CN101842989A - 使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法 - Google Patents

使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101842989A
CN101842989A CN200880113839A CN200880113839A CN101842989A CN 101842989 A CN101842989 A CN 101842989A CN 200880113839 A CN200880113839 A CN 200880113839A CN 200880113839 A CN200880113839 A CN 200880113839A CN 101842989 A CN101842989 A CN 101842989A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
data
bit
spreading code
symbol error
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN200880113839A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101842989B (zh
Inventor
林寅基
朴炯一
姜盛元
姜泰旭
黄正焕
金景洙
金整范
刑昌熙
朴德根
金圣恩
金真庆
朴基赫
金赫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Original Assignee
Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI filed Critical Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Publication of CN101842989A publication Critical patent/CN101842989A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101842989B publication Critical patent/CN101842989B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H04J13/0048—Walsh
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H04L1/0042—Encoding specially adapted to other signal generation operation, e.g. in order to reduce transmit distortions, jitter, or to improve signal shape

Abstract

提供了使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法和设备。所述使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率调制方法包括：通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码或正交码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码或正交码，来生成多个子组；选择在所生成的子组之中选择的(P+L)(P和L为实数)个子组；通过将M个数据比特输入到所选择的P个子组中的每一个、从而在每一个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码，来获取P个扩频码；通过使用输入到所选择的P个子组的P×M个数据比特来生成用于码元误差纠正的L×M个奇偶比特；通过将L×M个奇偶比特输入到L个子组来在L个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码；以及在从(P+L)个子组获取的(P+L)个扩频码之中选择主导值，以生成包括所述主导值的传送数据。相应地，可能增加整个系统的处理增益，增加传送数据速率，并且实现具有低功耗的更加稳定的数字通信。

Description

使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法
技术领域
本发明涉及使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法以及设备，并更具体地，涉及以下使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法和设备，该方法和设备能够通过使用排除了其中集中了人体附近的噪声功率的DC到5MHz的频带的、其中通过作为波导的人体而传播的人体内(internal-human-body)传送信号的幅度大于人体外(external-human-body)辐射信号的幅度的有限频带，利用码元误差纠正处理的适用来增加传送数据速率并且实现具有低功耗的更加稳定的数字通信。
与本发明相关的工作部分地得到MIC/IITA的IT R&D计划[2006-S-072-02，Controller SoC for Human Body Communications(用于人体通信的控制器SoC)]的支持。
背景技术
人体通信是用于通过将具有传导性的人体用作通信信道、来在连接到人体的设备之间传送信号的技术。在人体通信技术中，到各种便携式设备(诸如，个人数字助理(PDA)、便携式个人计算机、数字相机、MP3播放器、和移动电话)的通信网络、或到固定类型设备(诸如，打印机、TV、和入口系统)的通信网络可以通过用户简单地接触所述设备来实现。
作为现有的人体通信方法，已经提出了使用有限通带的方法、使用利用用户的唯一ID进行加扰的方法、使用信道编码的方法、使用交织的方法、和使用扩频的方法等。
在现有的人体通信方法中，需要使用具有用于大多数通信系统的中心频率fc的通带，以便使用有限频带。因此，需要向模拟传送和接收级提供数模转换器、模数转换器、和中心频率转换器等。相应地，现有的人体通信方法在低功耗方面具有问题。
另外，最近，已经提出了使用用于增加处理增益的时域/频域扩频方案的人体通信方法。然而，由于有限频带，所以人体通信方法在增加传送数据速率和稳定数据通信效率方面具有问题。
另一方面，在传送或接收数据的情况下，执行误差检测，从而检查数据传送成功率。在此情况下，奇偶比特(parity bit)用于误差检测和纠正。
在当前的数字通信中，已经研究了用于误差纠正的各种线性块码。
一般来说，在包括汉明码的线性块码中，将(n-k)个奇偶比特添加到k个信息比特，使得所述线性块码构成总共具有n个比特的码字。可以通过计算(k×n)维生成矩阵来简单地实现线性块码的编码。另外，在线性块码的解码中，通过使用((n-k)×n)维奇偶校验矩阵和接收信号来计算(1×(n-k))维校正子比特(syndrome bit)，根据所述校正子比特来生成误差图案比特，并且对所述误差图案比特和接收信号执行异或运算，从而纠正在接收信号中包括的误差。
作为线性块码的示例，在将奇偶比特的数目设置为4的情况下，(15，11)汉明码可用。在此情况下，将所述4个奇偶比特添加到11个信息比特，使得总共传送15个比特，并且可以执行1比特误差纠正。另外，在将奇偶比特的数目设置为3(缩减的奇偶比特)的情况下，(12，8)缩减汉明码可用。在此情况下，将4个奇偶比特添加到8个信息比特，使得总共传送12个比特，并且也可以执行1比特误差纠正。
发明内容
技术问题
本发明提供了在数字通信中(具体地，在人体通信中)使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法和设备，所述方法和设备能够通过码元误差纠正处理的适用来实现具有低功耗的更加稳定的人体通信。
技术方案
根据本发明的一方面，提供了一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率调制方法，包括：通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码或正交码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码或正交码，来生成多个子组；在所生成的子组之中选择(P+L)(P和L为实数)个子组；通过将M个数据比特输入到所选择的P个子组中的每一个、从而在每一个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码，来获取P个扩频码；通过使用输入到所选择的P个子组的P×M个数据比特来生成用于码元误差纠正的L×M个奇偶比特；通过将L×M个奇偶比特输入到L个子组来在L个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码；以及在从(P+L)个子组获取的(P+L)个扩频码之中选择主导值，以生成包括所述主导值的传送数据。
在本发明的以上方面中，该码元误差能纠正频率调制方法还可以包括：将从上层提供的串行数据转换为P×M比特并行数据，其中将M个并行数据比特输入到所选择的P个子组。
另外，该码元误差能纠正频率调制方法还可以包括：将从上层提供的串行数据转换为(P×M+1)比特并行数据；以及通过对从获取自所述(P+L)个子组的(P+L)个扩频码中选择的主导值和(P×M+1)个比特中的一个比特执行异或运算，而生成传送数据。
另外，在所述在从(P+L)个子组获取的(P+L)个扩频码之中选择主导值的步骤中，可以对所获取的(P+L)个扩频码之中的两个扩频码的组执行与运算，可以对与运算的结果值执行或运算，并可以从用于(P+L)个扩频码的或运算的结果值中仅选择最高有效位。
根据本发明的另一方面，提供了一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率解调方法，包括：通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码，来生成多个子组；当从传送级传送调制后的数据时，从传送数据中获取帧同步和定时同步；在所述多个子组之中选择被确定为用于调制传送数据的(P+L)个子组，并且利用所述帧同步和定时同步来同步所选择的子组的扩频码；计算(P+L)个子组的扩频码和传送数据之间的相关值，并且从所述(P+L)个子组中的每一个中检测被确定为为了调制传送数据而选择的一个扩频码；生成所述(P+L)个子组中的每一个的所检测扩频码的M比特索引值，并且通过使用奇偶校验矩阵而根据所生成的(P+L)×M个索引值来生成L×M个校正子比特；根据所述L×M个校正子比特来生成M×P个误差图案比特，并且对所生成的误差图案比特和根据P个子组而生成的M×P个索引值执行异或运算，以纠正码元误差；以及将码元误差纠正后的并行数据的M×P个索引值转换为串行数据。
在本发明的以上方面中，该码元误差能纠正频率解调方法还可以包括：根据各个P个子组生成的索引值的相关值来获取1比特数据；以及通过添加所获取的1比特数据和码元误差纠正后的M×P比特并行数据来获得并行数据，并且将该并行数据转换为串行数据。
根据本发明的又一方面，提供了一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率调制设备，包括：多个子频率选择性扩频器，其每一个包括通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码而生成的多个子组之中的一个子组，当输入M个数据比特时，所述子频率选择性扩频器中的每一个用于在对应子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码并输出；串并转换单元，用于将从上层提供的串行数据转换为P×M比特并行数据，将M个数据比特输出到在所述多个子频率选择性扩频器之中选择的P个子频率选择性扩频器中的每一个；奇偶比特生成单元，用于获取从串并转换单元向P个子频率选择性扩频器输出的P×M个数据比特，并且根据所获取的P×M个数据比特来生成用于码元误差纠正的L×M个奇偶比特，以将所述L×M个奇偶比特输入到L个子频率选择性扩频器；以及主导值选择单元，用于从输出自(P+L)个子频率选择性扩频器的(P+L)个扩频码中选择主导值。
在本发明的以上方面中，该串并转换单元可以将从上层提供的串行数据转换为(P×M+1)比特并行数据，将M个数据比特输出到所选择的p个子频率选择性扩频器中的每一个，并且与P×M个比特分开地输出一个比特。
另外，该码元误差能纠正频率调制设备还可以包括：异或逻辑电路，用于对由主导值选择单元选择的主导值、和从串并转换单元单独输出的1比特执行异或运算，从而增加传送数据速率。
另外，该主导值选择单元可以对所选择的(P+L)个扩频码之中的两个扩频码的组执行与运算，对与运算的结果值执行或运算，并且从用于(P+L)个扩频码的或运算的结果值中仅选择最高有效位。
根据本发明的又一方面，提供了一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率解调设备，包括：正交码发生器，用于通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码，来生成多个子组，从作为从传送级传送的调制后数据的传送数据中获取帧同步和定时同步，在所述多个子组之中选择被确定用于调制传送数据的P+L个子组，以及利用所获取的帧同步和定时同步来同步并输出所述P+L个子组的扩频码；多个子频率选择性解扩器，其每一个用于在从传送级接收调制后的传送数据的情况下，从正交码发生器接收2M个扩频码，计算所提供的扩频码和传送数据之间的相关值，检测被确定为为了调制传送数据而选择的一个扩频码，并且输出所检测的扩频码的M比特索引值；校正子生成单元，被从(P+L)个子频率选择性解扩器输入(P+L)×M个索引值，所述(P+L)个子频率选择性解扩器被提供有来自正交码发生器的(P+L)个子组中的每一个的扩频码，并且校正子生成单元用于通过使用奇偶校验矩阵而根据所输入的索引值来生成L×M个校正子比特；误差图案生成单元，用于根据所述L×M个校正子比特来生成M×P个误差图案比特；误差比特纠正单元，用于对从P个子频率选择性解扩器输出的M×P个索引值和由误差图案生成单元生成的M×P个误差图案比特执行异或运算，以纠正M×P个索引值的码元误差；以及并串转换单元，用于将码元误差纠正后的并行数据的M×P个索引值转换为串行数据。
在本发明的以上方面中，该码元误差能纠正频率解调设备还可以包括：相关值确定单元，用于接收从(P+L)个子频率选择性解扩器输出的索引值的相关值，并且根据所提供的相关值来输出不同的1比特数据。
另外，在输入从相关值确定单元输出的1比特数据、连同从误差比特纠正单元输出的P×M个索引值的情况下，该并串转换单元可以将通过添加P×M个索引值和1比特数据而获得的并行数据转换为串行数据。
有益效果
根据本发明的使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法和设备，可能通过在数字通信中使用串并转换、频率选择性基带传送、和有限数目的扩频码，来增加整个系统的处理增益，并且增加传送数据速率。
另外，根据本发明的使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调方法和设备，可以通过使用频率选择性基带传送方案来使模拟传送和接收级的配置最小化，并且添加用于码元误差纠正的奇偶比特而不是一部分传送比特，以用于串并转换中的码元的配置，使得可能减少整个数字通信系统的功耗。
附图说明
图1是图示了在用于人体通信的频率选择性基带、变频人体内传送信号功率、和人体外噪声功率之间的关系的曲线图。
图2是图示了根据本发明实施例的64个沃尔什码的子组的视图。
图3是图示了根据本发明实施例的码元误差能纠正频率选择性调制设备的配置的视图。
图4是图示了根据本发明另一实施例的码元误差能纠正频率选择性调制设备的配置的视图。
图5是图示了根据本发明实施例的子频率选择性扩频器的配置的视图。
图6是图示了根据本发明实施例的码元误差能纠正频率选择性解调设备的配置的视图。
图7是图示了根据本发明另一实施例的码元误差能纠正频率选择性解调设备的配置的视图。
图8是图示了根据本发明实施例的使用码元误差能纠正频率选择性基带的人体通信系统的配置的视图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图来详细描述本发明的实施例，使得本领域的普通技术人员可以容易地实现所述实施例。然而，在本发明实施例的操作原理的详细描述中，为了澄清本发明，将省略公知构造和操作的详细描述。
另外，在附图中，通过相同的附图标记来表示具有类似功能和操作的元件。
本发明可适用于数字通信系统，具体地，适用于人体通信系统。在下文中，为了描述方便，将举例说明人体通信系统。
图1是图示了用于人体通信的频率选择性基带、变频人体内传送信号功率、和人体外噪声功率之间的关系的曲线图。
图1的曲线图图示了各种测量位置的感应(induce)到人体中的干扰信号的测量结果。
如图1所示，在根据本发明实施例的人体通信中，5MHz到40MHz的频带内的频率选择性基带排除了DC到5MHz的频带和40MHz或更多的频带，在所述DC到5MHz的频带中，最大噪声功率发生，而在40MHz或更多的频带中，人体外辐射信号功率大于人体内传送信号功率。
在本发明中，频率选择性基带传送方案表示以下传送方案，其中模拟收发机可以仅通过在用于获得数据处理增益的所有扩频码之中的“具有用户期望频带中的最主导(dominant)频率特性的扩频码”，来在基带传送期间获得所期望的频带和处理增益。
图1举例说明了使用扩频码用于频率选择的情况。作为示例，将64个沃尔什码用作扩频码。利用最主导频率来顺序地且均匀地分布通过将0到32MHz的频带除以64而获得的64个沃尔什码。排除了使用具有最大噪声功率的DC到5MHz频带的第一子组，并且选择使用其他频带的剩余3个子组，使得可以执行使用期望频带的频率选择性基带传送。
图2是图示了根据本发明实施例的64沃尔什码的子组的视图。
如图2所示，将64个沃尔什码用于根据本发明实施例的扩频码。64个沃尔什码可被划分为4个具有16个沃尔什码的子组。作为结果，子组0、子组1、子组2、和子组3分别包括16个沃尔什码W0到W15、16个沃尔什码W16到W31、16个沃尔什码W32到W47、和16个沃尔什码W48到W63。
另一方面，可以使用64个沃尔什码W0到W63以精确地将使用频带划分为64个频带，使得可以顺序地将沃尔什码的最主导频率fd映射到所划分的频带。
例如，在其中将用于整个沃尔什码的扩展频带假设为32MHz的情况下，沃尔什码的最主导频率fd的间隔是0.5MHz(＝32MHz/64)。因此，沃尔什码W1、W48、和W63分别具有1MHz、24.5MHz、和32MHz的最主导频率fd。
在图1所示的本发明实施例中，选择排除了子组0的子组1(W16到W31)、子组2(W32到W47)、和子组3(W48到W63)，从而使用具有在0到32MHz的整个频带之中的8.5MHz到32MHz的频带中的最主导频率fd的沃尔什码。
现在，将详细地描述使用沃尔什码和码元误差能纠正频率选择性基带的调制和解调方法和设备。
在根据本发明实施例的使用频率选择性基带的调制和解调方法和设备中，将64个沃尔什码用作扩频码，并且将图1所示的人体通信频带用作该频带。另外，在图2所示的4个子组之中选择排除了子组0的子组1(W16到W31)、子组2(W32到W47)、和子组3(W48到W63)，使得选择性地使用整个64个沃尔什码之中的48个沃尔什码。
另外，在根据本发明实施例的使用频率选择性基带的调制和解调方法和设备中，(12，8)缩减汉明码用作用于码元误差纠正的线性块码的示例。
图3是图示了根据本发明实施例的码元误差能纠正频率选择性调制设备的配置的视图。
如图3所示，码元误差能纠正频率选择性调制设备100包括：串并转换单元(在下文中，称为“S2P”)110、多个子频率选择性扩频器121到123、奇偶比特生成单元130、和主导值选择单元140。
在频率选择性调制设备100中，S2P 110将所输入的串行数据转换为8比特并行数据，并且向子频率选择性扩频器1(121)和子频率选择性扩频器2(122)输出各组4比特的所转换的并行数据。另外，S2P 110向奇偶比特生成单元130输出所转换的8比特并行数据b7到b0。
作为示例，当以8Mbps的传送速率来将要传送的数据的比特序列输入S2P 110时，S2P 110将该比特序列转换为8比特并行数据b7到b0，并且以1Mbps的传送速率来输出所转换的并行数据。
在频率选择性调制设备100中，奇偶比特生成单元130根据所输入的8比特并行数据来生成用于误差检测和纠正的4个奇偶比特p3到p0。
另一方面，频率选择性调制设备100不使用用于具有大噪声功率的频带的沃尔什码(W0到W15)。
因此，子频率选择性扩频器1(121)被输入在S2P 110的输出之中的4比特b7到b4，并且在沃尔什码W16到W31之中选择一个沃尔什码，以按照64Mbps的传送速率来输出比特DO1。子频率选择性扩频器2(122)被输入在S2P 110的输出之中的4比特b3到b0，并且在沃尔什码W32到W47之中选择一个沃尔什码，以按照64Mbps的传送速率来输出比特DO2。子频率选择性扩频器3(123)被输入来自奇偶比特生成单元130的4比特p3到p0，并且在沃尔什码W48到W63之中选择一个沃尔什码，以按照64Mbps的传送速率来输出比特DO3。
分别利用从子频率选择性扩频器121到123输出的3比特DO1、DO2、和DO3来作为A、B、和Ci(进位输入(Carry-in))而输入主导值选择单元140，并且通过使用以下等式1来计算Co(进位输出(Carry-out))，以作为对应的频率选择性调制设备100的最终输出。
[等式1]
Co＝(A and B)or(B and Ci)or(Ci and A)
在等式1中，运算符“or”和“and”分别表示“或”门和“与”门。
因此，由于前述配置和运算，码元误差能纠正频率选择性调制设备100可以通过使用串并转换、频率选择性基带传送方案、和有限数目的扩频码来增加传送数据速率，并且传送具有被添加到用于频率选择性多传送的扩频码组的一部分中的奇偶比特的扩频码组，使得接收级可以通过使用所述奇偶比特来纠正码元中的误差。
另外，为了进一步增加传送数据速率，在码元误差能纠正频率选择性调制设备100中，可以利用9比特(其中添加了1比特)来构造S2P 110，并且可以生成通过对主导值选择单元140的输出和所添加的1比特执行异或(XOR)运算而获得的值，以作为频率选择性调制设备100的最终输出值。
图4是图示了根据本发明另一实施例的码元误差能纠正频率选择性调制设备100的配置的视图。
如图4所示，根据本发明另一实施例的频率选择性调制设备100可以包括：S2P 110、多个子频率选择性扩频器121到123、奇偶比特生成单元130、主导值选择单元140、和异或逻辑电路150。
在具有这种配置的频率选择性调制设备100中，以9Mbps的传送速率来将串行数据比特序列输入S2P 110，并且S2P 110将该串行数据比特序列转换为9比特并行数据b8到b0，以按照1Mbps的传送速率来输出9比特并行数据。
另外，如图3所示，在频率选择性调制设备100中，不使用包括具有大噪声功率的频带中的沃尔什码的子组0，并且分别将S2P 110的输出之中的比特b7到b4和b3到b0输入子频率选择性扩频器1(121)和子频率选择性扩频器2(122)。将S2P 110的输出之中的比特b7到b0输入频率选择性调制设备的奇偶比特生成单元130，并且该奇偶比特生成单元130生成用于误差检测和纠正的4个奇偶比特p3到p0，以向子频率选择性扩频器3(123)输出所述4个奇偶比特。
因此，子频率选择性扩频器1(121)、子频率选择性扩频器2(122)、和子频率选择性扩频器3(123)中的每一个分别选择在子组1、2、和3中的每一个中包括的一个沃尔什码，以按照64Mbps的传送速率来输出比特DO1、DO2、和DO3。
在频率选择性调制设备100中，将比特DO1、DO2、和DO3作为输入值A、B、和Ci而输入到主导值选择单元140，并且主导值选择单元140通过使用等式1来计算输出值Co，并且将该输出值Co输入到异或逻辑电路150。
异或逻辑电路150对主导值选择单元140的输出值Co和S2P 110的输出b8执行异或运算，来生成异或运算的结果值，以作为频率选择性调制设备100的最终输出值。
现在，将简要地描述在频率选择性调制设备100中包括的子频率选择性扩频器。
图5是图示了根据本发明实施例的子频率选择性扩频器120的配置的视图。
参考图5，子频率选择性扩频器120包括：利用64MHz时钟来驱动的6位计数器1200；用于使用2比特频率选择控制比特fs1和fs0、最低有效4个数据输入比特b3、b2、b1、和b0来进行灰度索引(gray index)的5个异或逻辑电路1201到1205；6个与逻辑电路1206到1211；和用于对于与逻辑电路的输出来执行异或运算的异或逻辑电路1213。
将两个频率选择控制比特fs1和fs0设置为在所述子组之间不同。例如，分别将用于子组1(W16到W31)的子频率选择性扩频器1(121)的两个频率选择控制比特fs1和fs0设置为0和1。分别将用于子组2(W32到W47)的子频率选择性扩频器2(122)的两个频率选择控制比特fs1和fs0设置为1和0。分别将用于子组3(W48到W63)的子频率选择性扩频器3(123)的两个频率选择控制比特fs和fs0设置为1和1。
6个与逻辑电路1206到1211分别被输入6位计数器1200的输出C5到C0、频率选择控制比特之中的最高有效位fs1、和5个异或逻辑电路1201到1205的输出比特，并对它们执行与运算，以输出其与运算的结果值。
最终，子频率选择性扩频器120通过使用以下等式2来生成输出DOn，并且输出该输出DOn。
[等式2]
DOn＝(fs1 and C0)xor[(fs1 xor fs0)and C1]xor[(fs0 xor b3)and C2]xor[(b3 xor b2)and C3]xor[(b2 xor b1)and C4]xor[(b1 xor b0)and C5]
图6是图示了根据本发明实施例的码元误差能纠正频率选择性解调设备200的配置的视图。
参考图6，码元误差能纠正频率选择性解调设备200可以包括：正交码生成单元210、3个子频率选择性解扩器221到223、校正子生成单元240、误差图案生成单元250、误差比特纠正单元260、并串转换单元(在下文中，称为“P2S”)270。
在图6中，将频率选择性解调设备200的接收信号假设为以下接收信号，所述接收信号的帧同步和定时同步通过布置在其前级处的接收信号同步单元(未示出)来获取。
正交码生成单元210生成与所获取的帧同步和定时同步同步的48个沃尔什码，并且向子频率选择性解扩器221到223输出所述48个沃尔什码。具体地，正交码生成单元210可以分别向子频率选择性解扩器1(221)、2(222)、和3(223)输出子组1的沃尔什码W16到W31、子组2的沃尔什码W32到W47、和子组3的沃尔什码W48到W63。
以64Mbps的传送速率来将同步后的接收信号输入子频率选择性解扩器221到223中的每一个，并且所述子频率选择性解扩器221到223中的每一个计算接收信号和从正交码生成单元210提供的沃尔什码之间的相关值。子频率选择性解扩器221到223中的每一个通过使用该相关值来检测用于调制的沃尔什码，并且以1Mbps的传送速率来输出所检测的沃尔什码的4比特索引值。
现在，将详细地描述子频率选择性解扩器221到223。首先，子频率选择性解扩器1(221)计算接收信号和从正交码生成单元210提供的16个沃尔什码W16到W31之间的相关值。子频率选择性解扩器1(221)通过使用该相关值来检测用于调制的沃尔什码(沃尔什码W16到W31之一)，并且以1Mbps的传送速率来输出4比特并行索引值b7到b4。
子频率选择性解扩器2(222)计算接收信号和从正交码生成单元210提供的16个沃尔什码W32到W47之间的相关值。子频率选择性解扩器2(222)通过使用该相关值来检测用于调制的沃尔什码(沃尔什码W32到W47之一)，并且输出4比特并行索引值b3到b0。子频率选择性解扩器3(223)计算接收信号和从正交码生成单元210提供的16个沃尔什码W48到W63之间的相关值。子频率选择性解扩器3(223)通过使用该相关值来检测用于调制的沃尔什码(沃尔什码W48到W63之一)，并且输出4比特并行索引值p3到p0。
校正子生成单元240通过使用从子频率选择性解扩器221到223输出的索引值(即，12比特d7到d0和p3到p0)而通过奇偶校验矩阵来生成4个校正子比特s3到s0。
误差图案生成单元250通过使用由校正子生成单元240生成的4个校正子比特来生成8个误差图案比特e7到e0。在这里，所述8个误差图案比特用于被指示为在当前码元中包括的误差比特中的1。
误差比特纠正单元260对从子频率选择性解扩器1(221)和2(222)输出的8个比特d7到d0以及从误差图案生成单元250输出的8个误差图案比特e7到e0执行异或运算，以纠正在从频率选择性调制设备100传送的数据码元中包括的误差。作为结果，误差比特纠正单元260输出码元误差纠正后的8个比特u7到u0。
P2S 270将从误差比特纠正单元260输出的8个比特u7到u0转换为频率选择性解调设备200的具有8Mbps的传送速率的1比特输出。
另外，频率选择性解调设备200可以执行与图4的频率选择性调制设备100对应的解调功能，以便进一步增加传送数据速率。
图7是图示了根据本发明另一实施例的码元误差能纠正频率选择性解调设备200的配置的视图。
参考图7，根据本发明另一实施例的码元误差能纠正频率选择性解调设备200可以包括：正交码生成单元210、3个子频率选择性解扩器221到223、相关值确定单元230、校正子生成单元240、误差图案生成单元250、误差比特纠正单元260、和P2S 270。
与图6类似地，在图7中，将频率选择性解调设备200的接收信号假设为以下接收信号，所述接收信号的帧同步和定时同步通过布置在其前级处的接收信号同步单元来获取。
正交码生成单元210生成根据所获取的帧同步和定时同步而同步的48个沃尔什码，并且分别向子频率选择性解扩器1(221)、2(222)、和3(223)输出子组1的沃尔什码W16到W31、子组2的沃尔什码W32到W47、和子组3的沃尔什码W48到W63。
以64Mbps的传送速率来将同步后的接收信号输入子频率选择性解扩器221到223中的每一个，并且子频率选择性解扩器221到223中的每一个计算接收信号和从正交码生成单元210提供的沃尔什码之间的相关值。子频率选择性解扩器221到223中的每一个通过使用该相关值来检测用于调制的沃尔什码，并且以1Mbps的传送速率来输出所检测的沃尔什码的4比特索引值。
子频率选择性解扩器1(221)、2(222)、和3(223)分别计算接收信号和子组1、2、和3的沃尔什码之间的对应相关值。子频率选择性解扩器1(221)、2(222)、和3(223)分别通过使用对应相关值来检测用于调制的对应沃尔什码，并且分别以1Mbps的传送速率来输出4比特并行索引值d7到d4、d3互d0、和p3互p0。
子频率选择性解扩器221到223最终选择所述索引值，并且向相关值确定单元230提供所最终选择的索引值的相关值。
相关值确定单元230根据从子频率选择性解扩器221到223提供的相关值，以1Mbps的传送速率，来向P2S 270输出比特u8。
例如，在其中在传送信道中不存在噪声发起的误差的情况下，如果在传送级(也就是说，根据本发明另一实施例的频率选择性调制设备100)中比特u8是0，则子频率选择性解扩器221到223的最终选择索引值的所有相关值可以为16，并且剩余的索引值可以为32。如果在传送级处的比特u8是1，则子频率选择性解扩器221到223的最终选择索引值的所有相关值可以为48，并且剩余的索引值可以为32。
因此，如果子频率选择性解扩器221到223提供了为16的相关值，则相关值确定单元230向P2S 270输出为0的比特u8。如果子频率选择性解扩器221到223提供了为48的相关值，则相关值确定单元230向P2S 270输出为1的比特u8。
校正子生成单元240通过使用从子频率选择性解扩器221到223输出的索引值(即，12比特d7到d0和p3到p0)而通过奇偶校验矩阵来生成4个校正子比特s3到s0。误差图案生成单元250通过使用由校正子生成单元240生成的4个校正子比特来生成8个误差图案比特e7到e0。在这里，所述8个误差图案比特用于被指示为在当前码元中包括的误差比特中的1。
误差比特纠正单元260对从子频率选择性解扩器1(221)和2(222)输出的8个比特d7到d0以及从误差图案生成单元250输出的8个误差图案比特e7到e0执行异或运算，以纠正在从频率选择性调制设备100传送的数据码元中包括的误差。作为结果，误差比特纠正单元260输出码元误差纠正后的8个比特u7到u0。
P2S 270将从误差比特纠正单元260输出的8个比特u7到u0以及从相关值确定单元230输出的1比特u8转换为频率选择性解调设备200的具有9Mbps的传送速率的1比特输出。
现在，将详细描述人体通信系统(即，采用了使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率选择性调制和解调设备的数字通信系统)。
图8是图示了根据本发明实施例的使用频率选择性基带的码元误差能纠正人体通信系统的配置的视图。
参考图8，人体通信系统可以包括：MAC处理单元10、物理层调制解调器单元20、模拟处理单元30、信号电极40、和地电极50。
在人体通信系统中，人体通信MAC处理单元10包括：MAC传送处理器11和MAC接收处理器12。人体通信MAC处理单元10向物理层调制解调器单元20的传送单元传递从上层接收的要传送的数据和数据信息(传送速率、调制方案、用户ID、数据长度等)。另外，人体通信MAC处理单元10向上层传递从物理层调制解调器单元20接收的数据和数据信息。
物理层调制解调器单元20包括传送单元21和接收单元22。传送单元21主要包括前导码/首标传送处理单元(2110、2111、2112、2113)、数据传送处理单元(2114、2115、100)、和多路复用器2116。
前导码/首标传送处理单元(2110、2111、2112、2113)具有对帧同步前导码和首标信息进行扩频的功能。前导码/首标传送处理单元(2110、2111、2112、2113)包括前导码发生器2110、首标发生器2111、HCS发生器2112、和扩频器2113。数据传送处理单元(2114、2115、100)具有将(要经过人体通信而传送的)数据扩频为具有用户期望频带中的最佳频率特性的扩频码(即，频率选择性扩频码)的功能。数据传送处理单元(2114、2115、100)包括数据发生器2114、加扰器2115、和码元误差能纠正频率选择性调制器100。
具体地，数据传送处理单元(2114、2115、100)的码元误差能纠正频率选择性调制器100根据前述实施例的图3或4所示的配置和操作，使用串并转换、频率选择性基带传送方案、和有限数目的扩频码，来将(由数据发生器2114和加扰器2115加扰的)8Mbps或9Mbps的串行数据调制为传送数据。在这里，码元误差能纠正频率选择性调制器100可以执行传送数据的调制，从而将用于误差检测和纠正的4个奇偶比特添加到扩频码组的一部分中。
多路复用器2116对通过前导码/首标传送处理单元(2110、2111、2112、2113)的扩频而生成的前导码和首标、以及从数据传送处理单元(2114、2115、100)输出的频率选择性调制后的数据进行多路复用，以传送数字信号。
相应地，可使从传送单元21的多路复用器2116传送的数字信号适于频率选择性调制器100的基带传送，使得可以通过传送/接收开关31和信号电极40来将数字信号传送到人体中，而无需用于模拟传送处理的单独配置。布置地电极50，以提供参考电压。
将模拟处理单元30划分为用于将传送单元的数字信号传送到人体中的部分(即，传送/接收开关31和信号电极40)和用于从人体接收数字信号并传递到物理层调制解调器单元的接收单元22的部分(即，信号电极40、传送/接收开关31、噪声过滤器32、放大器33、和时钟恢复/数据重新定时单元(CDR)34)。
在具有前述配置的模拟处理单元30中，通过传送/接收开关31和噪声过滤器32来去除从人体内传送发起的(通过信号电极40输入的)接收信号的噪声，放大器33将接收信号放大为具有所期望的信号幅度，并且时钟恢复/数据重新定时单元34基于接收级的时钟来补偿接收信号的定时同步和频率偏移。
向物理层调制解调器单元20的接收单元22输出补偿了其定时同步和频率偏移的接收信号。
物理层调制解调器单元20的接收单元22主要包括解多路复用器2210、首标接收处理单元(2211、2212、2213)、和数据接收处理单元(200、2214、2215)。接收单元22还包括帧同步单元2216和公共控制信号生成单元2217，以获取接收信号的帧同步，并生成用于物理层调制解调器单元的传送单元和接收单元22的公共控制信号。
在物理层调制解调器单元20中，解多路复用器2210具有从通过人体信道而传送的数字信号中提取前导码、首标、和数据的功能。首标接收处理单元(2211、2212、2213)具有对所提取的首标进行解扩以恢复原始数据信息的功能。首标接收处理单元(2211、2212、2213)包括解扩器2211、HCS测试器2212、和首标处理器2213。
数据接收处理单元(200、2214、2215)具有将所提取的数据解扩为具有用户期望频带中的最佳频率特性的扩频码的功能。数据接收处理单元(200、2214、2215)包括码元误差能纠正频率选择性解调器200、解扰器2214、和数据处理器2215。
具体地，当通过解多路复用器2210来输入数据时，数据接收处理单元(200、2214、2215)的频率选择性解调器200根据前述实施例的图6或7所示的配置和操作，使用频率选择性基带和用于传送的扩频码来获取相关值，通过使用所最终选择的索引值来纠正在输入数据码元中包括的误差，并且将误差纠正后的数据解调为8Mbps或9Mbps的串行数据。
如上所述，根据本发明实施例的人体通信系统被提供有频率选择性调制器和频率选择性解调器，以有效地组合数据的串并转换、频率选择性基带、和有限数目的扩频码，使得可能增加整个系统的处理增益并增加数据传送速率。另外，在传送级，将用于码元误差纠正的奇偶比特添加到扩频码组的一部分中，并且在接收级，通过使用所述奇偶比特来纠正在码元中包括的误差，使得即使在差的人体通信信道环境中也可能实现更加稳定的人体通信。
尽管已经参考本发明的示范实施例而具体示出并描述了本发明，但是本领域的技术人员将理解，可以在其中进行形式和细节上的各种改变，而不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。
具体地，虽然通过使用扩频码用于频率选择的实施例来描述本发明，但是本发明不限于此。作为替换实施例，可以使用正交码用于频率选择。

Claims (13)

1.一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率调制方法，包括：
通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码或正交码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码或正交码，来生成多个子组；
选择在所生成的子组之中选择的(P+L)(P和L为实数)个子组；
通过将M个数据比特输入到所选择的P个子组中的每一个、从而在每一个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码，来获取P个扩频码；
通过使用输入到所选择的P个子组的P×M个数据比特来生成用于码元误差纠正的L×M个奇偶比特；
通过将L×M个奇偶比特输入到L个子组来在L个子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码；以及
在从(P+L)个子组获取的(P+L)个扩频码之中选择主导值，以生成包括所述主导值的传送数据。
2.根据权利要求1的码元误差能纠正频率调制方法，还包括：将从上层提供的串行数据转换为P×M比特并行数据，其中将M个并行数据比特输入到所选择的P个子组。
3.根据权利要求1的码元误差能纠正频率调制方法，还包括：
将从上层提供的串行数据转换为(P×M+1)比特并行数据；以及
通过对从获取自所述(P+L)个子组的(P+L)个扩频码中选择的主导值和(P×M+1)个比特中的一个比特执行异或运算，而生成传送数据。
4.根据权利要求1的码元误差能纠正频率调制方法，其中，在所述在从获取自(P+L)个子组的(P+L)个扩频码之中选择主导值的步骤中，对所获取的(P+L)个扩频码之中的两个扩频码的组执行与运算，对与运算的结果值执行或运算，并从用于(P+L)个扩频码的或运算的结果值中仅选择最高有效位。
5.一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率解调方法，包括：
通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码，来生成多个子组；
当从传送级传送调制后的数据时，从传送数据中获取帧同步和定时同步；
在所述多个子组之中选择被确定为用于调制传送数据的(P+L)个子组，并且利用所述帧同步和定时同步来同步所选择的子组的扩频码；
计算(P+L)个子组的扩频码和传送数据之间的相关值，并且从所述(P+L)个子组中的每一个中检测被确定为为了调制传送数据而选择的一个扩频码；
生成所述(P+L)个子组中的每一个的所检测扩频码的M比特索引值，并且通过使用奇偶校验矩阵而根据所生成的(P+L)×M个索引值来生成L×M个校正子比特；
根据所述L×M个校正子比特来生成M×P个误差图案比特，并且对所生成的误差图案比特和根据P个子组而生成的M×P个索引值执行异或运算，以纠正码元误差；以及
将码元误差纠正后的并行数据的M×P个索引值转换为串行数据。
6.根据权利要求5的码元误差能纠正频率解调方法，还包括：
根据各个P个子组生成的索引值的相关值来获取1比特数据；以及
通过将所获取的1比特数据增添到码元误差纠正后的M×P比特并行数据来获得并行数据，并且将该并行数据转换为串行数据。
7.一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率调制设备，包括：
多个子频率选择性扩频器，其每一个包括通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码而生成的多个子组之中的一个子组，当输入M个数据比特时，所述子频率选择性扩频器中的每一个用于在对应子组的2M个扩频码之中选择一个扩频码并输出；
串并转换单元，用于将从上层提供的串行数据转换为P×M比特并行数据，将M个数据比特输出到在所述多个子频率选择性扩频器之中选择的P个子频率选择性扩频器中的每一个；以及
奇偶比特生成单元，用于获取从串并转换单元向P个子频率选择性扩频器输出的P×M个数据比特，并且根据所获取的P×M个数据比特来生成用于码元误差纠正的L×M个奇偶比特，以将所述L×M个奇偶比特输入到L个子频率选择性扩频器；以及
主导值选择单元，用于从输出自(P+L)个子频率选择性扩频器的(P+L)个扩频码中选择主导值。
8.根据权利要求7的码元误差能纠正频率调制设备，其中该串并转换单元将从上层提供的串行数据转换为(P×M+1)比特并行数据，将M个数据比特输出到所选择的p个子频率选择性扩频器中的每一个，并且与P×M个比特分开地输出一个比特。
9.根据权利要求8的码元误差能纠正频率调制设备，还包括：异或逻辑电路，用于对由主导值选择单元选择的主导值、和从串并转换单元单独输出的1比特执行异或运算，从而增加传送数据速率。
10.根据权利要求7的码元误差能纠正频率调制设备，其中该主导值选择单元对所选择的(P+L)个扩频码之中的两个扩频码的组执行与运算，对与运算的结果值执行或运算，并且从用于(P+L)个扩频码的或运算的结果值中仅选择最高有效位。
11.一种使用频率选择性基带的码元误差能纠正频率解调设备，包括：
正交码发生器，用于通过将用于频率扩展的2N(N为实数)个扩频码划分为2M(M＜N，M为实数)个扩频码，来生成多个子组，从作为从传送级传送的调制后数据的传送数据中获取帧同步和定时同步，在所述多个子组之中选择被确定用于调制传送数据的P+L个子组，以及利用所获取的帧同步和定时同步来同步并输出所述P+L个子组的扩频码；
多个子频率选择性解扩器，其每一个用于在从传送级接收调制后的传送数据的情况下，从正交码发生器接收2M个扩频码，计算所提供的扩频码和传送数据之间的相关值，检测被确定为为了调制传送数据而选择的一个扩频码，并且输出所检测的扩频码的M比特索引值；
校正子生成单元，被从(P+L)个子频率选择性解扩器输入(P+L)×M个索引值，所述(P+L)个子频率选择性解扩器被提供有来自正交码发生器的(P+L)个子组中的每一个的扩频码，并且该校正子生成单元用于通过使用奇偶校验矩阵而根据所输入的索引值来生成L×M个校正子比特；
误差图案生成单元，用于根据所述L×M个校正子比特来生成M×P个误差图案比特；
误差比特纠正单元，用于对从P个子频率选择性解扩器输出的M×P个索引值和由误差图案生成单元生成的M×P个误差图案比特执行异或运算，以纠正M×P个索引值的码元误差；以及
并串转换单元，用于将码元误差纠正后的并行数据的M×P个索引值转换为串行数据。
12.根据权利要求11的码元误差能纠正频率解调设备，还包括：相关值确定单元，用于接收从(P+L)个子频率选择性解扩器输出的索引值的相关值，并且根据所提供的相关值来输出不同的1比特数据。
13.根据权利要求12的码元误差能纠正频率解调设备，其中在输入从相关值确定单元输出的1比特数据、连同从误差比特纠正单元输出的P×M个索引值的情况下，该并串转换单元将通过增添P×M个索引值和1比特数据而获得的并行数据转换为串行数据。
CN2008801138399A 2007-08-30 2008-04-28 使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法 Expired - Fee Related CN101842989B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2007-0087866 2007-08-30
KR1020070087866A KR100942702B1 (ko) 2007-08-30 2007-08-30 심볼 오류정정이 가능한 주파수 선택적 기저대역을사용하는 변복조 방법 및 그 장치
PCT/KR2008/002398 WO2009028782A1 (en) 2007-08-30 2008-04-28 Apparatus and method for symbol error correctable modulation and demodulation using frequency selective baseband

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101842989A true CN101842989A (zh) 2010-09-22
CN101842989B CN101842989B (zh) 2013-02-13

Family

ID=40387468

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008801138399A Expired - Fee Related CN101842989B (zh) 2007-08-30 2008-04-28 使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8488648B2 (zh)
EP (1) EP2188897A4 (zh)
JP (1) JP5130367B2 (zh)
KR (1) KR100942702B1 (zh)
CN (1) CN101842989B (zh)
WO (1) WO2009028782A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104702241A (zh) * 2013-12-06 2015-06-10 美国亚德诺半导体公司 同步电荷共享过滤器
CN104993907A (zh) * 2015-06-12 2015-10-21 吴东辉 频谱编码通信方法及装置
CN107302509A (zh) * 2016-04-08 2017-10-27 中兴通讯股份有限公司 一种抗干扰的方法及系统

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101252827B1 (ko) * 2009-05-15 2013-04-11 한국전자통신연구원 직교부호를 사용하는 적응형 주파수 선택적 기저대역 통신방법
US9658921B2 (en) 2013-10-31 2017-05-23 Samsung Display Co., Ltd. Maximal transition hamming codes
US10097206B2 (en) 2015-10-01 2018-10-09 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for performing encoding using block code having input/output of variable length
US10193326B2 (en) 2016-04-21 2019-01-29 Continental Automotive Systems, Inc. Non-intrusive short-circuit protection for power supply devices

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1196288C (zh) * 1997-06-20 2005-04-06 三菱电机株式会社 可变速率传送方法及可变速率传送装置
KR100291076B1 (ko) * 1998-12-22 2001-06-01 이계철 고속 검출이 가능한 배직교 왈쉬 변조기
KR100353338B1 (ko) * 1999-03-17 2002-09-18 소니 가부시끼 가이샤 확산 스펙트럼 통신 장치
JP2000357980A (ja) * 1999-06-16 2000-12-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
JP3329383B2 (ja) * 1999-06-23 2002-09-30 日本電気株式会社 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法
US6934317B1 (en) * 2000-10-11 2005-08-23 Ericsson Inc. Systems and methods for communicating spread spectrum signals using variable signal constellations
KR100449546B1 (ko) 2001-10-08 2004-09-21 주식회사 카서 코드선택 코드분할 다중접속 변복조 방법 및 그것을구현한 장치
CA2415170C (en) * 2001-12-28 2008-07-15 Ntt Docomo, Inc. Receiver, transmitter, communication system, and method of communication
US7126981B2 (en) * 2002-04-25 2006-10-24 Accton Technology Corporation Method and apparatus for cell search for W-CDMA with effect of clock offset
KR100456701B1 (ko) * 2002-11-07 2004-11-10 삼성전자주식회사 다중 반송파 전송 시스템
KR20040095843A (ko) * 2003-04-28 2004-11-16 전자부품연구원 정 진폭 이진직교 변조 및 복조장치
KR100587788B1 (ko) * 2004-09-22 2006-06-09 전자부품연구원 정진폭 다중부호 이진직교 변조 신호의 최적 복조와준최적 복조방법, 및 그 장치
EP1841112B1 (en) * 2005-01-18 2014-06-04 Fujitsu Limited Transmitting method and transmitting apparatus in ofdm-cdma communication system
KR100770010B1 (ko) 2006-09-29 2007-10-25 한국전자통신연구원 고속 데이터 전송을 위한 인체통신 시스템
KR100829865B1 (ko) 2006-11-16 2008-05-19 한국전자통신연구원 제한된 통과대역을 이용하는 인체 통신 시스템 및 그 방법
KR100835175B1 (ko) * 2006-12-07 2008-06-05 한국전자통신연구원 주파수 선택적 기저대역을 이용하는 디지털 통신 시스템 및그 방법
KR100859724B1 (ko) * 2007-05-28 2008-09-23 한국전자통신연구원 인체 통신 시스템에서 데이터 속도가 변하는 신호 송신 및수신 장치 및 방법
KR100912543B1 (ko) 2007-06-26 2009-08-18 한국전자통신연구원 주파수 선택적 기저대역을 이용한 변복조 방법 및 그 장치
KR100889733B1 (ko) * 2007-08-20 2009-03-24 한국전자통신연구원 다수의 수신 전극을 이용한 인체통신 시스템의 수신 장치및 수신 방법

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104702241A (zh) * 2013-12-06 2015-06-10 美国亚德诺半导体公司 同步电荷共享过滤器
CN104993907A (zh) * 2015-06-12 2015-10-21 吴东辉 频谱编码通信方法及装置
CN107302509A (zh) * 2016-04-08 2017-10-27 中兴通讯股份有限公司 一种抗干扰的方法及系统
CN107302509B (zh) * 2016-04-08 2021-08-31 中兴通讯股份有限公司 一种抗干扰的方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
JP2010538518A (ja) 2010-12-09
KR20090022495A (ko) 2009-03-04
KR100942702B1 (ko) 2010-02-17
US8488648B2 (en) 2013-07-16
JP5130367B2 (ja) 2013-01-30
EP2188897A1 (en) 2010-05-26
CN101842989B (zh) 2013-02-13
WO2009028782A1 (en) 2009-03-05
US20110029825A1 (en) 2011-02-03
EP2188897A4 (en) 2014-08-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101690059B (zh) 用于使用频率选择性基带来调制和解调的设备和方法
CN101842989B (zh) 使用频率选择性基带的码元误差能纠正调制和解调设备和方法
CN101836382B (zh) 用于在使用多个接收机的人体通信系统中接收数据的接收机和方法
KR100953564B1 (ko) 주파수 선택적 기저대역을 사용하는 변복조 장치 및 이를이용한 송수신 장치
CN104604171B (zh) 用于检查序列的方法和布置
CN101682356A (zh) 在人体通信中以可变数据率传送和接收信号的方法和设备
CN101562458B (zh) 发送装置、通信系统及发送方法
KR100605813B1 (ko) 초 광대역 통신시스템에서 헤더정보 전송장치 및 방법
JPH11275059A (ja) 可変速度伝送方法および可変速度伝送装置
CN101534276B (zh) 用于解调恒幅多码双正交调制信号的改进方法
KR100994982B1 (ko) 확산부호의 주파수 기저대역을 선택하는 방법, 이를 이용한적응형 주파수 선택적 스프레더 및 이를 이용한 송수신장치
US9137626B2 (en) Method and apparatus for transmitting wireless personal area network communication system
Mathew et al. Hardware implementation of NB PHY baseband transceiver for IEEE 802.15. 6 WBAN
EP3661070B1 (en) Transmission device and transmission method
JP5131995B2 (ja) 直交符号を使用する適応型周波数の選択的基底帯域通信方法
WO2019021776A1 (ja) 送信装置及び送信方法
KR20060036229A (ko) 블록직교 확장 범직교 코드를 파형 부호화로 사용한다중코드 송신 구조의 디지털 전송방식에서 송신 심볼의정진폭화를 얻기 위한 정보 데이터열의 부호화 방법 및 그장치

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20130213

Termination date: 20160428