JP5074587B2 - 周波数選択基底帯域を用いた変復調方法及びその装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数選択基底帯域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｂａｓｅｂａｎｄ）を用いた変復調方法及びその装置に関するもので、特に人体周辺の雑音電力が他の帯域に比べて集中しているＤＣから５ＭＨｚまでの周波数帯域を避け、人体が導波管の役割をして伝送される信号の電力が人体の外部に放射される信号の電力よりさらに大きい周波数帯域までの制限された周波数帯域を用いて、データ伝送に対するエネルギー消費の減少と共に伝送データ率を増加させるための周波数の選択的基底帯域を用いた変復調方法及びその装置に関する。

人体通信とは、電導性を有する人体を通信チャンネルとして利用し、人体と連結している機器の間に信号を伝達する技術のことで、個人携帯情報端末機（ＰＤＡ、ｐｅｒｓｏｎａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、携帯型パソコン（ｐｏｒｔａｂｌｅ ｐｅｒｓｏｎａｌ ｃｏｍｐｕｔｅｒ）、デジタルカメラ（ｄｉｇｉｔａｌ ｃａｍｅｒａ）、ＭＰ３プレーヤー（ＭＰ３ ｐｌａｙｅｒ）、携帯電話等の多様な携帯機器間の通信及びプリンター、ＴＶ、出入システム等の固定された機器との通信がユーザの簡単なコンタクトだけでネットワーク構成される技術である。

現在、人体通信方法としては制限された通過帯域（ｐａｓｓｂａｎｄ）を使用する技術と、固有のユーザＩＤを用いたスクランブリング、チャンネルコーディング、インターリビング、拡散等を用いる方法が提案されている。

しかし、このような人体通信方法は、制限された周波数帯域を使用するために大部分の通信システムで用いる中間周波数（ｆｃ）を有する通過帯域を使用するため、これによるデジタル‐アナログ変換器、アナログ‐デジタル変換器、中間周波数変換器等のアナログ送信ステージおよび受信ステージを必要とし、低電力化の面において短所を有する。

また、現在の人体通信方法は、プロセシング利得のための時間軸／周波数軸拡散方法を提案しており、周波数帯域が制限されるため伝送データ率の増加やより安定したデータの送受信に効率的ではないという問題点を有する。

本発明は、デジタル通信、特に人体通信において、低電力化及び伝送データ率のさらなる増加を具現するための周波数選択基底帯域を用いた変復調方法及びその装置を具現するためのものである。

上記の課題を解決するための手段として、本発明の一態様による周波数選択基底帯域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｂａｓｅｂａｎｄ）を用いた周波数変調方法は、周波数拡散に使用される２^N（Ｎは実数）個の全体拡散符号を２^M（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の拡散符号からなる２ ^(N-M) 個のサブグループに分割することと、上記２ ^(N-M) 個のサブグループからＤＣ〜５ＭＨｚの区間を使用する１つのサブグループを除外して、ユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含むＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択することと、上記選択されたＰ個の各サブグループにＭビットの並列データを入力して、上記各サブグループにおいて２^M個の拡散符号のうち１つの拡散符号が選択されるようにすることで、全体のＰ個の拡散符号を獲得することと、上記獲得されたＰ個の拡散符号から多数値を選択して、上記多数値から成る伝送データを発生することと、を含む。

好ましくは、上記周波数選択基底帯域を用いた周波数変調方法は、上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換することをさらに含み、上記変換されたＰ＊Ｍビットの並列データのうちから順にＭビットずつの並列データを上記選択されたＰ個の各サブグループに入力することを特徴とする。

好ましくは、上記周波数選択基底帯域を用いた周波数変調方法は、上記Ｐ個のサブグループから獲得されたＰ個の拡散符号から選択される多数値と、上記Ｐ＊Ｍ＋１ビットの上記並列データのうち、上記選択された各サブグループに含まれない１ビットとのＸＯＲ演算をして伝送データを発生することと、をさらに含むことを特徴とする。

上記獲得されたＰ個の拡散符号から多数値を選択することは、
上記獲得された各拡散符号を２個ずつ組にしてＡＮＤ演算をし、該ＡＮＤ演算した値のＯＲ演算をして、上記Ｐ個の拡散符号のＯＲ演算をした結果から最上位ビットのみを選択することを含むことを特徴とする。

上記課題を解決するための手段として、本発明の他の態様による周波数選択基底帯域を用いた周波数復調方法は、上記態様の周波数変調方法により発生された伝送データを復調する周波数復調方法であって、送信ステージから変調されたデータが伝送される場合、上記伝送データからフレーム同期とタイミング同期を獲得することと、上記２ ^(N-M) 個のサブグループのうち上記伝送データが変調時に使用されたＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択し、上記選択されたサブグループ別の拡散符号を上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期に合わせることと、上記Ｐ個のサブグループ別拡散符号と上記伝送データの相関値を計算して、上記各サブグループにおいて変調時に選択された１つの拡散符号を検出することと、上記Ｐ個の各サブグループから上記検出される拡散符号のＭビットインデックス値が発生するようにし、全体のＭ＊Ｐビットの並列データを獲得することと、を含む。

好ましくは、上記Ｐ個のサブグループ別に発生する上記インデックス値の相関値によって１ビットのデータを獲得することと、上記獲得された１ビットのデータと、上記Ｐ個のサブグループから獲得されるＭ＊Ｐビットの並列データを合わせたＭ＊Ｐ＋１ビットの並列データを直列データに変換することと、をさらに含む。また、好ましくは、上記Ｐ＊Ｍビットの並列データを直列データに変換することをさらに含む。

上記課題を解決するための手段として、本発明のさらに他の態様による周波数選択基底帯域を用いた周波数変調装置は、周波数拡散に使用される２^N（Ｎは実数）個の全体拡散符号を２^M（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の拡散符号からなる２ ^(N-M) 個のサブグループのうちユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含む１つのサブグループを含み、Ｍビットの並列データが入力される場合、該サブグループの拡散符号（２^M）のうち１つの拡散符号を選択して出力するＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブ周波数選択スプレッダーと、上記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーから出力されるＰ個の拡散符号において多数値を選択し、上記多数値から成る伝送データを発生する多数値選択部と、を含む。

上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換し、上記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーの夫々にＭビットずつの並列データを出力して提供し、上記１ビットは上記Ｐ＊Ｍビットと別途に出力する直列‐並列変換部をさらに含むことを特徴とする。

好ましくは、上記周波数選択基底帯域を用いた周波数変調装置は、上記多数値選択部から選択されて出力される多数値と上記直列‐並列変換部から上記別途に出力される１ビットをＸＯＲ演算するＸＯＲ論理回路をさらに含み、伝送データ率を増加させることを特徴とする。

上記多数値選択部は、上記選択されたＰ個の拡散符号を２個ずつ組にしてＡＮＤ演算をし、該ＡＮＤ演算した値のＯＲ演算をして、上記Ｐ個の拡散符号をＯＲ演算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする。また、好ましくは、上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換し、上記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーの夫々に変換されたＰ＊Ｍビットの並列データのうちから順にＭビットずつの並列データを出力して提供する直列‐並列変換部をさらに含む。

上記課題を解決するための手段として、本発明のさらに他の態様による周波数選択基底帯域を用いた周波数復調装置は、上記態様の周波数変調方法により発生された伝送データを復調する周波数復調方法であって、送信ステージから変調されたデータが伝送される場合、上記伝送データからフレーム同期とタイミング同期を獲得した後、上記２ ^(N-M) 個のサブグループのうち上記伝送データの変調時に使用されたＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択し、上記Ｐ個のサブグループ別拡散符号を上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期に一致させて出力する直交符号生成器（ここで、上記Ｐ個のサブグループはユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含む）と、上記送信ステージから変調された伝送データが受信される場合、上記直交符号生成器から２^M個の拡散符号が提供され、上記提供を受けた拡散符号と上記伝送データの相関値を計算し、上記伝送データの上記変調時に選択されたもので判断される１つの拡散符号を検出して、上記検出された拡散符号のＭビットインデックス値を出力するＰ個のサブ周波数選択デスプレッダーと、上記直交符号生成器から上記Ｐ個のサブグループ別拡散符号を夫々提供を受けたＰ個の上記サブ周波数選択デスプレッダーから入力されるＰ＊Ｍビットの並列データを直列データに変換する並列‐直列変換部と、を含む。

好ましくは、上記周波数選択基底帯域を用いた周波数復調装置は、上記Ｐ個のサブ周波数選択デスプレッダーから上記出力されるインデックス値の相関値の提供を受け、上記提供された相関値に従って他の１ビットのデータを出力する相関値判別部をさらに含むことを特徴とする。

上記並列‐直列変換部は、上記サブ周波数選択デスプレッダーから出力される上記Ｐ＊Ｍビットの並列データと共に上記相関値判別部から出力される１ビットのデータが入力される場合、上記Ｐ＊Ｍビットの並列データと上記１ビットのデータを合わせた並列データを直列データに変換することを特徴とする。

上記したように、本発明による周波数選択基底帯域を用いた変復調方法及びその装置は、デジタル通信における直列‐並列変換、周波数選択基底帯域の伝送及び制限された数の拡散符号を用いて、全体システムのプロセシング利得を改善すると共に伝送データ率を増加させることができるという効果を有する。

また、本発明による周波数選択基底帯域を用いた変復調方法及びその装置は、周波数選択基底帯域伝送方式を利用してアナログ送受信ステージの構成を最小化してデジタル通信全体のシステムの消費電力を減少させることができるという効果も有する。

本発明の好ましい一実施例による人体通信用周波数選択基底帯域、周波数別人体内伝達信号電力、人体周辺の雑音電力の関係を示した図面である。 本発明の好ましい一実施例による６４ビットウォルシュコードのサブグループを示した図面である。 本発明の好ましい一実施例による周波数選択変調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい他の実施例による周波数選択変調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例によるサブ周波数選択スプレッダーを示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例による周波数選択復調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい他の実施例による周波数選択復調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例による周波数選択基底帯域を使用する人体通信システムを示した構成図である。

以下、添付された図面を参照して本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者が本発明を容易に実施することができる好ましい実施例を詳細に説明する。但し、本発明の好ましい実施例に対する動作原理を詳細に説明するにあたって関連する公知機能または構成に対する具体的な説明が本発明の要旨を不明確にする恐れがあると判断される場合にはその詳細な説明を省略する。

また、図面全体にかけて類似した機能及び作用する部分に対しては同一の図面符号を使用する。

本発明の周波数選択基底帯域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｂａｓｅｂａｎｄ）を用いた変復調方法及びその装置はデジタル通信システム、特に人体通信システムにおいて適用可能なもので、以下では便宜上人体通信システムを対象として説明する。

図１は、本発明の好ましい一実施例による人体通信用周波数選択基底帯域、周波数別人体内伝達信号電力、人体周辺の雑音電力の関係を示した図面である。

ここで、図１は、多様な測定場所で人体に誘起される干渉信号を測定した結果を図示したものである。

図１に図示されたように、本発明の一実施例による人体通信では、雑音電力が最も大きい区間であるＤＣ〜５ＭＨｚ区間と、人体外の放射信号電力が人体内の伝達信号電力より大きくなる４０ＭＨｚ以上の区間を除いた５ＭＨｚから４０ＭＨｚまでの周波数区間内での周波数選択基底帯域（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｂａｓｅｂａｎｄ）を使用する。

ここで、周波数選択基底帯域とは、データのプロセシング利得のために使用されるすべての拡散符号または直交符号のうち、ユーザが所望する周波数帯域において最上の周波数特性を有する拡散符号または直交符号のみを使用することによって、アナログ送受信部が簡単になる基底帯域伝送を行うと共に、所望の周波数帯域とプロセシング利得を同時に獲得することができる伝送方式技術である。

ここで、図１は、一例として周波数を選択するために拡散符号を使用する場合を示し、該拡散符号には６４個のウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ Ｃｏｄｅ）を使用する。６４個のウォルシュコードは、０から３２ＭＨｚまでの周波数帯域を６４個に分割して順次に最上の周波数が均等に分布されるという特性を有する。このとき、６４個のウォルシュコードを４個のサブグループに分け、雑音電力が最も大きい周波数帯域、即ち、ＤＣ〜５ＭＨｚ周波数帯域を使用する一番目のサブグループを除外し、残りの３個の周波数帯域を用いるサブグループを選択することで、所望の周波数帯域を使用する周波数選択基底帯域の伝送を行うことができる。

図２は、本発明の好ましい一実施例による６４ビットウォルシュコードのサブグループを示した図面である。

図２に図示されたように、本発明の好ましい一実施例による拡散符号は、６４個のウォルシュコードを使用し、これを４個のサブグループに分け、夫々のグループが１６個のウォルシュコードを有するようにすることができる。ここで、サブグループ０はＷ_0~Ｗ₁₅、サブグループ１はＷ₁₆〜Ｗ₃₁、サブグループ２はＷ₃₂〜Ｗ₄₇、サブグループ３はＷ₄₈〜Ｗ₆₃の夫々１６個のウォルシュコードを含む。

一方、Ｗ₀からＷ₆₃までの６４個のウォルシュコードは、使用周波数帯域を正確に６４個に分割して、各ウォルシュコードの最も優勢な周波数（ｆｄ）が分割された周波数に順次にマッピングされるようにする特徴を有する。

一例として、全体のウォルシュコードの拡散周波数帯域を３２ＭＨｚと仮定した場合、１つのウォルシュコードの最も優勢な周波数（ｆｄ）の間隔は３２ＭＨｚ／６４で０．５ＭＨｚを有する。従って、Ｗ₁のｆｄは１ＭＨｚ、Ｗ₄₈のｆｄは２４．５ＭＨｚ、Ｗ₆₃のｆｄは３２ＭＨｚを有する。

そして、図１による本発明の実施例ではサブグループ０を除いたサブグループ１（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）、サブグループ２（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）、そしてサブグループ３（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）を選択することによって、全体の３２ＭＨｚの帯域のうち８．５ＭＨｚ〜３２ＭＨｚに最も優勢な周波数（ｆｄ）を有するウォルシュコードを使用する。

次に、このようなウォルシュコードを用いる周波数選択基底帯域の伝送方式が適用された変復調方法及び装置に対して詳細に説明する。

以下、周波数選択基底帯域を用いる変復調方法及び装置は、本発明の好ましい一実施例により拡散符号に６４個のウォルシュコードを、周波数帯域には図１の人体通信周波数帯域を使用し、図２に図示された４個のサブグループのうちサブグループ０を除いたサブグループ１（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）、サブグループ２（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）、そしてサブグループ３（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）を選択して全体の６４個のウォルシュコードのうち４８個のウォルシュコードを選択的に使用するようにする。

図３は本発明の好ましい一実施例による周波数選択変調装置を示した構成図である。

図３を参照すると、周波数選択変調装置１００は、直列‐並列変換部（Ｓｅｒｉａｌ‐Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下‘Ｓ２Ｐ’と言う）１１０と、複数のサブ周波数選択スプレッダー（１２１〜１２４）と、多数値選択部（ｄｏｍｉｎａｎｔーｖａｌｕｅ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）１３０とを含んで構成されることができる。

周波数選択変調装置１００においてＳ２Ｐ１１０は、入力される直列データを１２ビットの並列データに変換し、変換された並列データが４ビットずつ各サブ周波数選択スプレッダーの入力として出力されるようにする機能を行う。

一例として、Ｓ２Ｐ１１０は、１２Ｍｂｐｓの伝送速度で伝送するデータのビット列の入力を受けた場合、これをｂ１１〜ｂ０の１２ビット並列データに変換し、変換された並列データが１Ｍｂｐｓの速度で出力されるようにすることができる。

一方、雑音電力が強い周波数区間のウォルシュコードを使用するため、サブ周波数選択スプレッダー０（１２１）は使用しないが、サブ周波数選択スプレッダー１（１２２）は上記Ｓ２Ｐ１１０の出力のうちｂ１１〜ｂ８の４ビットの入力を受けてＷ₁₆からＷ₃₁までのウォルシュコードのうち１つを選択して６４Ｍｃｐｓの速度のＤＯ₁を出力する。

そして、サブ周波数選択スプレッダー２（１２３）は、Ｓ２Ｐ１１０の出力のうちｂ７〜ｂ４の４ビットの入力を受けてＷ₃₂からＷ₄₇までのウォルシュコードのうち１つを選択して６４Ｍｃｐｓの速度のＤＯ₂を出力し、サブ周波数選択スプレッダー３（１２４）はＳ２Ｐ１１０の出力のうちｂ３〜ｂ０の４ビットの入力を受けてＷ₄₈からＷ₆₃までのウォルシュコードのうち１つを選択して６４Ｍｃｐｓ速度のＤＯ₃を出力する。

多数値選択部１３０は、上記各サブ周波数選択スプレッダー（１２２〜１２４）から出力されるＤＯ₁、ＤＯ₂及びＤＯ₃の３ビットを夫々Ａ、Ｂ及びＣｉ（ｃａｒｒｙ ｉｎ）として入力を受け、下記の数式１によるＣｏ（Ｃａｒｒｙ ｏｕｔ）を該周波数選択変調装置１００の最終出力として算出する機能を行う。

上記数式１において、‘ｏｒ’はＯＲゲートを、‘ａｎｄ’はＡＮＤゲートを示す。

従って、周波数選択変調装置１００は上記のような構成及び構成動作に従って直列‐並列変換、周波数選択基底帯域伝送方式及び制限された数の拡散符号を用いて増加された伝送データ率を発生させることができる。

一方、周波数選択変調装置１００は、伝送データ率をさらに高めるために上記Ｓ２Ｐ１１０が１ビット追加された１３ビットで構成されるようにし、上記多数値選択部１３０から出力される値と、上記追加された１ビットとのＸＯＲ演算をした値を該周波数選択変調装置１００の最終出力値として発生させることができる。

図４は、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択変調装置１００を示した構成図である。

図４に図示されたように、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択変調装置１００は、Ｓ２Ｐ１１０、複数のサブ周波数選択スプレッダー（１２２〜１２４）、多数値選択部１３０及びＸＯＲ論理回路１４０を含んで構成されることができる。

このような周波数選択変調装置１００は、Ｓ２Ｐ１１０が、１３Ｍｂｐｓの伝送速度で直列データビット列の入力を受け、これを１Ｍｂｐｓの伝送速度を含むｂ１２〜ｂ０の１３ビット並列データに変換して出力する。

また、周波数選択変調装置１００は、図３でのように雑音電力が強い周波数区間のウォルシュコードを含むサブグループ０を使用せず、サブ周波数選択スプレッダー１、２及び３（１２２〜１２４）がＳ２Ｐ１１０の出力のうち夫々ｂ１１〜ｂ８、ｂ７〜ｂ４及びｂ３〜ｂ０の入力を受けようとする。ここで、サブ周波数選択スプレッダー１、２及び３（１２２〜１２４）の夫々は、サブグループ１、２及び３に含まれたウォルシュコードのうち１つを選択して夫々６４ＭｃｐｓのＤＯ₁、ＤＯ₂及びＤＯ₃を出力する。

そして、周波数選択変調装置１００は、上記ＤＯ₁、ＤＯ₂及びＤＯ₃が多数値選択部１３０の入力値であるＡ、Ｂ、Ｃｉとして入力されるようにし、上記数式１による出力値Ｃｏが多数値選択部１３０を通じて算出され、ＸＯＲ論理回路１４０に入力されるようにする。

ここで、ＸＯＲ論理回路１４０は、多数値選択部１３０の出力値ＣｏとＳ２Ｐ１１０の出力ｂ１２のＸＯＲ演算をし、該ＸＯＲされた値を周波数選択変調装置１００の最終出力値として発生させる。

次は、周波数選択変調装置１００に構成されるサブ周波数選択スプレッダーに対して簡単に説明する。

図５は、本発明の好ましい一実施例によるサブ周波数選択スプレッダー１２０を示した構成図である。

図５を参照すると、サブ周波数選択スプレッダーは６４ＭＨｚクロックで駆動される６ビットカウンター１２００を含み、２ビットの周波数選択制御ビットｆｓ１、ｆｓ０、下位４ビットのデータの入力ビット（ｂ₃、ｂ₂、ｂ₁、ｂ₀）、グレー（Ｇｒａｙ）インデクシングのための５個のＸＯＲ論理回路（１２０１〜１２０５）、６個のＡＮＤ論理回路（１２０６〜１２１１）、及び上記ＡＮＤ論理回路出力をＸＯＲするためのＸＯＲ論理回路１２１３を含んで構成されることができる。

ここで、２ビットの周波数選択制御ビットｆｓ１、ｆｓ０は、サブグループ別に互いに異なってセッティングされるが、サブ周波数選択スプレッダー１（１２２）（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）ではｆｓ１とｆｓ０が夫々‘０’と‘１’にセッティングされ、サブ周波数選択スプレッダー２（１２３）（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）では‘１’と‘０’に、サブ周波数選択スプレッダー３（１２４）（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）では‘１’と‘１’に夫々セッティングされる。

そして、６個のＡＮＤ論理回路（１２０６〜１２１１）は、ビットカウンター１２００の出力であるＣ₅〜Ｃ_0、周波数選択制御ビットの最上位ビットｆｓ１の出力ビット及び５個のＸＯＲ論理回路（１２０１〜１２０５）の出力ビットを夫々入力として、これをＡＮＤした値を出力する。

サブ周波数選択スプレッダー１２０は、このような構成を通じて最終的に下記数式２による出力値ＤＯｎを生成して出力する。

図６は、本発明の好ましい一実施例による周波数選択復調装置２００を示した構成図である。

図６を参照すると、周波数選択復調装置２００は、直交符号生成部２１０、３個のサブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）及び並列‐直列変換部（ＰａｒａｌｌｅｌーＳｅｒｉａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下‘Ｐ２Ｓ’と言う）２４０を含んで構成されることができる。

一方、図６において、周波数選択復調装置２００への受信信号は、不図示のフロントステージの受信信号同期部によりフレーム同期とタイミング同期が獲得された受信信号として仮定する。

ここで、直交符号生成部２１０は、上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期に合わせた４８個のウォルシュコードを生成して各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）に出力する機能を行う。特に、直交符号生成部２１０は、サブグループ１のウォルシュコード（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）をサブ周波数選択デスプレッダー１（２２１）に、サブグループ２のウォルシュコード（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）をサブ周波数選択デスプレッダー２（２２２）に、サブグループ３のウォルシュコード（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）をサブ周波数選択デスプレッダー３（２２３）に出力することができる。

各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）は、同期が一致した６４Ｍｃｐｓ伝送速度の受信信号の入力を受け、直交符号生成部２１０から提供されるウォルシュコードと受信信号の相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）値を求める。そして、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）は上記相関値を用いて変調時に使用されたウォルシュコードを検出し、検出されたウォルシュコードの４ビットインデックス値を１Ｍｂｐｓで出力する。

各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）別に詳細に説明すると、先ずサブ周波数選択デスプレッダー１（２２１）は、直交符号生成部２１０から提供される１６個のウォルシュコード（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）と受信信号の相関値を求め、該相関値を用いて変調時に使用されたウォルシュコード（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁のうち１つ）を検出した後、検出されたウォルシュコードの４ビット並列インデックス値ｂ１１〜ｂ８を１Ｍｂｐｓで出力する。

サブ周波数選択デスプレッダー２（２２２）は、１６個のウォルシュコード（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）と受信信号の相関値を求め、この値を用いて変調時に使用されたウォルシュコード（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇のうち１つ）を検出した後、該ウォルシュコードの４ビット並列インデックス値ｂ７〜ｂ４を出力し、サブ周波数選択デスプレッダー３（２２３）は、１６個のウォルシュコード（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）と受信信号の相関値を求め、この値を用いて変調時に使用されたウォルシュコード（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃のうち１つ）を検出した後、該ウォルシュコードの４ビット並列インデックス値ｂ３〜ｂ０を出力する。

Ｐ２Ｓ２４０は、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）から１２ビットのｂ１１〜ｂ０の入力を受け、これを１２Ｍｂｐｓの伝送速度を有する１ビットの周波数選択復調装置２００の出力に変換する機能を行う。

一方、周波数選択復調装置２００は、伝送データ率をより高めるための上記図４の周波数選択変調装置１００に対応して復調機能を行うことができる。

図７は、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択復調装置２００を示した構成図である。

図７を参照すると、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択復調装置２００は、直交符号生成部２１０、３個のサブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）、相関値判別部２３０及びＰ２Ｓ２４０を含んで構成されることができる。

そして、図７の周波数選択復調装置２００の受信信号は、図６でのように不図示のフロントステージの受信信号同期部によりフレーム同期とタイミング同期が獲得された受信信号として仮定する。

ここで、直交符号生成部２１０は、上記獲得されたフレーム同期及びタイミング同期に合わせた４８個のウォルシュコードを生成してサブ周波数選択デスプレッダー１、２及び３（２２１〜２２３）にサブグループ１（Ｗ₁₆〜Ｗ₃₁）、サブグループ２（Ｗ₃₂〜Ｗ₄₇）及びサブグループ３（Ｗ₄₈〜Ｗ₆₃）のウォルシュコードを出力する。

各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）は、同期が一致した６４Ｍｃｐｓ伝送速度の受信信号の入力を受け、直交符号生成部２１０から提供されるウォルシュコードと受信信号の相関値を求める。そして、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）は、上記相関値を用いて変調時に使用されたウォルシュコードを検出し、検出されたウォルシュコードの４ビットインデックス値を１Ｍｂｐｓで出力する。

即ち、サブ周波数選択デスプレッダー１、２及び３（２２１〜２２３）は、夫々サブグループ１、サブグループ２及びサブグループ３と受信信号の相関値を求め、該相関値を用いて変調時に使用されたウォルシュコードを検出した後、検出されたウォルシュコードの４ビット並列インデックス値であるｂ１１〜ｂ８、ｂ７〜ｂ４及びｂ３〜ｂ０夫々を１Ｍｂｐｓで出力する。

そして、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）は、最終選択して出力するインデックス値の相関値を相関値判別部２３０に提供する機能を行う。

ここで、相関値判別部２３０は、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）から提供される相関値に従って１Ｍｂｐｓのｂ１２をＰ２Ｓ２４０に出力する。

一例として、伝送チャンネルにおいて雑音による誤りがないと仮定し、送信ステージ、即ち、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択変調装置１００においてｂ１２が‘０’である場合、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）にて最終選択されたインデックス値の相関値は全て１６を有し、残りのインデックス値の相関値は３２を有することができる。そして、送信ステージにおいてｂ１２が‘１’である場合、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）において最終選択されたインデックス値の相関値は全て４８を有し、残りのインデックス値の相関値は３２を有することができる。

従って、相関値判別部２３０は各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）から１６の相関値が提供されると、‘０’のｂ１２をＰ２Ｓ２４０に出力し、４８の相関値が提供されると‘１’のｂ１２をＰ２Ｓ２４０に出力する。

Ｐ２Ｓ２４０は、各サブ周波数選択デスプレッダー（２２１〜２２３）と相関値判別部２３０から入力されるｂ１２〜ｂ０の並列データを、１３Ｍｂｐｓ伝送速度を有する１ビットの直列データに変換して該当周波数選択復調装置２００の最終値として出力する。

次に、このように周波数選択基底帯域を用いる周波数選択変復調装置をデジタル通信システムである人体通信システムに適用して詳細に説明する。

図８は、本発明の好ましい一実施例による周波数選択基底帯域を用いる人体通信システムを示した構成図である。

図８を参照すると、人体通信システムはＭＡＣ処理部１０、物理層モデム部２０、アナログ処理部３０、信号電極４０及び接地電極５０を含んで構成されることができる。

人体通信システムにおいて人体通信ＭＡＣ処理部１０は、ＭＡＣ送信処理機１１とＭＡＣ受信処理機１２で構成され、上位層から受けた伝送する‘データ’と、‘データ情報’（伝送速度、変調方式、ユーザＩＤ、データの長さ等）を物理層モデム内の送信部２１に伝達し、物理層モデム部２０から受信される‘データ’と‘データ情報’を上位層に伝達する役割を行う。

物理層モデム部２０は送信部２１と受信部２２に構成されるが、送信部２１は大きくプリアンブル／ヘッダー送信処理部（２１１０、２１１１、２１１２、２１１３）、データ送信処理部（２１１４、２１１５、１００）、多重化器２１１６で構成される。

ここで、プリアンブル／ヘッダー送信処理部（２１１０、２１１１、２１１２、２１１３）は、フレーム同期用プリアンブルとヘッダー情報を拡散させる機能を行うもので、プリアンブル生成器２１１０、ヘッダー生成器２１１１、ＨＣＳ生成器２１１２及び拡散器（Ｓｐｒｅａｄｅｒ）２１１３を含み、データ送信処理部（２１１４、２１１５、１００）は、人体通信を通じて伝送するデータをユーザが所望の周波数帯域において最上の周波数特性を有する拡散符号即ち、周波数選択拡散符号に拡散させる機能を行うもので、データ生成器２１１４、スクランブラー（Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）２１１５及び周波数選択変調器１００を含んで成ることができる。

特に、データ送信処理部（２１１４、２１１５、１００）において周波数選択変調器１００はデータ生成器２１１４及びスクランブラー２１１５を通じてデータスクランブリングされた１２Ｍｂｐｓまたは１３Ｍｂｐｓの直列データに対して、その実施例によって前述された図３または図４の構成及び構成動作として直列‐並列変換、周波数選択基底帯域伝送方式及び制限された数の拡散符号を用いた伝送データに変調する機能を行う。

多重化器２１１６は、プリアンブル／ヘッダー送信処理部（２１１０、２１１１、２１１２、２１１３）において拡散されたプリアンブル及びヘッダーと、データ送信処理部（２１１４、２１１５、１００）において周波数選択として変調されたデータを多重化してデジタル信号として伝送する機能を行う。

ここで、送信部２１の多重化器２１１６から伝送されるデジタル信号は、周波数選択変調器１００により基底帯域伝送が可能になり、別途のアナログ送信を処理するための構成無しでも送信／受信スイッチ３１と信号電極４０を通じて人体内に伝送される。接地電極５０は基準線電位を提供する。

次に、アナログ処理部３０は、送信部２１のデジタル信号を人体内に伝送する送信／受信スイッチ３１及び信号電極４０と、上記デジタル信号を人体から受信して物理層モデム部２０の受信部２２に提供する接地電極５０、送信／受信スイッチ３１、雑音除去フィルター３２、増幅器３３及びクロック復元／データ再整列部（ＣＤＲ：Ｃｌｏｃｋ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ＆ Ｄａｔａ Ｒｅｔｉｍｉｎｇ Ｐａｒｔ）３４を含んで構成される。

このような構成でアナログ処理部３０は信号電極４０を通じて入力された受信信号に対して、送信／受信スイッチ３１及び雑音除去フィルター３２を通じて、人体内伝送から付加された雑音が除去されるようにし、増幅器３３により所望の信号の大きさに増幅されるようにした後、クロック復元／データ再整列部３４により受信ステージクロックとのタイミング同期及び周波数オフセットが補償されるようにする。

ここで、タイミング同期及び周波数オフセットが補償された受信信号は、物理層モデム部２０の受信部２２に出力される。

物理層モデム部２０の受信部２２は大きく逆多重化器２２１０、ヘッダー受信処理部（２２１１、２２１２、２２１３）、データ受信処理部（２００、２２１４、２２１５）を含んで成ることができる。そして、受信部２２は、フレーム同期部２２１６と共通の制御信号生成部２２１７を含み、受信信号のフレーム同期を獲得し、物理層送信部２１と受信部２２に必要な共通制御信号を生成する機能を行う。

物理層モデム部２０において逆多重化器２２１０は、人体チャンネルを通じて伝達されたデジタル信号をプリアンブル、ヘッダー、データに分離する機能を行い、ヘッダー受信処理部（２２１１、２２１２、２２１３）は、分離されたヘッダーを逆拡散させて元のデータ情報を復元する機能を行うもので、逆拡散器２２１１、ＨＣＳ検査器２２１２、及びヘッダー処理機２２１３を含んで成る。

そして、データ受信処理部（２００、２２１４、２２１５）は、分離されたデータをユーザが所望の周波数帯域において最上の周波数特性を有する拡散符号に逆拡散させる機能を行うもので、周波数選択復調器２００、デスクランブラー２２１４及びデータ処理機２２１５を含んで成る。

特に、データ受信処理部（２００、２２１４、２２１５）において周波数選択復調器２００は逆多重化器２２１０を通じてデータが入力される場合、その実施例によって前述された図６または７の構成及び構成動作として周波数選択基底帯域を用いた相関値と送信時に使用された拡散符号を獲得し、最終選択されるインデックス値を１２Ｍｂｐｓまたは１３Ｍｂｐｓの直列データに復調する機能を行う。

つまり、上記で説明したように、本発明の一実施例による人体通信システムは周波数選択変調器及び復調器を構成して、データの直列‐並列変換、周波数選択基底帯域及び制限された数の拡散符号を効率的に結合して、全体のシステムのプロセシング利得を改善し、増加されたデータ伝送を行うことができる。

以上で説明した本発明は前述の実施例及び添付された図面により限定されるものではなく、本発明の技術的思想を外れない範囲内で様々な置換、変形及び変更することができるということは本発明が属する技術分野において通常の知識を持った当業者には明白なものである。

特に、本発明は周波数選択により一実施例に拡散符号を用いる場合を示しているが、他の実施例に直交符号を用いる場合も同様に適用されることができる。

Claims (15)

1. 周波数選択基底帯域を用いた周波数変調方法において、
   周波数拡散に使用される２^N（Ｎは実数）個の全体拡散符号を２^M（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の拡散符号からなる２ ^(N-M) 個のサブグループに分割することと、
   前記２ ^(N-M) 個のサブグループからＤＣ〜５ＭＨｚの区間を使用する１つのサブグループを除外して、ユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含むＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択することと、
   前記選択されたＰ個の各サブグループにＭビットの並列データを入力して、前記各サブグループにおいて２^M個の拡散符号のうち１つの拡散符号が選択されるようにすることで、全体のＰ個の拡散符号を獲得することと、
   前記獲得されたＰ個の拡散符号から多数値を選択して、前記多数値から成る伝送データを発生することと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換することをさらに含み、前記変換されたＰ＊Ｍビットの並列データのうちから順にＭビットずつの並列データを前記選択されたＰ個の各サブグループに入力することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換することと、
   前記Ｐ個のサブグループから獲得されたＰ個の拡散符号から選択される多数値と、前記Ｐ＊Ｍ＋１ビットの前記並列データのうち、前記選択された各サブグループに含まれない１ビットとのＸＯＲ演算をして伝送データを発生することと、
   をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記獲得されたＰ個の拡散符号から多数値を選択することは、
   前記獲得された各拡散符号を２個ずつ組にしてＡＮＤ演算をし、該ＡＮＤ演算した値のＯＲ演算をして、前記Ｐ個の拡散符号のＯＲ演算をした結果から最上位ビットのみを選択することを含むことを特徴とする請求項１または請求項３に記載の方法。
5. 周波数選択基底帯域を用いた、請求項１に記載された周波数変調方法により発生された伝送データを復調する周波数復調方法において、
   送信ステージから変調されたデータが伝送される場合、前記伝送データからフレーム同期とタイミング同期を獲得することと、
   前記２ ^(N-M) 個のサブグループのうち前記伝送データが変調時に使用されたＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択し、前記選択されたサブグループ別の拡散符号を前記獲得されたフレーム同期とタイミング同期に合わせることと、
   前記Ｐ個のサブグループ別拡散符号と前記伝送データの相関値を計算して、前記各サブグループにおいて変調時に選択された１つの拡散符号を検出することと、
   前記Ｐ個の各サブグループから前記検出される拡散符号のＭビットインデックス値が発生するようにし、全体のＭ＊Ｐビットの並列データを獲得することと、
   を含むことを特徴とする方法。
6. 前記Ｐ個のサブグループ別に発生する前記インデックス値の相関値によって１ビットのデータを獲得することと、
   前記獲得された１ビットのデータと、前記Ｐ個のサブグループから獲得されるＭ＊Ｐビットの並列データを合わせたＭ＊Ｐ＋１ビットの並列データを直列データに変換すること
   をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 周波数選択基底帯域を用いた周波数変調装置において、
   周波数拡散に使用される２^N（Ｎは実数）個の全体拡散符号を２^M（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の拡散符号からなる２ ^(N-M) 個のサブグループのうちユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含む１つのサブグループを含み、Ｍビットの並列データが入力される場合、該サブグループの拡散符号（２^M）のうち１つの拡散符号を選択して出力するＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブ周波数選択スプレッダーと、
   前記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーから出力されるＰ個の拡散符号において多数値を選択し、前記多数値から成る伝送データを発生する多数値選択部と、
   を含むことを特徴とする周波数変調装置。
8. 上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換し、前記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーの夫々にＭビットずつの並列データを出力して提供し、前記１ビットは前記Ｐ＊Ｍビットと別途に出力する直列‐並列変換部をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の周波数変調装置。
9. 前記多数値選択部から選択されて出力される多数値と前記直列‐並列変換部から前記別途に出力される１ビットをＸＯＲ演算するＸＯＲ論理回路をさらに含み、伝送データ率を増加させることを特徴とする請求項８に記載の周波数変調装置。
10. 前記多数値選択部は、
    前記選択されたＰ個の拡散符号を２個ずつ組にしてＡＮＤ演算をし、該ＡＮＤ演算した値のＯＲ演算をして、前記Ｐ個の拡散符号をＯＲ演算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする請求項７または請求項９に記載の周波数変調装置。
11. 周波数選択基底帯域を用いた、請求項７に記載された周波数変調装置により発生された伝送データを復調する周波数復調装置において、
    送信ステージから変調されたデータが伝送される場合、前記伝送データからフレーム同期とタイミング同期を獲得した後、前記２ ^(N-M) 個のサブグループのうち前記伝送データの変調時に使用されたＰ（Ｐは２ ^(N-M) より小さい２以上の自然数）個のサブグループを選択し、前記Ｐ個のサブグループ別拡散符号を前記獲得されたフレーム同期とタイミング同期に一致させて出力する直交符号生成器（ここで、前記Ｐ個のサブグループはユーザが所望する周波数帯域において周波数特性を有する拡散符号のみを含む）と、
    前記送信ステージから変調された伝送データが受信される場合、前記直交符号生成器から２^M個の拡散符号が提供され、前記提供を受けた拡散符号と前記伝送データの相関値を計算し、前記伝送データの前記変調時に選択されたもので判断される１つの拡散符号を検出して、前記検出された拡散符号のＭビットインデックス値を出力するＰ個のサブ周波数選択デスプレッダーと、
    前記直交符号生成器から前記Ｐ個のサブグループ別拡散符号を夫々提供を受けたＰ個の前記サブ周波数選択デスプレッダーから入力されるＰ＊Ｍビットの並列データを直列データに変換する並列‐直列変換部と
    を含むことを特徴とする周波数復調装置。
12. 前記Ｐ個のサブ周波数選択デスプレッダーから前記出力されるインデックス値の相関値の提供を受け、前記提供された相関値に従って他の１ビットのデータを出力する相関値判別部をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の周波数復調装置。
13. 前記並列‐直列変換部は、
    前記サブ周波数選択デスプレッダーから出力される前記Ｐ＊Ｍビットの並列データと共に前記相関値判別部から出力される１ビットのデータが入力される場合、前記Ｐ＊Ｍビットの並列データと前記１ビットのデータを合わせた並列データを直列データに変換することを特徴とする請求項１２に記載の周波数復調装置。
14. 前記Ｐ＊Ｍビットの並列データを直列データに変換することをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
15. 上位層から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換し、前記Ｐ個のサブ周波数選択スプレッダーの夫々に変換されたＰ＊Ｍビットの並列データのうちから順にＭビットずつの並列データを出力して提供する直列‐並列変換部をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の周波数変調装置。

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