JP5130367B2 - シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置 - Google Patents

Description

本発明は、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置に関し、特に、人体周辺の雑音電力が他の帯域に比べて集中されているＤＣから５ＭＨｚまでの周波数帯域を避け、人体が導波管の役割をして伝送される信号の強さが、人体外部に放射される信号の強さより大きい周波数帯域までの制限された周波数帯域を使って伝送データ率を増加させると共に、シンボルエラー訂正を適用して、さらに安定したデジタル通信が低電力で行われるようにするためのシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置に関する。

人体通信とは、伝導性を有する人体を通信チャンネルとして利用し、人体と連結されている機器間で信号を伝達する技術であり、個人携帯情報端末機（ＰＤＡ、ｐｅｒｓｏｎａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、携帯型パーソナルコンピューター（ｐｏｒｔａｂｌｅ ｐｅｒｓｏｎａｌ ｃｏｍｐｕｔｅｒ）、デジタルカメラ（ｄｉｇｉｔａｌ ｃａｍｅｒａ）、ＭＰ３プレーヤー（ＭＰ３ ｐｌａｙｅｒ）、携帯電話などの様々な携帯機器間の通信及びプリンター、ＴＶ、出入システムなど固定された機器との通信が、ユーザの簡単な接触だけでネットワークが構成される技術である。

現在、人体通信方法としては、制限された通過帯域（ｐａｓｓｂａｎｄ）を使用する技術と、固有のユーザＩＤを用いたスクランブリング、チャンネルコーディング、インターリービング、スプレッディングなどを利用する方法が提案されている。

しかし、このような人体通信方法は、制限された周波数帯域を使用するために多くの通信システムで使用する中心周波数（ｆｃ）を有する通過帯域を使用し、これによるデジタル−アナログ変換器、アナログ−デジタル変換器、中心周波数変換器などのアナログ送受信機を要するので、低電力化の側面から短所を有する。

また、現在の人体通信方法は、プロセス利得のための時間軸／周波数軸拡散方法を提案して、制限された周波数帯域のために伝送データ率の増加や、さらに安定したデータの送受信に有効ではないという問題点を有する。

一方、データを送受信する場合、データの伝送成功率を確認するためのエラー検出を行い、エラー検出及び訂正のためにパリティビット（Ｐａｒｉｔｙ ｂｉｔ）を利用する。

現在のデジタル通信では、送受信データのエラー訂正のための様々な線形ブロック符号が研究されている。

一般的に、ハミングコード（Ｈａｍｍｉｎｇ Ｃｏｄｅ）を含む線形ブロックコードは、ｋビットの情報ビットにｎ−ｋビットのパリティビットが追加されて、全体ｎビットのコードワードを構成する。線形ブロックコードの符号化は、ｋｘｎ次元の生成マトリックス計算によって簡単に具現され、線形ブロックコードの復合化は、（ｎ−ｋ）ｘｎ次元のパリティチェックマトリックスと受信信号とを使って１ｘ（ｎ−ｋ）次元のシンドロームを計算し、このシンドロームからエラーパターンを生成した後、該当エラーパターンと受信信号とをＸＯＲして受信信号に含まれているエラーを訂正する。

線形ブロックコードの一例として、パリティビット数を４とする場合、（１５，１１）ハミングコードが可能であり、これは、１１ビットの情報ビットに ４ビットのパリティビットが付加されて全体１５ビットが伝送され、１ビットのエラー訂正が可能である。また、短縮ビットを３とする場合、（１２，８）短縮ハミングコードが可能であり、これは、８ビットの情報ビットに４ビットのパリティビットが付加されて全体１２ビットが伝送され、１ビットのエラー訂正が可能であることが分かる。

韓国公開特許２００１-０１０２８７９号

本発明はデジタル通信、特に人体通信において、シンボルエラー訂正が適用されて、さらに安定した人体通信が低電力で具現されるようにするためのシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置を具現するためのものである。

上記した課題を解決するための手段として、本発明の一側面によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法は、周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号または直交符号を、２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成するステップと、上記生成されたサブグループのうちユーザから選択されるＰ＋Ｌ（Ｐ、Ｌは、実数）個のサブグループを採択するステップと、上記採択されたＰ個の各サブグループにＭ個のデータビットを入力して、上記各サブグループで２^Ｍ個の拡散符号のうち一つの拡散符号が選択されるようにすることにより、全体Ｐ個の拡散符号を獲得するステップと、上記採択されたＰ個のサブグループに入力されるＰ＊Ｍ個のデータビットを使ってシンボルエラー訂正のためのＬ＊Ｍ個のパリティビットを生成するステップと、上記Ｌ＊Ｍ個のパリティビットを上記Ｌ個のサブグループに入力して、上記Ｌ個のサブグループで２^Ｍ個の拡散符号のうち一つの拡散符号が選択されるようにするステップと、上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択して、上記多数値からなる伝送データを発生するステップと、を含む。

好ましくは、上記シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法は、上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換するステップをさらに含み、上記採択されたＰ個の各サブグループに上記Ｍ個の並列データビットを入力することを特徴とする。

好ましくは、上記シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法は、上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換するステップと、上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で選択される多数値と、上記Ｐ＊Ｍ＋１ビットの１ビットとをＸＯＲして伝送データを発生するステップと、をさらに含むことを特徴とする。

上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択するステップは、上記獲得された各拡散符号を２個ずつ組み合わせてＡＮＤし、上記ＡＮＤされた値をＯＲし、上記Ｐ＋Ｌ個の拡散符号を合算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする。

上記した課題を解決するための手段として、本発明の他の側面によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調方法は、周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成するステップと、送信機から変調されたデータが伝送される場合、上記伝送データからフレーム同期とタイミング同期とを獲得するステップと、上記多数のサブグループのうち上記伝送データの変調時に使われたと判断されるＰ＋Ｌ個のサブグループを選択し、上記選択されたサブグループ別拡散符号を上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期とに合わせるステップと、上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号と上記伝送データとの相関値を計算して、上記伝送データの変調時に選択されたと判断される一つの拡散符号を上記Ｐ＋Ｌ個の各サブグループ別に検出するステップと、上記Ｐ＋Ｌ個の各サブグループから上記検出される拡散符号のＭビットインデックス値が発生するようにし、上記発生による（Ｐ＋Ｌ）＊Ｍのインデックス値からパリティチェックマトリックスを使用したＬ＊Ｍ個のシンドロームを生成するステップと、上記Ｌ＊Ｍ個のシンドロームからＭ＊Ｐ個のエラーパターンを生成し、上記生成されたエラーパターンと上記Ｐ個のサブグループから発生するＭ＊Ｐのインデックス値とをＸＯＲしてシンボルエラーを訂正するステップと、上記シンボルエラーが訂正された並列データの上記Ｍ＊Ｐインデックス値を直列データに変換するステップと、を含むことを特徴とする。

好ましくは、上記シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調方法は、上記Ｐ個のサブグループ別に発生する上記インデックス値の相関値によって互いに異なる１ビットのデータを獲得するステップと、上記獲得された１ビットのデータと、上記シンボルエラーが訂正されたＭ＊Ｐの並列データとを合わせた並列データを直列データに変換するステップと、をさらに含むことを特徴とする。

上記した課題を解決するための手段として、本発明のさらに他の側面によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調装置は、周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けた多数のサブグループのうち一つのサブグループを含み、Ｍ個のデータビットが入力される場合、該当サブグループの拡散符号（２^Ｍ）のうち一つの拡散符号を選択して出力する多数のサブ周波数選択的拡散器と、上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換し、上記多数のサブ周波数選択的拡散器のうち、ユーザによって選択されるＰ個のサブ周波数選択的拡散器のそれぞれにＭ個のデータビットを出力する直列−並列変換部と、上記直列−並列変換部から上記Ｐ個のサブ周波数選択的拡散器に出力されるＰ＊Ｍ個のデータビットを獲得し、上記獲得されたＰ＊Ｍ個のデータビットからシンボルエラー訂正のためのＬ＊Ｍ個のパリティビットを生成して、Ｌ個の上記サブ周波数選択的拡散器に出力するパリティビット生成部と、上記Ｐ＋Ｌ個のサブ周波数選択的拡散器から出力されるＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択して、上記多数値からなる伝送データを発生する多数値選択部と、を含む。

上記直列−並列変換部は、上記上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換し、ユーザによって選択される上記Ｐ個のサブ周波数選択的拡散器のそれぞれにＭ個のデータビットを出力し、上記１ビットは上記Ｐ＊Ｍビットと別途に出力することを特徴とする。

好ましくは、上記シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用した周波数変復調装置は、上記多数値選択部から選択される多数値と、上記直列−並列データ部から上記別途に出力される１ビットとをＸＯＲするＸＯＲ論理回路をさらに含み、上記伝送データ率を増加させることを特徴とする。

上記多数値選択部は、上記選択されたＰ＋Ｌ個の拡散符号を２個ずつ組み合わせてＡＮＤし、上記ＡＮＤされた値をＯＲし、上記Ｐ＋Ｌ個の拡散符号を合算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする。

上記した課題を解決するための手段として、本発明のさらに他の側面によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調装置は、周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成し、送信機から変調されたデータが伝送される場合、上記伝送データからフレーム同期とタイミング同期とを獲得した後、上記多数のサブグループのうち上記伝送データの変調時に使われたと判断されるＰ＋Ｌ個のサブグループを選択し、上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号を上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期とに一致させて出力する直交符号生成器と、上記送信機から変調された伝送データが受信される場合、２^Ｍ個の拡散符号が上記直交符号生成器から提供され、上記提供された拡散符号と上記伝送データとの相関値を計算し、上記伝送データの上記変調時に選択されたと判断される一つの拡散符号を検出して、上記検出された拡散符号のＭビットインデックス値を出力する多数のサブ周波数選択的逆拡散器と、上記直交符号生成器から上記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号がそれぞれ提供されたＰ＋Ｌ個の上記サブ周波数選択的逆拡散器から（Ｐ＋Ｌ）＊Ｍのインデックス値の入力を受け、上記入力されたインデックス値からパリティチェックマトリックスを使用したＬ＊Ｍ個のシンドロームを生成するシンドローム生成部と、上記Ｌ＊Ｍ個のシンドロームからＭ＊Ｐ個のエラーパターンを生成するエラーパターン生成部と、上記Ｐ個のサブ周波数選択的逆拡散器から出力されるＭ＊Ｐのインデックス値と上記エラーパターン生成部から生成されたＭ＊Ｐ個のエラーパターンとをＸＯＲして、上記Ｍ＊Ｐのインデックス値のシンボルエラーを訂正するエラービット訂正部と、並列データである上記シンボルエラーが訂正されたＭ＊Ｐインデックス値を直列データに変換する並列−直列変換部と、を含む。

好ましくは、上記シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調装置は、上記Ｐ＋Ｌ個のサブ周波数選択的逆拡散器から上記出力されるインデックス値の相関値の提供を受け、上記提供された相関値によって互いに異なる１ビットのデータを出力する相関値判別部をさらに含むことを特徴とする。

上記並列−直列変換部は、上記エラービット訂正部から出力される上記Ｐ＊Ｍのインデックス値と共に、上記相関値判別部から出力される１ビットのデータが入力される場合、上記Ｐ＊Ｍのインデックス値と上記１ビットのデータとを合わせた並列データを直列データに変換することを特徴とする。

上記のような本発明によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置は、デジタル通信において、直列−並列変換、周波数選択的基底帯域伝送及び制限された数の拡散符号を使って全体システムのプロセス利得を改善すると共に、伝送データ率を増加させることができるという効果を有する。

また、本発明によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及びその装置は、周波数選択的基底帯域伝送方式を利用してアナログ送受信機の構成を最小化し、直並列変換によるシンボル構成時に伝送されるビットの一部に代わって、シンボルエラー訂正のためのパリティビットを追加することにより、さらに安定したデジタル通信を低電力で具現することができるという効果を有する。

本発明の好ましい一実施例による人体通信用周波数選択的基底帯域と、周波数別人体内伝達信号電力と、人体周辺の雑音電力との関係を示した図面である。 本発明の好ましい一実施例による６４ビットウォルシュ符号のサブグループを示した図面である。 本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置を示した図面である。 本発明の好ましい他の実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例によるサブ周波数選択的拡散器を示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい他の実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置を示した構成図である。 本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する人体通信システムを示した構成図である。

以下に添付した図面を参照して、本発明が属する技術分野において通常の知識を持った者が本発明を容易に実施することができる好ましい実施例を詳しく説明する。但し、本発明の好ましい実施例に対する動作原理を詳しく説明するに当たって、関連の公知機能または構成に対する具体的な説明が本発明の旨を不明確にする虞があると判断される場合は、その詳細な説明を省略する。

また、図面全体にかけて、類似した機能及び作用をする部分に対しては同一の図面符号を与える。

本発明のデジタル通信システム、特に、人体通信システムで適用可能なものとして、以下では便宜上、人体通信システムを対象として説明する。

図１は、本発明の好ましい一実施例による人体通信用周波数選択的基底帯域と、周波数別人体内伝達信号電力と、人体周辺の雑音電力との関係を示した図面である。

このような図１は、多様な測定場所で人体に誘起される干渉信号を測定した結果を示したものである。

図１に示すように、本発明の一実施例による人体通信においては、雑音電力が最大の区間であるＤＣ〜５ＭＨｚ区間と、人体外の放射信号電力が人体内伝達信号電力より大きくなる４０ＭＨｚ以上の区間を除いた５ＭＨｚ〜４０ＭＨｚまでの周波数区間内で周波数選択的基底帯域（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｂａｓｅｂａｎｄ）を使用する。

ここで、周波数選択的基底帯域とは、データのプロセス利得のために使用される全ての拡散符号のうち、ユーザ所望の周波数帯域で最も優れた周波数特性を有する拡散符号のみを使用することにより、アナログ送受信部が簡単になる基底帯域伝送を行うと共に、所望の周波数帯域とプロセス利得とを同時に獲得することができる伝送方式技術である。

そこで、図１では、その一例として、周波数選択方式が拡散符号として６４個のウォルシュ符号（Ｗａｌｓｈ Ｃｏｄｅ）を使用するようにする。６４個のウォルシュ符号は、０〜３２ＭＨｚまでの周波数帯域を６４個に分割して、順次に最も優れた周波数が均等に分布されている特性を有する。この時、６４個のウォルシュ符号を４個のサブグループに分け、最大の雑音電力の周波数帯域、即ち、ＤＣ〜５ＭＨｚ周波数帯域を使用する第一のサブグループを除いて、残りの３個の周波数帯域を使用するサブグループを選択することによって、所望の周波数帯域を使用する周波数選択的基底帯域伝送を行うことができる。

図２は、本発明の好ましい一実施例による６４ビットウォルシュ符号のサブグループを示した図面である。

図２に示すように、本発明の好ましい一実施例による拡散符号は６４個のウォルシュ符号を使用し、これを４個のサブグループに分けてそれぞれのグループが１６個のウォルシュ符号を有するようにすることができる。ここで、サブグループ０はＷ_０〜Ｗ_１５、サブグループ１はＷ_１６〜Ｗ_３１、サブグループ２はＷ_３２〜Ｗ_４７、サブグループ３はＷ_４８〜Ｗ_６３の１６個ウォルシュ符号をそれぞれ含む。

一方、Ｗ_０〜Ｗ_６３までの６４個のウォルシュ符号は、使用周波数帯域を正確に６４個に分割し、各ウォルシュ符号の最も優れた周波数（ｆｄ）が分割された周波数に順次にマッピングされるようにするという特徴を有する。

その一例として、全体ウォルシュ符号の拡散周波数帯域を３２ＭＨｚと仮定した場合、一つのウォルシュ符号の最も優れた周波数（ｆｄ）の間隔は、３２ＭＨｚ／６４で０．５ＭＨｚを有する。よって、Ｗ_１のｆｄは１ＭＨｚ、Ｗ_４８のｆｄは２４．５ＭＨｚ、Ｗ_６３のｆｄは３２ＭＨｚを有する。

そして、図１による本発明の実施例では、サブグループ０を除いたサブグループ１（Ｗ_１６〜Ｗ_３１）、サブグループ２（Ｗ_３２〜Ｗ_４７）、及びサブグループ ３（Ｗ_４８〜Ｗ_６３）を選択することにより、全体３２ＭＨｚの帯域中で８．５ＭＨｚ〜３２ＭＨｚに最も優れた周波数（ｆｄ）を有するウォルシュ符号を使用する。

次いで、このようなウォルシュ符号を使用し、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及び装置について詳しく説明する。

以下、周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及び装置は、本発明の好ましい一実施例によって拡散符号として６４個のウォルシュ符号を、周波数帯域としては図１の人体通信周波数帯域を使用し、図２に示した４個のサブグループの中でサブグループ０（Ｗ_０〜Ｗ_１５）を除いたサブグループ１（Ｗ_１６〜Ｗ_３１）、サブグループ２（Ｗ_３２〜Ｗ_４７）、及びサブグループ３（Ｗ_４８〜Ｗ_６３）を選択して、全体６４個のウォルシュ符号のうち４８個のウォルシュ符号を選択的に使用するようにする。

また、以下の周波数選択的基底帯域を使用する変復調方法及び装置は、シンボルエラー訂正のための線形ブロックコードとして、（１２，８）短縮ハミングコードを一実施例に使用するようにする。

図３は、本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置を示した図面である。

図３に示すように、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置１００は、直列−並列変換部（Ｓｅｒｉａｌ−Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、「Ｓ２Ｐ」という）１１０、多数のサブ周波数選択的拡散器１２１〜１２３、パリティビット生成部１３０、及び多数値選択部１４０を含んで構成されることができる。

周波数選択的変調装置１００においてＳ２Ｐ１１０は、入力される直列データを８ビットの並列データに変換し、変換された並列データが４ビットずつ第１サブ周波数選択的拡散器１２１と、第２サブ周波数選択的拡散器１２２との入力で出力されるようにする機能を行う。また、Ｓ２Ｐ１１０は、上記変換された８ビットの並列データｂ７〜ｂ０がパリティビット生成部１３０の入力で出力されるようにする。

その一例として、Ｓ２Ｐ１１０は、伝送するデータのビット列を８Ｍｂｐｓの伝送速度で入力される場合、これをｂ７〜ｂ０の８ビット並列データに変換し、変換された並列データが１Ｍｂｐｓの速度で出力されるようにすることができる。

周波数選択的変調装置１００において、パリティビット生成部１３０は、入力される８ビットの並列データからエラー検出及び訂正に使用される４ビットのパリティビットｐ３〜ｐ０を生成する機能を行う。

一方、周波数選択的変調装置１００は、雑音電力が強い周波数区間のウォルシュ符号Ｗ０〜Ｗ１５を使用しない。

そこで、第１サブ周波数選択的拡散器１２１は、上記Ｓ２Ｐ１１０の出力の中でｂ７〜ｂ４の４ビットの入力を受けて、Ｗ_１６〜Ｗ_３１までのウォルシュ符号のいずれか一つを選択し、６４Ｍｃｐｓ速度のＤＯ_１を出力する。そして、第２サブ周波数選択的拡散器１２２は、Ｓ２Ｐ１１０の出力の中でｂ３〜ｂ０の４ビットの入力を受けて、Ｗ_３２〜Ｗ_４７までのウォルシュ符号のいずれか一つを選択し、６４Ｍｃｐｓ速度のＤＯ_２を出力し、第３サブ周波数選択的拡散器１２３は、パリティビット生成部１３０からｐ３〜ｐ０の４ビットの入力を受けて、Ｗ_４８〜Ｗ_６３までのウォルシュ符号のいずれか一つを選択し、６４Ｍｃｐｓ速度のＤＯ_３を出力する。

多数値選択部１４０は、上記各サブ周波数選択的拡散器１２１〜１２３から出力されるＤＯ_１、ＤＯ_２及びＤＯ_３の３ビットを、それぞれＡ、Ｂ及びＣｉ（ｃａｒｒｙ ｉｎ）で入力を受けて、下記の数式１によるＣｏ（Ｃａｒｒｙ ｏｕｔ）を該当周波数選択的変調装置１００の最終出力として算出する機能を行う。

［数１］
Ｃｏ＝（Ａ ａｎｄ Ｂ）ｏｒ（Ｂ ａｎｄ Ｃｉ）ｏｒ（Ｃｉ ａｎｄ Ａ）

上記の数式１において、「ｏｒ」はＯＲゲートを、「ａｎｄ」はＡＮＤ ゲートを表す。

よって、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置１００は、上記のような構成及び構成動作によって直列−並列変換、周波数選択的基底帯域伝送方式、及び制限された数の拡散符号を使用して増加した伝送データ率を発生させると共に、周波数選択的多重伝送のための一部拡散符号グループにシンボルエラー訂正のためのパリティビットを追加して伝送することにより、受信機でこれを利用してシンボル内のエラーを訂正するようにすることができる。

一方、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置１００は、伝送データ率をさらに高めるために、上記Ｓ２Ｐ１１０が１ビット追加された９ビットで構成し、上記多数値選択部１４０から出力される値と上記追加された１ビットとをＸＯＲした値を、該当周波数選択的変調装置１００の最終出力値として発生させることができる。

図４は、本発明の好ましい他の実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調装置１００を示した構成図である。

図４に示すように、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択的変調装置１００は、Ｓ２Ｐ１１０、多数のサブ周波数選択的拡散器１２１〜１２３、パリティビット生成部１３０、多数値選択部１４０、及びＸＯＲ論理回路１５０を含んで構成されてもよい。

このような周波数選択的変調装置１００は、Ｓ２Ｐ１１０が９Ｍｂｐｓの伝送速度の直列データのビット列の入力を受けて、これを１Ｍｂｐｓの伝送速度を含むｂ８〜ｂ０の９ビット並列データに変換して出力させる。

また、周波数選択的変調装置１００は、図３のように雑音電力が強い周波数区間のウォルシュ符号を含むサブグループ０を使用せず、第１、２サブ周波数選択的拡散器１２１、１２２が上記Ｓ２Ｐ１１０の出力の中で、それぞれｂ７〜ｂ４とｂ３〜ｂ０の入力を受けるようにする。そして、周波数選択的変調装置は、パリティビット生成部１３０がＳ２Ｐ１１０の出力の中でｂ８〜ｂ０の入力を受けて、これからエラー検出及び訂正に使用される４ビットのパリティビットｐ３〜ｐ０を生成して第３サブ周波数選択的拡散器１２３に出力させる。

そこで、第１〜３サブ周波数選択的拡散器１２１〜１２３のそれぞれは、サブグループ１、２及び３に含まれたウォルシュ符号のいずれか一つを選択して、それぞれ６４ＭｃｐｓのＤＯ_１、ＤＯ_２及びＤＯ_３を出力する。

周波数選択的変調装置１００は、上記ＤＯ_１、ＤＯ_２及びＤＯ_３が多数値選択部１４０の入力値であるＡ、Ｂ、Ｃｉで入力されるようにし、上記数式１による出力値Ｃｏが多数値選択部１４０を介して算出され、ＸＯＲ論理回路１５０に入力されるようにする。

そこで、ＸＯＲ論理回路１５０は、多数値選択部１４０の出力値ＣｏにＳ２Ｐ１１０の出力ｂ８をＸＯＲし、該当ＸＯＲされた値を周波数選択的変調装置１００の最終出力値として発生させる。

次いで、周波数選択的変調装置１００に構成されるサブ周波数選択的拡散器について簡単に説明する。

図５は、本発明の好ましい一実施例によるサブ周波数選択的拡散器を示した構成図である。

図５を参照すると、サブ周波数選択的拡散器１２０は、６４ＭＨｚクロックで駆動される６ビットカウンタ１２００を含み、２ビットの周波数選択制御ビットｆｓ１、ｆｓ０、下位４ビットのデータ入力ビットｂ_３、ｂ_２、ｂ_１、ｂ_０、グレー（Ｇｒａｙ）インデックスのための５個のＸＯＲ論理回路１２０１〜１２０５、６個のＡＮＤ論理回路１２０６〜１２１１、及び上記ＡＮＤ論理回路出力をＸＯＲするためのＸＯＲ論理回路１２１３を含んで構成されてもよい。

ここで、２ビットの周波数選択制御ビットｆｓ１、ｆｓ０は、サブグループ別に互いに異なるようにセッティングされるが、第１サブ周波数選択的拡散器１２１（Ｗ_１６〜Ｗ_３１）では、ｆｓ１とｆｓ０がそれぞれ「０」と「１」とにセッティングされ、第２サブ周波数選択的拡散器１２２（Ｗ_３２〜Ｗ_４７）では「１」と「０」に、第３サブ周波数選択的拡散器１２３（Ｗ_４８〜Ｗ_６３）では「１」と「１」とにそれぞれセッティングされる。

また、６個のＡＮＤ論理回路１２０６〜１２１１は、６ビットカウンタ１２００の出力であるＣ_５〜Ｃ_０、周波数選択制御ビットの最上位ビットｆｓ１の出力ビット、及び５個のＸＯＲ論理回路１２０１〜１２０５の出力ビットをそれぞれ入力し、これをＡＮＤした値を出力する。

サブ周波数選択的拡散器１２０は、このような構成から、最終的に下記の数式２による出力値ＤＯｎを生成して出力する。

［数２］
ＤＯｎ＝（ｆｓ１ ａｎｄ Ｃ_０）ｘｏｒ［（ｆｓ１ ｘｏｒ ｆｓ０） ａｎｄ Ｃ_１］ｘｏｒ［（ｆｓ０ ｘｏｒ ｂ_３）ａｎｄ Ｃ_２］ｘｏｒ ［（ｂ_３ ｘｏｒ ｂ_２）ａｎｄ Ｃ_３］ｘｏｒ［（ｂ_２ ｘｏｒ ｂ_１） ａｎｄ Ｃ_４］ｘｏｒ［（ｂ_１ ｘｏｒ ｂ_０）ａｎｄ Ｃ_５］

図６は、本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置２００を示した構成図である。

図６を参照すると、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置２００は、直交符号生成部２１０、３つのサブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３、シンドローム生成部２４０、エラーパターン生成部２５０、エラービット訂正部２６０、及び並列−直列変換部（Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｓｅｒｉａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、「Ｐ２Ｓ」という）２７０を含んで構成されてもよい。

一方、図６において、周波数選択的復調装置２００への受信信号は、図示していない前端の受信信号同期部によってフレーム同期とタイミング同期とが獲得された受信信号であると仮定する。

そこで、直交符号生成部２１０は、上記獲得されたフレーム同期とタイミング同期とに合わせた４８個のウォルシュ符号を生成して、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３に出力する機能を行う。特に、直交符号生成部２１０は、サブグループ１のウォルシュ符号Ｗ_１６〜Ｗ_３１を第１サブ周波数選択的逆拡散器２２１に、サブグループ２のウォルシュ符号Ｗ_３２〜Ｗ_４７を第２サブ周波数選択的逆拡散器２２２に、サブグループ３のウォルシュ符号Ｗ_４８〜Ｗ_６３を第３サブ周波数選択的逆拡散器２２３に出力することができる。

各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、同期が一致した６４Ｍｃｐｓの伝送速度の受信信号の入力を受け、直交符号生成部２１０から提供されるウォルシュ符号と受信信号との相関値を求める。そして、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、上記相関値を利用して変調時に使われたウォルシュ符号を検出し、検出されたウォルシュ符号の４ビットインデックス値を１Ｍｂｐｓで出力する。

各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３別に詳しくみると、先ず、第１サブ周波数選択的逆拡散器２２１は、直交符号生成部２１０から提供される １６個のウォルシュ符号Ｗ_１６〜Ｗ_３１と受信信号との相関値を求め、該当相関値を利用して変調時に使われたウォルシュ符号（Ｗ_１６〜Ｗ_３１のいずれか一つ）を検出した後、検出されたウォルシュ符号の４ビット並列インデックス値ｂ_７〜ｂ_４を１Ｍｂｐｓで出力する。

第２サブ周波数選択的逆拡散器２２２は、１６個のウォルシュ符号Ｗ_３２〜Ｗ_４７と受信信号との相関値を求め、この値を利用して変調時も使われたウォルシュ符号Ｗ_３２〜Ｗ_４７のいずれか一つ）を検出した後、該当ウォルシュ符号の４ビット並列インデックス値ｂ３〜ｂ０を出力し、第３サブ周波数選択的逆拡散器２２３は、１６個のウォルシュ符号Ｗ_４８〜Ｗ_６３と受信信号との相関値を求め、この値を利用して変調時に使われたウォルシュ符号（Ｗ_４８〜Ｗ_６３のいずれか一つ）を検出した後、該当ウォルシュ符号の４ビット並列インデックス値ｐ３〜ｐ０を出力する。

シンドローム生成部２４０は、上記それぞれのサブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３から出力されるインデックス値、即ち、ｄ_７〜ｄ_０とｐ３〜ｐ０との１２ビットを利用してパリティチェックマトリックスを使用したシンドローム４ビットｓ３〜ｓ０を生成する機能を行う。

エラーパターン生成部２５０は、シンドローム生成部２４０から生成されたシンドローム４ビットを利用してエラーパターン８ビットｅ７〜ｅ０を生成する機能を行う。ここで、エラーパターン８ビットは、現在シンボルに含まれているエラービットに「１」と表示されるための値である。

エラービット訂正部２６０は、第１、２サブ周波数選択的逆拡散器２２１、２２２から出力される８ビットｄ７〜ｄ０と、エラーパターン生成部２５０から出力されるエラーパターン８ビットｅ７〜ｅ０とをＸＯＲし、周波数選択的変調装置１００から伝送されたデータシンボルに含まれたエラーを訂正する機能を行う。そこで、エラービット訂正部２６０は、シンボルエラーが訂正された８ビットのｕ７〜ｕ０を出力する。

Ｐ２Ｓ２７０は、エラービット訂正部２６０から８ビットのｕ７〜ｕ０の入力を受けて、これを８Ｍｂｐｓの伝送速度を有する１ビットの周波数選択的復調装置２００の出力に変換する機能を行う。

一方、周波数選択的復調装置２００は、伝送データ率をより高めるための上記図４の周波数選択的変調装置１００に対応して復調機能を行うことができる。

図７は、本発明の好ましい他の実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置２００を示した構成図である。

図７を参照すると、本発明の好ましい他の実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調装置２００は、直交符号生成部２１０、３つのサブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３、相関値判別部２３０、シンドローム生成部２４０、エラーパターン生成部２５０、エラービット訂正部２６０、及びＰ２Ｓ２７０を含んで構成されてもよい。

また、図７の周波数選択的復調装置２００の受信信号は、図６のように、図示していない前端の受信信号同期部によってフレーム同期とタイミング同期とが獲得された受信信号であると仮定する。

そこで、直交符号生成部２１０は、上記獲得されたフレーム同期及びタイミング同期に合わせた４８個のウォルシュ符号を生成して、第１〜３サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３にサブグループ１（Ｗ_１６〜Ｗ_３１）、サブグループ２（Ｗ_３２〜Ｗ_４７）、及びサブグループ３（Ｗ_４８〜Ｗ_６３）のウォルシュ符号を出力する。

各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、同期が一致した６４Ｍｃｐｓ伝送速度の受信信号の入力を受けて、直交符号生成部２１０から提供されるウォルシュ符号と受信信号との相関値を求める。そして、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、上記相関値を利用して変調時に使われたウォルシュ符号を検出し、検出されたウォルシュ符号の４ビットインデックス値を１Ｍｂｐｓで出力する。

即ち、第１〜３サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、それぞれサブグループ１、サブグループ２、及びサブグループ３と受信信号との相関値を求め、該当相関値を利用して変調時に使われたウォルシュ符号を検出した後、検出されたウォルシュ符号の４ビット並列インデックス値であるｂ７〜ｂ４、ｂ３〜ｂ０、及びｐ３〜ｐ０それぞれを１Ｍｂｐｓで出力する。

なお、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３は、最終選択して出力するインデックス値の相関値を相関値判別部２３０に提供する機能を行う。

そこで、相関値判別部２３０は、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３から提供される相関値によって、１Ｍｂｐｓのｕ８をＰ２Ｓ２７０に出力する。

その一例として、伝送チャンネルで雑音によるエラーがないと仮定して、送信機、即ち、本発明の好ましい他の実施例による周波数選択的変調装置１００でｕ８が「０」である場合、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３で最終選択されたインデックス値の相関値は、全て１６であり、残りのインデックス値の相関値は、３２であってもよい。また、送信機でｕ８が「１」である場合、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３で最終選択されたインデックス値の相関値は、全て４８であり、残りのインデックス値の相関値は、３２であってもよい。

よって、相関値判別部２３０は、各サブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３から１６の相関値が提供されると、「０」のｕ８をＰ２Ｓ２７０に出力し、４８の相関値が提供されると、「１」のｕ８をＰ２Ｓ２７０に出力する。

シンドローム生成部２４０は、上記それぞれのサブ周波数選択的逆拡散器２２１〜２２３から出力されるインデックス値、即ち、ｄ７〜ｄ０とｐ３〜ｐ０の１２ビットを利用してパリティチェックマトリックスを使用したシンドローム４ビットｓ３〜ｓ０を生成し、エラーパターン生成部２５０は、シンドローム生成部２４０から生成されたシンドローム４ビットを利用してエラーパターン ８ビットｅ７〜ｅ０を生成する機能を行う。ここで、エラーパターン８ビットは、現在シンボルに含まれているエラービットに「１」と表示されるための値である。

エラービット訂正部２６０は、第１、２サブ周波数選択的逆拡散器２２１、２２２から出力される８ビットｄ７〜ｄ０と、エラーパターン生成部２５０から出力されるエラーパターン８ビットｅ７〜ｅ０とをＸＯＲし、周波数選択的変調装置１００から伝送されたデータシンボルに含まれたエラーを訂正する機能を行う。そこで、エラービット訂正部２６０は、シンボルエラーが訂正された８ビットのｕ７〜ｕ０を出力する。

Ｐ２Ｓ２７０は、エラービット訂正部２６０から８ビットのｕ７〜ｕ０と、相関値判別部２３０から１ビットのｕ８との入力を受けて、これを９Ｍｂｐｓの伝送速度を有する１ビットの周波数選択的復調装置２００の出力に変換する機能を行う。

次いで、このように周波数選択的基底帯域を使用するシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変復調装置を、デジタル通信システムである人体通信システムに適用して詳しく説明する。

図８は、本発明の好ましい一実施例によるシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する人体通信システムを示した構成図である。

図８を参照すると、人体通信システムは、ＭＡＣ処理部１０、物理階層モデム部２０、アナログ処理部３０、信号電極４０、及び接地電極５０を含んで構成されてもよい。

人体通信システムにおいて、人体通信ＭＡＣ処理部１０は、ＭＡＣ送信処理器１１とＭＡＣ受信処理器１２とで構成され、上位階層から受けた伝送する「データ」と「データ情報」（伝送速度、変調方式、ユーザＩＤ、データの長さ等）を物理階層モデム内の送信部に伝達し、物理階層モデム部２０から受信される「データ」と「データ情報」とを上位階層に伝達する役割を行う。

物理階層モデム部２０は、送信部と受信部２２とで構成され、送信部は、大きくプリアンブル／ヘッダー送信処理部２１１０、２１１１、２１１２、２１１３、データ送信処理部２１１４、２１１５、１００、多重化器２２１６で構成される。

ここで、プリアンブル／ヘッダー送信処理部２１１０、２１１１、２１１２、２１１３は、フレーム同期用プリアンブルとヘッダー情報とを拡散させる機能を行うものであって、プリアンブル生成器２１１０、ヘッダー生成器２１１１、ＨＣＳ生成器２１１２、及び拡散器（Ｓｐｒｅａｄｅｒ）２１１３を含み、データ送信処理部２１１４、２１１５、１００は、人体通信を介して伝送するデータを、ユーザ所望の周波数帯域で最上の周波数特性を有する拡散符号、即ち、周波数選択的拡散符号で拡散させる機能を行うものであり、データ生成器２１１４、スクランブラ（Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）２１１５、及びシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調器１００を含んでなる。

特に、データ送信処理部２１１４、２１１５、１００において、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調器１００は、データ生成器２１１４、及びスクランブラ２１１５を介してデータスクランブルされた８Ｍｂｐｓまたは９Ｍｂｐｓの直列データに対して、その実施例によって前述した、図３または図４の構成及び構成動作で直列−並列変換、周波数選択的基底帯域伝送方式、及び制限された数の拡散符号を利用した伝送データに変調する機能を行う。ここで、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的変調器１００は、一部拡散符号グループに、エラー検出及び訂正に使用される４ビットのパリティビットを追加させる上記伝送データの変調を行うことができる。

多重化器２２１６は、プリアンブル／ヘッダー送信処理部２１１０、２１１１、２１１２、２１１３で拡散されたプリアンブル及びヘッダーと、データ送信処理部２１１４、２１１５、１００で周波数選択的に変調されたデータとを多重化してデジタル信号として伝送する機能を行う。

そこで、送信部の多重化器２２１６から伝送されるデジタル信号は、周波数選択的変調器１００によって基底帯域伝送が可能となり、別途のアナログ送信処理のための構成がなくても、送信／受信スイッチ３１と信号電極４０とを介して人体内に伝送される。接地電極５０は、基準線電位を提供する。

次に、アナログ処理部３０は、送信部のデジタル信号を人体内に伝送する送信／受信スイッチ３１及び信号電極４０と、上記デジタル信号を人体から受信して物理階層モデム部の受信部２２に提供する接地電極５０、送信／受信スイッチ３１、雑音除去フィルター３２、増幅器３３、及びクロック復元／データ再整列部（ＣＤＲ：Ｃｌｏｃｋ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ＆ Ｄａｔａ Ｒｅｔｉｍｉｎｇ Ｐａｒｔ）３４を含んで構成される。

このような構成で、アナログ処理部３０は、信号電極４０を介して入力された受信信号に対して、送信／受信スイッチ３１及び雑音除去フィルター３２を介して人体内の伝送から付加された雑音を除去し、増幅器３３によって所望の信号の大きさに増幅した後、クロック復元／データ再整列部３４によって受信機クロックとのタイミング同期及び周波数オフセットが補償されるようにする。

ここで、タイミング同期及び周波数オフセットが補償された受信信号は、物理階層モデム部２０の受信部２２に出力される。

物理階層モデム部２０の受信部２２は、大きく逆多重化器２２１０、ヘッダー受信処理部２２１１、２２１２、２２１３、データ受信処理部２００、２２１３、２２１５を含んでなる。そして、受信部２２は、フレーム同期部２２１６と共通制御信号生成部２２１７とを含み、受信信号のフレーム同期を獲得し、物理階層伝送部と受信部２２とに必要な共通制御信号を生成する機能を行う。

物理階層モデム部２０において、逆多重化器２２１０は、人体チャンネルを介して伝達されたデジタル信号をプリアンブル、ヘッダー、データに分離する機能を行い、ヘッダー受信処理部２２１１、２２１２、２２１３は、分離されたヘッダーを逆拡散させて元のデータ情報を復旧する機能を行うものであって、逆拡散器２２１１、ＨＣＳ検査器２２１２、及びヘッダー処理器２２１３を含んでなる。

また、データ受信処理部２００、２２１３、２２１５は、分離されたデータをユーザ所望の周波数帯域で最上の周波数特性を有する拡散符号で逆拡散させる機能を行うものであって、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調器２００、デスクランブラ２２１４、及びデータ処理器２２１５を含んでなる。

特に、データ受信処理部２００、２２１３、２２１５において、シンボルエラー訂正が可能な周波数選択的復調器２００は、逆多重化器２２１０を介してデータが入力される場合、その実施例によって、前述した図６または７の構成及び構成動作で、周波数選択的基底帯域を利用した相関値と送信時に使われた拡散符号とを獲得し、最終的に選択されるインデックス値を利用して入力データシンボルに含まれたエラーを訂正した後、該当エラー訂正されたデータを８Ｍｂｐｓまたは９Ｍｂｐｓの直列データに復調する機能を行う。

つまり、上記説明のように、本発明の一実施例による人体通信システムは、周波数選択的変調器及び復調器を構成し、データの直列−並列変換、周波数選択的基底帯域及び制限された数の拡散符号を有効に結合して、全体システムのプロセス利得を改善し、伝送データ率を増加させることができると共に、送信機において、一部拡散符号グループにシンボルエラー訂正のためのパリティビットを追加して、受信機においてこれを使ってシンボル内のエラーを訂正することにより、劣れた人体通信チャンネル環境下でも、さらに安定した通信を行うことができる。

以上で説明した本発明は、前述した実施例及び添付した図面によって限定されるものではなく、本発明の技術的思想を外れない範囲内において様々な置換、変形及び変更が可能であるということは、本発明が属する技術分野で通常の知識を持った当業者にとって自明である。

特に、本発明は周波数選択のために一実施例で拡散符号を使用する場合を示しているが、他の実施例で直交符号を使用する場合も同様に適用することができる。

Claims (13)

1. 周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号または直交符号を、２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成するステップと、
   前記生成されたサブグループのうちユーザから選択されるＰ＋Ｌ（Ｐ、Ｌは、実数）個のサブグループを採択するステップと、
   前記採択されたＰ個の各サブグループにＭ個のデータビットを入力して、前記各サブグループで２^Ｍ個の拡散符号のうち一つの拡散符号が選択されることにより、全体Ｐ個の拡散符号を獲得するステップと、
   前記採択されたＰ個のサブグループに入力されるＰ＊Ｍ個のデータビットを使ってシンボルエラー訂正のためのＬ＊Ｍ個のパリティビットを生成するステップと、
   前記Ｌ＊Ｍ個のパリティビットを前記Ｌ個のサブグループに入力して、前記Ｌ個のサブグループで２^Ｍ個の拡散符号のうち一つの拡散符号が選択されるようにするステップと、
   前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択して、前記多数値からなる伝送データを発生するステップと、を含むシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法。
2. 上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換するステップをさらに含み、前記採択されたＰ個の各サブグループに前記Ｍ個の並列データビットを入力することを特徴とする請求項１に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法。
3. 上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換するステップと、
   前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で選択される多数値と、前記Ｐ＊Ｍ＋１ビットの１ビットとをＸＯＲして伝送データを発生するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法。
4. 前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループから獲得されたＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択するステップは、
   前記獲得された各拡散符号を２個ずつ組み合わせてＡＮＤし、前記ＡＮＤされた値をＯＲし、前記Ｐ＋Ｌ個の拡散符号を合算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする請求項１に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調方法。
5. 周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成するステップと、
   送信機から変調されたデータが伝送される場合、前記伝送データからフレーム同期とタイミング同期とを獲得するステップと、
   前記多数のサブグループのうち前記伝送データの変調時に使われたと判断されるＰ＋Ｌ個のサブグループを選択し、前記選択されたサブグループ別拡散符号を前記獲得されたフレーム同期とタイミング同期とに合わせるステップと、
   前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号と前記伝送データとの相関値を計算して、前記伝送データの変調時に選択されたと判断される一つの拡散符号を前記 Ｐ＋Ｌ個の各サブグループ別に検出するステップと、
   前記Ｐ＋Ｌ個の各サブグループから前記検出される拡散符号のＭビットインデックス値が発生するようにし、前記発生による（Ｐ＋Ｌ）＊Ｍのインデックス値からパリティチェックマトリックスを使用したＬ＊Ｍ個のシンドロームを生成するステップと、
   前記Ｌ＊Ｍ個のシンドロームからＭ＊Ｐ個のエラーパターンを生成し、前記生成されたエラーパターンと前記Ｐ個のサブグループから発生するＭ＊Ｐのインデックス値とをＸＯＲしてシンボルエラーを訂正するステップと、
   前記シンボルエラーが訂正された並列データの前記Ｍ＊Ｐインデックス値を直列データに変換するステップと、を含むシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調方法。
6. 前記Ｐ個のサブグループ別に発生する前記インデックス値の相関値によって互いに異なる１ビットのデータを獲得するステップと、
   前記獲得された１ビットのデータと、前記シンボルエラーが訂正されたＭ＊Ｐの並列データとを合わせた並列データを直列データに変換するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調方法。
7. 周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けた多数のサブグループのうち一つのサブグループを含み、Ｍ個のデータビットが入力される場合、該当サブグループの拡散符号（２^Ｍ）のうち一つの拡散符号を選択して出力する多数のサブ周波数選択的拡散器と、
   上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍビットの並列データに変換し、前記多数のサブ周波数選択的拡散器のうち、ユーザによって選択されるＰ個のサブ周波数選択的拡散器のそれぞれにＭ個のデータビットを出力する直列−並列変換部と、
   前記直列−並列変換部から前記Ｐ個のサブ周波数選択的拡散器に出力されるＰ＊Ｍ個のデータビットを獲得し、前記獲得されたＰ＊Ｍ個のデータビットからシンボルエラー訂正のためのＬ＊Ｍ個のパリティビットを生成して、Ｌ個の前記サブ周波数選択的拡散器に出力するパリティビット生成部と、
   前記Ｐ＋Ｌ個のサブ周波数選択的拡散器から出力されるＰ＋Ｌ個の拡散符号で多数値を選択して、前記多数値からなる伝送データを発生する多数値選択部と、を含むシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調装置。
8. 前記直列−並列変換部は、
   前記上端部から提供される直列データをＰ＊Ｍ＋１ビットの並列データに変換し、ユーザによって選択される前記Ｐ個のサブ周波数選択的拡散器のそれぞれにＭ個のデータビットを出力し、前記１ビットは前記Ｐ＊Ｍビットと別途に出力することを特徴とする請求項７に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調装置。
9. 前記多数値選択部から選択される多数値と、前記直列−並列変換部から前記別途に出力される１ビットとをＸＯＲするＸＯＲ論理回路をさらに含み、伝送データ率を増加させることを特徴とする請求項８に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調装置。
10. 前記多数値選択部は、
    前記選択されたＰ＋Ｌ個の拡散符号を２個ずつ組み合わせてＡＮＤし、前記ＡＮＤされた値をＯＲし、前記Ｐ＋Ｌ個の拡散符号を合算した結果から最上位ビットのみを選択することを特徴とする請求項７に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数変調装置。
11. 周波数拡散に使用される２^Ｎ（Ｎは、実数）個の全体拡散符号を２^Ｍ（Ｍ＜Ｎ、Ｍは実数）個の数字単位で分けて多数のサブグループを生成し、送信機から変調されたデータが伝送される場合、前記伝送データからフレーム同期とタイミング同期とを獲得した後、前記多数のサブグループのうち前記伝送データの変調時に使われたと判断されるＰ＋Ｌ個のサブグループを選択し、前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号を前記獲得されたフレーム同期とタイミング同期とに一致させて出力する直交符号生成器と、
    前記送信機から変調された伝送データが受信される場合、２^Ｍ個の拡散符号が前記直交符号生成器から提供され、前記提供された拡散符号と前記伝送データとの相関値を計算し、前記伝送データの前記変調時に選択されたと判断される一つの拡散符号を検出して、前記検出された拡散符号のＭビットインデックス値を出力する多数のサブ周波数選択的逆拡散器と、
    前記直交符号生成器から前記Ｐ＋Ｌ個のサブグループ別拡散符号がそれぞれ提供されたＰ＋Ｌ個の前記サブ周波数選択的逆拡散器から（Ｐ＋Ｌ）＊Ｍのインデックス値の入力を受け、前記入力されたインデックス値からパリティチェックマトリックスを使用したＬ＊Ｍ個のシンドロームを生成するシンドローム生成部と、
    前記Ｌ＊Ｍ個のシンドロームからＭ＊Ｐ個のエラーパターンを生成するエラーパターン生成部と、
    前記Ｐ個のサブ周波数選択的逆拡散器から出力されるＭ＊Ｐのインデックス値と前記エラーパターン生成部から生成されたＭ＊Ｐ個のエラーパターンとをＸＯＲして、前記Ｍ＊Ｐのインデックス値のシンボルエラーを訂正するエラービット訂正部と、
    並列データである前記シンボルエラーが訂正されたＭ＊Ｐインデックス値を直列データに変換する並列−直列変換部と、を含むシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調装置。
12. 前記Ｐ＋Ｌ個のサブ周波数選択的逆拡散器から前記出力されるインデックス値の相関値の提供を受け、前記提供された相関値によって互いに異なる１ビットのデータを出力する相関値判別部をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調装置。
13. 前記並列−直列変換部は、
    前記エラービット訂正部から出力される前記Ｐ＊Ｍのインデックス値と共に、前記相関値判別部から出力される１ビットのデータが入力される場合、前記Ｐ＊Ｍのインデックス値と前記１ビットのデータとを合わせた並列データを直列データに変換することを特徴とする請求項１２に記載のシンボルエラー訂正が可能な周波数選択的基底帯域を使用する周波数復調装置。

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