direct-current power. As shown in FIG. 5A, the direct-
直流電源10、コンバータ20a、出力電圧検出回路70、インバータ回路30、および商用電力系統40は、この順で直列に接続されている。コンバータ20b、20cは、コンバータ20aに並列に接続されている。各コンバータ20a,20b,20cにはPWM信号生成回路50が接続されている。電流検出回路60a,60b,60cは、それぞれコンバータ20a,20b,20cの入力側に直列に接続されている。系統連系インバータシステムA1は、直流電源10により出力された直流電圧をコンバータ20a,20b,20cで所定の電圧に昇圧した後、そのコンバータ20a,20b,20cから出力される直流電力をインバータ回路30で交流電力に変換して商用電力系統40に供給する構成となっている。
The
直流電源10は、直流電力を生成するものであり、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を備えている。
The
コンバータ20a,20b,20cは、図2に示した周知の昇圧DC/DCコンバータ回路で構成されている。コンバータ20a(20b,20c)では、PWM信号生成回路50からのPWM信号によってトランジスタQ1(Q2,Q3)がオン・オフされる。トランジスタQ1(Q2,Q3)のオン期間には、直流電源10から供給される電力がインダクタL1(L2,L3)に蓄積される。トランジスタQ1(Q2,Q3)のオフ期間には、インダクタL1(L2,L3)に蓄積された電力がダイオードD1(D2,D3)を介して放出される。直流電源10から供給される電力のインダクタL1(L2,L3)への蓄積とインダクタL1(L2,L3)に蓄積された電力の放出とが交互に繰り返されて、直流電源10からの直流電力が一旦平滑コンデンサ80に蓄積される。この平滑コンデンサ80からインバータ回路30に昇圧された電圧が供給される。
電流検出回路60a,60b,60cは、それぞれコンバータ20a,20b,20cに入力される電流を検出するものであり、検出した入力電流信号をPWM信号生成回路50に出力する。出力電圧検出回路70は、インバータ回路30に出力する出力電圧を検出するものであり、検出した出力電圧信号をPWM信号生成回路50に出力する。平滑コンデンサ80は、コンバータ20a,20b,20cから放出された電力を一旦蓄積して、インバータ回路30に供給する。
The
PWM信号生成回路50は、コンバータ20a(20b,20c)のトランジスタQ1(Q2,Q3)のオン・オフ動作を制御するPWM信号を生成するものである。図1(b)に示すように、PWM信号生成回路50は、基準電圧手段51、指令値信号生成手段52、平均値算出手段54、補正値信号生成手段55a,55b,55c、補正手段57a,57b,57c、およびPWM信号生成手段58a,58b,58cを備えている。
The PWM
基準電圧手段51は、インバータ回路30に出力する出力電圧の目標値VCを設定する。コンバータ20a,20b,20cは、インバータ回路30に出力する出力電圧VOUTがこの目標値VCとなるように制御される。
The reference voltage means 51 sets a target value V C for the output voltage output to the
指令値信号生成手段52は、基準電圧手段51で設定される出力電圧の目標値Vcと出力電圧検出回路70により検出された出力電圧VOUTとの偏差ΔV(=VOUT−VC)を算出し、指令値信号として各補正手段57a,57b,57cにそれぞれ1/3(=1/コンバータ並列数)ずつ出力する。なお、指令値信号生成手段52の後段にPI制御手段を設けて、偏差ΔVのPI制御値を算出し、そのPI制御値を指令値信号として各補正手段57a,57b,57cにそれぞれ1/3ずつ出力するようにしてもよい。
The command value signal generation means 52 calculates a deviation ΔV (= V OUT −V C ) between the output voltage target value Vc set by the reference voltage means 51 and the output voltage V OUT detected by the output
平均値算出手段54は、各電流検出回路60a,60b,60cより入力される入力電流信号から入力電流の平均値を算出する。すなわち、電流検出回路60a,60b,60cが検出した入力電流をそれぞれIa,Ib,Icとすると、その平均値Iave=(Ia+Ib+Ic)/3(=(Ia+Ib+Ic)/コンバータ並列数)が算出される。平均値算出手段54は、算出した平均値から平均値信号を生成し、補正値信号生成手段55a,55b,55cに出力する。
The average value calculating means 54 calculates the average value of the input current from the input current signal input from each of the
補正値信号生成手段55a,55b,55cは、それぞれ電流検出回路60a,60b,60cから入力される入力電流信号と、平均値算出手段54から入力される平均値信号とから、その偏差を算出し、補正値信号Sa(=Iave−Ia),Sb(=Iave−Ib),Sc(=Iave−Ic)としてそれぞれ補正手段57a,57b,57cに出力する。なお、各補正値信号生成手段55a,55b,55cの後段にそれぞれPI制御手段を設けて、入力電流信号と平均値信号とから算出される偏差のPI制御値を算出し、そのPI制御値を補正値信号Sa,Sb,Scとして各補正手段57a,57b,57cに出力するようにしてもよい。
The correction value signal generation means 55a, 55b, and 55c calculate deviations from the input current signals input from the
補正手段57a,57b,57cは、指令値信号生成手段52から入力される指令値信号1/3ΔVに、それぞれ補正値信号生成手段55a,55b,55cから入力される補正値信号Sa,Sb,Scを加算して、補正指令値信号ΔVa(=1/3ΔV+Sa),ΔVb(=1/3ΔV+Sb),ΔVc(=1/3ΔV+Sc)を生成する。すなわち、各入力電流とその平均値との偏差を補正値として加算することにより、共通の指令値信号を各コンバータ20a,20b,20cの入力電流に対応した補正指令値信号に補正する。補正手段57a,57b,57cは、生成された補正指令値信号をそれぞれPWM信号生成手段58a,58b,58cに出力する。
The correction means 57a, 57b and 57c receive the
PWM信号生成手段58a,58b,58cは、図示しないキャリア信号生成回路が生成した三角波信号であるキャリア信号と、それぞれ補正手段57a,57b,57cから入力される補正指令値信号とを比較し、例えば、補正指令値信号≧キャリア信号のときにはハイレベルの信号を生成し、補正指令値信号<キャリア信号のときにはローレベルの信号を生成する。PWM信号生成手段58a,58b,58cは、このハイレベルの信号とローレベルの信号とをリミッタ回路などにより補正してパルス信号を生成し、PWM信号として各コンバータ20a,20b,20cに出力する。
The PWM signal generation means 58a, 58b, 58c compares the carrier signal, which is a triangular wave signal generated by a carrier signal generation circuit (not shown), with the correction command value signals input from the correction means 57a, 57b, 57c, respectively. When the correction command value signal ≧ the carrier signal, a high level signal is generated, and when the correction command value signal <the carrier signal, a low level signal is generated. The PWM signal generation means 58a, 58b, 58c corrects the high level signal and the low level signal by a limiter circuit or the like to generate a pulse signal, and outputs it as a PWM signal to each
各コンバータ20a,20b,20cは、入力されたPWM信号によって、それぞれトランジスタQ1,Q2,Q3のスイッチングを行う。すなわち、トランジスタQ1(Q2,Q3)はPWM信号がハイレベルのときオン動作し、直流電源10から入力される直流電力をインダクタL1(L2,L3)に蓄積し、PWM信号がローレベルのときオフ動作し、インダクタL1(L2,L3)に蓄積した直流電力をダイオードD1(D2,D3)を介して平滑コンデンサ80に放出する。
Each
例えば、各コンバータ20a,20b,20cの入力電流がIa<Ib<Icの状態にある場合、Ia<Iave{=(Ia+Ib+Ic)/3}となるので、補正値信号Sa(=Iave−Ia)>0となる。したがって、補正指令値信号ΔVa(=1/3ΔV+Sa)は大きくなり、PWM信号のハイレベルの状態が長くなる。これにより、コンバータ20aのトランジスタQ1はオン動作の時間が長くなり、流れる電流が増加する。つまり、コンバータ20aは、Iaが増加するように制御される。また、Ic>Iaveとなるので、補正値信号Sc(=Iave−Ic)<0となる。したがって、補正指令値信号ΔVc(=1/3ΔV+Sc)は小さくなり、PWM信号のハイレベルの状態が短くなる。これにより、コンバータ20cのトランジスタQ3はオン動作の時間が短くなり、流れる電流が減少する。つまり、コンバータ20cは、Icが減少するように制御される。以上のように、各コンバータ20a,20b,20cは、各入力電流Ia,Ib,Icが平均値に近づくように制御される。
For example, when the input currents of the
次に、直流電源装置B1の作用について説明する。 Next, the operation of the DC power supply device B1 will be described.
各入力電流Ia,Ib,Icは、それぞれ各コンバータ20a,20b,20cと直流電源10との間に設けられた電流検出回路60a,60b,60cで検出される。したがって、各入力電流Ia,Ib,Icはそれぞれ一定の電流に各コンバータ20a,20b,20cのスイッチングによるリプル電流が重畳されたものとなる。このリプル電流が低減されていれば、各入力電流Ia,Ib,Icは、サンプリングのタイミングによらず、ほぼ一定の電流として検出される。これにより、各補正値信号Sa,Sb,Scが正しく算出されるので、正しく補正されたPWM信号が生成される。この補正されたPWM信号により各コンバータ20a,20b,20cのスイッチングは制御され、各入力電流Ia,Ib,Icが均等となるように制御される。
Input currents Ia, Ib, and Ic are detected by
図3は、図1に示す系統連系インバータシステムA1における、各コンバータ20a,20b,20cの入力電流と、各補正値信号生成手段55a,55b,55cが出力する補正値信号との関係を説明するための図である。同図において、Ia,Ib,Icは、それぞれ電流検出回路60a,60b,60cが検出したコンバータ20a,20b,20cの入力電流を示している。各コンバータ20a,20b,20cのスイッチングの影響で、各入力電流Ia,Ib,Icの波形は、リプル電流が重畳されたのこぎり波となっている。また、各コンバータ20a,20b,20cを制御するPWM信号の位相が120°ずつシフトされているので、各入力電流Ia,Ib,Icの位相も120°ずつずれている。同図において、各入力電流Ia,Ib,Icは、バランスが取れた状態を示している。また、Sa,Sb,Scは、それぞれ補正値信号生成手段55a,55b,55cが出力する補正値信号を示している。
FIG. 3 illustrates the relationship between the input current of each
各補正値信号Sa,Sb,Scは、所定のタイミングt1,t2,t3,…でサンプリングされた各入力電流Ia,Ib,Icの電流値を基に生成される。同図においては、サンプリングされた各入力電流Ia,Ib,Icの電流値は、リプル電流の影響でIa<Ib<Icの関係にある。しかし、リプル電流は低減されており、各入力電流Ia,Ib,Icの電流値に大きな差はないので、平均値算出手段54が算出した平均値Iaveとの差もわずかである。したがって、補正値信号生成手段55a,55b,55cが出力する各補正値信号Sa,Sb,Scも、ゼロに近い一定の値となっている。 The correction value signals Sa, Sb, Sc are generated based on the current values of the input currents Ia, Ib, Ic sampled at predetermined timings t1, t2, t3,. In the figure, the current values of the sampled input currents Ia, Ib, and Ic are in a relationship of Ia <Ib <Ic due to the influence of the ripple current. However, since the ripple current is reduced and there is no significant difference in the current values of the input currents Ia, Ib, and Ic, the difference from the average value Iave calculated by the average value calculating means 54 is also small. Accordingly, the correction value signals Sa, Sb, Sc output from the correction value signal generation means 55a, 55b, 55c are also constant values close to zero.
リプル電流の影響で、各補正値信号Sa,Sb,Scは完全にゼロとはならないが、従来の直流電源装置B’における各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’(図13参照)と比較して、大幅に改善されている。 Although the correction value signals Sa, Sb, Sc are not completely zero due to the ripple current, the correction value signals Sa ′, Sb ′, Sc ′ (see FIG. 13) in the conventional DC power supply B ′ Compared to this, it is greatly improved.
図4および図5は、バランス制御のシミュレーションについて説明するための図である。 4 and 5 are diagrams for explaining the balance control simulation.
図4は、図1に示す系統連系インバータシステムA1におけるバランス制御のシミュレーション結果である。各コンバータ20a,20b,20cに流れる電流がアンバランスとなるように、各コンバータ20a,20b,20cのインダクタL1,L2,L3(図2参照)のインダクタンスをそれぞれ2.5mH,1.5mH,2.0mHとした。また、各コンバータ20a,20b,20cに入力されるPWM信号のキャリア周波数および補正値信号算出のためのサンプリング周波数を5kHzとした。同図において、VおよびIは、直流電源10の出力電圧および出力電流である。Ia,Ib,Icは各コンバータ20a,20b,20cの入力電流であり、Ia’,Ib’,Ic’は、各コンバータ20a,20b,20cの出力電流である。IaAVE,IbAVE,IcAVEは入力電流の平均値である。
FIG. 4 is a simulation result of balance control in the grid interconnection inverter system A1 shown in FIG. The inductances of the inductors L1, L2, and L3 (see FIG. 2) of the
図5は、比較のために行なったシミュレーション結果である。この比較シミュレーションでは、PWM信号生成回路に入力される電流を各コンバータ20a,20b,20cの入力電流ではなく出力電流(従来の方法)とした以外は、図4のシミュレーションと同じ条件とした。
FIG. 5 shows the results of a simulation performed for comparison. In this comparative simulation, the same conditions as in the simulation of FIG. 4 were used except that the current input to the PWM signal generation circuit was not the input current of each
図5に示す比較シミュレーション結果と比べると、図4に示すシミュレーション結果では、各入力電流の平均値IaAVE,IbAVE,IcAVEの差が削減されており、バランス制御が正しく機能していることを表している。 Compared with the comparison simulation result shown in FIG. 5, in the simulation result shown in FIG. 4, the difference between the average values Ia AVE , Ib AVE , and Ic AVE of each input current is reduced, and balance control functions correctly. Represents.
上記第1実施形態では、補正値信号の算出を所定のサンプリングタイミングごとに行なう場合について説明したが、アナログ処理により連続的に補正値信号の算出を行なう構成としてもよい。 In the first embodiment, the correction value signal is calculated at every predetermined sampling timing. However, the correction value signal may be calculated continuously by analog processing.
図6は、各コンバータ20a,20b,20cの入力電流から、アナログ処理により補正値信号を算出した場合の入力電流と補正値信号との関係を説明するための図である。図3の場合と同様、図6におけるIa,Ib,Icは、それぞれ電流検出回路60a,60b,60cが検出したコンバータ20a,20b,20cの入力電流を示している。同図において、各入力電流Ia,Ib,Icは、バランスが取れた状態を示している。また、Sa,Sb,Scは、それぞれ補正値信号生成手段55a,55b,55cが出力する補正値信号を示している。
FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the input current and the correction value signal when the correction value signal is calculated from the input current of each
図7は、図6との比較のためのものであり、従来の直流電源装置B’の各コンバータ120a,120b,120cの出力電流から、アナログ処理により補正値信号を算出した場合の出力電流と補正値信号との関係を説明するための図である。図7におけるIa’,Ib’,Ic’は、それぞれ電流検出回路160a,160b,160cが検出したコンバータ120a,120b,120cの出力電流を示している。同図において、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’は、バランスが取れた状態を示している。また、Sa’,Sb’,Sc’は、それぞれ補正値信号生成手段155a,155b,155cが出力する補正値信号を示している。
FIG. 7 is for comparison with FIG. 6, and shows the output current when the correction value signal is calculated by analog processing from the output current of each
図7において、各出力電流Ia’,Ib’,Ic’のバランスが取れているにもかかわらず、各補正値信号Sa’,Sb’,Sc’は激しく変動している。一方、図6において、各補正値信号Sa,Sb,Scは、リプル電流の影響によるのこぎり波となっているが、ゼロに近い安定した値となっている。このように、直流電源装置B1は、アナログ処理により連続的に補正値信号の算出を行なう場合でも、従来の直流電源装置B’より大幅に改善されている。 In FIG. 7, the correction value signals Sa ′, Sb ′, and Sc ′ fluctuate drastically even though the output currents Ia ′, Ib ′, and Ic ′ are balanced. On the other hand, in FIG. 6, each of the correction value signals Sa, Sb, Sc is a sawtooth wave due to the influence of the ripple current, but has a stable value close to zero. Thus, the DC power supply device B1 is greatly improved over the conventional DC power supply device B 'even when the correction value signal is continuously calculated by analog processing.
図8は、本発明に係る直流電源装置の第2実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するための図である。同図(a)は系統連系インバータシステムA2全体の基本構成を示すブロック図であり、同図(b)は系統連系インバータシステムA2に備えられた直流電源装置B2のPWM信号生成回路の基本構成を示すブロック図である。なお、同図において、上記第1実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステムA2は、PWM信号生成回路50において、入力電流信号を平均化処理する平均化処理手段59a,59b,59cが設けられている点で、系統連系インバータシステムA1と異なる。平均化処理手段59a,59b,59cは、入力された信号の平均化を行なう手段であり、例えば、ローパスフィルタ、FIRフィルタや、移動平均を算出する手段が用いられる。
FIG. 8 is a diagram for explaining an example of a grid-connected inverter system including the second embodiment of the DC power supply device according to the present invention. FIG. 4A is a block diagram showing the basic configuration of the entire grid-connected inverter system A2 , and FIG. 4B shows the basic configuration of the PWM signal generation circuit of the DC power supply device B2 provided in the grid-connected inverter system A2. It is a block diagram which shows a structure. In the figure, the same or similar elements as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. The grid interconnection inverter system A2 is different from the grid interconnection inverter system A1 in that the PWM
本実施形態によると、電流検出回路60a,60b,60cにより検出された各コンバータ20a,20b,20cの入力電流信号は平均化処理され、リプルのない一定の電流値の信号となって、補正値信号の算出に用いられる。したがって、平均化処理の時定数に比例してバランス制御の応答性は劣化するが、バランス制御の精度についてはさらに向上される。
According to the present embodiment, the input current signals of the
なお、平均化処理手段59a,59b,59cは、それぞれ補正値信号生成手段55a,55b,55cと補正手段57a,57b,57cとの間に設けられていてもよい。この場合も、第2実施形態と同様に、バランス制御の精度の向上が見込める。 The averaging processing means 59a, 59b, 59c may be provided between the correction value signal generation means 55a, 55b, 55c and the correction means 57a, 57b, 57c, respectively. In this case as well, as in the second embodiment, improvement in balance control accuracy can be expected.
図9は、本発明に係る直流電源装置の第3実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するための図である。同図(a)は系統連系インバータシステムA3全体の基本構成を示すブロック図であり、同図(b)は系統連系インバータシステムA3に備えられた直流電源装置B3のPWM信号生成回路の基本構成を示すブロック図である。なお、同図において、上記第1実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステムA3は、互いに並列接続されたコンバータ20a,20b,20cの入力側接続点Pと直流電源10との間に電流検出回路90が設けられている点と、当該電流検出回路90により出力された電流信号が平均値算出手段54’に入力される点で、系統連系インバータシステムA1と異なる。
FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a grid-connected inverter system including the third embodiment of the DC power supply device according to the present invention. FIG. 4A is a block diagram showing the basic configuration of the entire grid-connected inverter system A3 , and FIG. 4B is the basic configuration of the PWM signal generation circuit of the DC power supply device B3 provided in the grid-connected inverter system A3. It is a block diagram which shows a structure. In the figure, the same or similar elements as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. The grid-connected inverter system A3 includes a
電流検出回路90は、直流電源10の出力電流を検出するものであり、検出した出力電流信号をPWM信号生成回路50に出力する。平均値算出手段54’は、電流検出回路90より入力される出力電流信号から、コンバータ20a,20b,20cに入力される入力電流の平均値を算出する。すなわち、コンバータ20a,20b,20cに入力される入力電流の合計は直流電源10の出力電流と等しいので、直流電源10の出力電流を3(=コンバータ並列数)で除することにより、入力電流の平均値を算出する。本実施形態においても、第1実施形態と同様な効果を奏することができる。
The
上述した第1実施形態ないし第3実施形態では、並列接続されるコンバータを3台としているが、これに限られず、2台であってもよいし、4台以上であってもよい。また、各コンバータ20a,20b,20cを昇圧チョッパ方式として説明したが、これに限られず、降圧チョッパ方式やその他の方式でもよい。また、各コンバータ20a,20b,20cにはコンデンサが設けられておらず、一括する平滑コンデンサ80が設けられた直流電源装置について説明したが、これに限られない。一括する平滑コンデンサ80に代えて、各コンバータ20a,20b,20cの出力端にコンデンサが設けられていてもよい。
In the first to third embodiments described above, three converters connected in parallel are used. However, the present invention is not limited to this, and two converters or four or more converters may be used. Moreover, although each
また、PWM信号生成回路50が出力電圧検出回路70により検出された出力電圧VOUTを用いてPWM信号を生成する場合について説明したが、各コンバータ20a,20b,20cが入力電圧を制御する場合には、入力電圧を用いてPWM信号を生成する構成とする必要がある。
Further, the case where the PWM
なお、上述した実施形態では、直流電源装置が系統連系インバータシステムに用いられる場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る直流電源装置は、他のシステムにも用いることができ、正確なバランス制御を行なうことができる。 In the embodiment described above, a case has been described in which dc power supply is used for system interconnection inverter system is not limited thereto. The DC power supply device according to the present invention can be used for other systems, and can perform accurate balance control.
本発明に係る直流電源装置および系統連系インバータシステムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る直流電源装置および系統連系インバータシステムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。 The DC power supply device and the grid-connected inverter system according to the present invention are not limited to the above-described embodiments. The specific configuration of each part of the DC power supply device and the grid-connected inverter system according to the present invention can be varied in design in various ways.
A1〜A3 系統連系インバータシステム
B1〜B3 直流電源装置
10 直流電源
20a,20b,20c 昇圧DC/DCコンバータ回路
30 インバータ回路
40 商用電力系統
50 PWM信号生成回路
51 基準電圧手段
52 指令値信号生成手段
54,54’ 平均値算出手段
55a,55b,55c 補正値信号生成手段
57a,57b,57c 補正手段
58a,58b,58c PWM信号生成手段
59a,59b,59c 平均化処理手段
60a,60b,60c 電流検出回路
70 出力電圧検出回路
80 平滑コンデンサ
90 電流検出回路
A1 to A3 grid-connected inverter system
B1 to B3
Claims (5)
前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧検出回路と、
互いに並列接続され、前記直流電源に接続された複数のDC/DCコンバータ回路と、
前記DC/DCコンバータ回路に入力される電流をそれぞれ検出する複数の電流検出回路と、
前記電圧検出回路により検出された入力電圧が予め設定された基準電圧となるように、また、前記各電流検出回路により検出された各入力電流が均等となるように、各DC/DCコンバータ回路を制御するPWM信号をそれぞれ生成するPWM信号生成回路と、
を備える直流電源装置。 A DC power supply for supplying DC power;
A voltage detection circuit for detecting an input voltage from the DC power supply;
A plurality of DC / DC converter circuits connected in parallel to each other and connected to the DC power supply;
A plurality of current detection circuits for respectively detecting currents input to the DC / DC converter circuit;
Each DC / DC converter circuit is set so that the input voltage detected by the voltage detection circuit becomes a preset reference voltage, and the input currents detected by the current detection circuits are equalized. A PWM signal generation circuit for generating each PWM signal to be controlled;
DC power supply device comprising:
前記電圧検出回路により検出された電圧信号と予め設定された基準電圧信号とから指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
前記各電流検出回路により検出された各入力電流信号から平均値を算出することにより平均値信号を生成する平均値算出手段と、
前記入力電流信号と前記平均値信号とから生成された補正値信号により前記指令値信号を補正する補正手段と、
前記補正手段により補正された補正指令値信号からPWM信号を生成するPWM信号生成手段と、を備える、
請求項1に記載の直流電源装置。 Before Symbol PWM signal generating circuit,
Command value signal generating means for generating a command value signal from a voltage signal detected by the voltage detection circuit and a preset reference voltage signal;
Average value calculating means for generating an average value signal by calculating an average value from each input current signal detected by each current detection circuit;
Correction means for correcting the command value signal by a correction value signal generated from the input current signal and the average value signal;
PWM signal generation means for generating a PWM signal from the correction command value signal corrected by the correction means,
The DC power supply device according to claim 1.
請求項2または3に記載の直流電源装置。 The correction value signal is a PI control signal of a deviation signal between the input current signal and the average value signal.
The DC power supply device according to claim 2 or 3 .
前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
を備えている系統連系インバータシステム。 DC power supply device according to any one of claims 1 to 4,
An inverter circuit for converting DC power output from the DC power supply device into AC power;
A grid-connected inverter system.
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