JP5055934B2 - ブラシレスｄｃモータの制御装置及び換気送風機 - Google Patents

Description

本発明は、換気送風装置、例えば、機器冷却に使用される熱交換型冷却機に使用されるブラシレスＤＣモータの回転数を検出して制御する制御装置であり、電源電圧が急変してもインバータ回路から出力されるモータ電圧を一定にして回転数の変動およびモータ電流の増加を防ぎ、過電流保護が働かないようにしてブラシレスＤＣモータの駆動の信頼性を高めるものである。

近年、この種の換気送風装置は、２４時間３６５日の連続運転と、風量の調節のため、効率が高く、回転数が連続的に変更できるブラシレスＤＣモータが採用されている。また、市場のコスト要求、設置スペースを少なくすることや夜間も含め連続的に運転されるため、装置の低コスト化、小型化、低騒音化や高信頼性が求められ、更には、ブラシレスＤＣモータやその制御装置の低コスト化、小型化、低騒音化や高信頼性が求められている。

例えば、具体的に熱交換型冷却機では、発熱体収納箱内の空気を取込んだ後、熱交換素子内を通過させて熱交換させ、再び発熱体収納箱内に戻し循環させる内気風路と、外気を取込み、熱交換素子内を通過させて熱交換させた後、再び外気に排出する外気風路を有しこれら両風路は仕切板にて独立しており、それぞれの風路内には、それぞれの空気を搬送する換気送風機が設置されたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

従来、このような構成の熱交換型冷却機は、携帯基地局等の冷却に使用され、携帯基地局本体側から、熱交換型冷却機に直接または、交流電源から電源トランスと整流平滑回路を介して直流の低圧電源が供給され、ブラシレスＤＣモータを搭載した換気送風機を駆動している。

以下、その熱交換型冷却機の動作について、図１３を参照しながら説明する。図１３に示すように、発熱体収納箱１０１内の熱せられた空気（以下、これを内気と称する）は熱交換型冷却機１０２の内気吸込口１０３より、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４を搭載した室内側送風機１０５によって吸込まれ、熱交換素子１０６を通過したのち、内気吐出口１０７より発熱体収納箱１０１内に戻る循環風路を循環している。一方、室外側ブラシレスＤＣモータ１０８を搭載した室外側送風機１０９によって、外気吸込口１１０より吸込まれた外気は、熱交換素子１０６を通過したのち、外気吹出口１１１より、外気に再度排出されている。内気風路と外気風路は仕切板１１２によって両風路が独立するよう略気密状態に仕切られ、また内気風路と外気風路の交点には外気と内気の顕熱を交換する熱交換素子１０６が配置されている。上記構成により、熱交換型冷却機１０２は、低温外気を取り入れ、発熱体収納箱１０１内部の暖かい空気との間で熱交換素子１０６にて熱交換をおこない、暖かくなった外気は排気し、冷たくなった空気を箱内に給気する。

また、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４及び室外側ブラシレスＤＣモータ１０８は、通常ホール素子等の磁極センサを内蔵したブラシレスＤＣモータを使用し、そのブラシレスＤＣモータを駆動する制御装置１１３は、基地局を設置する場所の低温外気や粉塵の影響を受けないように、熱交換型冷却機１０２の内気風路内に設置され、外気にさらされる室外側ブラシレスＤＣモータ１０８とは、リード線で接続されていた。制御装置１１３には、発熱体収納箱１０１内等に設置された低圧の直流電源１１６より、駆動電力が供給されている。

従来のブラシレスＤＣモータの回転数を検出して制御する制御装置において、直流電源の電源電圧が急激に変動した場合、インバータ回路から出力されるモータ電圧は同様に変動し、モータ電流の増加が多い場合、過電流保護機能により、ブラシレスＤＣモータを停止させたものが知られている（例えば、特許文献２参照）。

以下、そのブラシレスＤＣモータの制御装置の動作について、図１４乃至図１７を参照しながら説明する。図１４に示すように、直流電源１１６は電圧平滑用のコンデンサ１３０に接続され、インバータ回路１１７に直流電圧を供給する。インバータ回路１１７は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ１１８は回転子１１９と固定子１２０から構成され、固定子１２０には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。また、電気角でお互いに１２０度の位相差を持つようにＨＵ，ＨＶ，ＨＷの３つの磁気センサ１２６を内蔵し、回転子１１９の磁極の位置を検出する。その位置検出信号は制御装置１１３のマイクロコンピュータ１２２に内蔵された回転数制御手段１２７に出力される。

回転数制御手段１２７は入力した位置検出信号より回転数を算出し、回転数設定手段１２５により予め定められた所定の回転数と比較し、回転数が低い場合はモータ電圧を上げ、回転数が高い場合はモータ電圧を下げるモータ電圧値をＰＷＭ出力手段１２４に出力する。ＰＷＭ出力手段１２４は回転数制御手段１２７から出力されるモータ電圧値に基づいて直流電源１１６の電源電圧をＰＷＭ制御によりＰＷＭのデューティを上昇させたり低下させたりして回転数を一定に制御すると共に、インバータ回路１１７のスイッチング素子の駆動電圧を確保し安定して動作させるためにＰＷＭのデューティの最大値の範囲内でモータ電圧を制御するＰＷＭの信号をドライブ回路１２８に出力する。

ドライブ回路１２８はＰＷＭ出力手段１２４より出力されるＰＷＭの信号に基づいてインバータ回路１１７のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をドライブするスイッチング信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−を出力する。インバータ回路１１７はドライブ回路１２８のＰＷＭの信号に基づいて実際にブラシレスＤＣモータ１１８のモータ電圧を変更して駆動している。

直流電源１１６とスイッチング素子の間には、図示するように電流検出抵抗１２１を配置する。マイクロコンピュータ１２２に内蔵された過電流検出手段１２３は電流検出抵抗１２１より出力された電流に対応した電圧をＡ／Ｄ変換器でディジタル値に変換してモータ電流の値を認識する。過電流設定手段１３１は予め定められた過電流の電流値を設定し過電流検出手段１２３に出力する。過電流検出手段１２３は予め設定された過電流の電流値より大きい場合はブラシレスＤＣモータを停止させる信号をＰＷＭ出力手段１２４に出力する。ＰＷＭ出力手段１２４は過電流出力手段１２３から出力される停止信号によりＰＷＭ出力を停止し、同様にインバータ回路１１７はモータ電圧を０Ｖにして動作を停止させて、ブラシレスＤＣモータを停止させる。

図１５は実際の直流電源１１６として、蓄電器１３２のほかに交流電源１３３から変圧器１３４に接続され、低電圧にしてから整流器１３５により整流され、蓄電器が故障した場合補助電源として使われる。

図１６は直流電源１１６に実際に急激な電圧変動が加わっている例で、図１６（ａ）は直流電源に雷サージが重畳した場合の例である。図１６（ｂ）（ｃ）は直流電源１１６の負荷変動によって過電圧、低電圧が重畳した例である。いずれも電圧変動が大きい場合モータ電流が増加することがある。図１６（ｄ）は蓄電器が故障し、交流電源１３３が補助として使われた場合の電源電圧の２倍の周波数で変動した例である。コンデンサ７の静電容量が小さいほど直流電源の電圧変動は大きくなるためモータ電流が増加することがある。

図１７回転数制御手段１２７と過電流による停止の動作を示したものである。図１７（ａ）は磁気センサＨＵ，ＨＶ，ＨＷの具体的な位置検出信号の時間間隔を示している。図１６（ｂ）は回転数制御手段１２７により位置検出信号の時間間隔より回転数を算出し、予め定められた所定の回転数と比較し、回転数が低い場合はモータ電圧を上げ、回転数が高い場合はモータ電圧を下げ、回転数が常に一定に制御される動作を示している。図１６（ｃ）は電流検出抵抗に現れるモータ電流の値と予め定められた過電流の電流値を示し、直流電源１１６に図１６に示すような電圧変動が重畳し、モータ電圧も上昇し、モータ電流が予め定められた過電流の電流値より大きくなり、モータ電圧値を０Ｖにして停止させる動作を示す。

特開２００１−１５６４７８号公報 特開平０６−３５１２８５号公報

このような従来の構成では、直流電源の急激な変動、特に電源電圧の上昇に対し、ブラシレスＤＣモータの回転数が上昇し、回転数制御手段よって回転数が下がるようにモータ電圧を下げる制御をするが、電源電圧の上昇の影響の方が大きいため、モータ電流が上昇して過電流によりブラシレスＤＣモータが停止するという課題があった。

また、モータ電流の上昇を抑えるため、回転数制御手段において、少しの回転数の上昇でモータ電圧を多く下げる方法にすると、通常の駆動時に回転数が不安定になることがあるという課題があった。

また、通常の駆動時に回転数が安定していても、回転数の設定を高速から低速に変えたり、急激に停止させると、インバータ回路とブラシレスＤＣモータは回生の動作となり、直流電源の電源電圧が上昇して、場合によってはインバータ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の定格電圧を超えるような電圧となり、ストレスを与えるという課題があった。図１８は実際に回生の動作になった場合、電源電圧が上昇している例を示す。

また、直流電源の急激な変動に対し、変動幅が大きくインバータ回路の制御範囲を超えた場合においても、インバータ回路がより適切に制御され、安定して駆動させなければならないという課題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するもので、直流電源の電源電圧が急変してもインバータ回路から出力されるモータ電圧を一定にして回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならず、安定して駆動させることが可能な、低コストで信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置を実現することを目的としている。

本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータと前記回転子の磁極の位置を検出し位置検出信号を出力する位置検出手段と前記回転子の回転数を設定する回転数設定手段と前記位置検出手段から出力される位置検出信号より前記回転子の回転数を検出し前記回転数設定手段から設定される回転数と比較し回転数が一致するようにモータ電圧値を出力する回転数制御手段とモータ電圧値より前記ブラシレスＤＣモータに出力するモータ電圧をＰＷＭ信号として出力するＰＷＭ出力手段とＰＷＭ信号から前記インバータ回路を駆動させるドライブ回路により前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせてモータ電圧を出力し回転数を制御する制御装置において、前記直流電源の電源電圧値を検出タイミング手段の決定するタイミングで検出する電圧検出手段を備え、前記ＰＷＭ出力手段は前記電源電圧値と前記モータ電圧値により、前記ＰＷＭ信号のデューティを算出するブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記検出タイミング手段は、前記ＰＷＭ出力手段より出力されるＰＷＭ信号の周期に同期して検出するタイミングを出力し、前記ＰＷＭ出力手段は、各ＰＷＭの周期毎に検出される電源電圧値を比較し、今回の電源電圧値が前回の電源電圧値に比べてその差の電圧値が電圧差設定手段により回転数の増加とモータ電流の増加を防ぐために設定した電圧値より大きい場合に前記今回の電源電圧値と前記回転数制御手段から出力されるモータ電圧値より、前記インバータ回路から出力されるモータ電圧を一定に出力する制御を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置としたものである。

これにより、インバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができ、回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならないブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機に搭載したものである。

これによりインバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができ、回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならないブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機が提供できる。

本発明によれば、インバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができ、回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、少しの回転数の上昇でモータ電圧の下げる割合を多くする必要がないので、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならず、安定して駆動させることが可能という効果のあるブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。

また、直流電源の電源電圧に対し、モータ電圧を制限し、また過電圧や低電圧においてブラシレスＤＣモータを停止させインバータ回路の安定性を高めるという効果のあるブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。

また、複雑な計算や制御の回数を減らして制御することも可能なため、低コストなマイクロコンピュータを使用できるという効果のあるブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。

また、このような効果のあるブラシレスＤＣモータの駆動装置を使用した換気送風装置、例えば、具体的に熱交換型冷却機を提供できる。

本発明の実施の形態１のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図 本発明の実施の形態１の回転数検出手段とＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態２のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態３のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態４のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態５のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態６の予め記憶された電源電圧値とＰＷＭのデューティの関係を示す図 本発明の実施の形態７の検出タイミング手段とＰＷＭ出力手段の動作のタイミングを示す説明図 本発明の実施の形態８の電源電圧の変化とＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態９の前記直流電源が周期的に変動する場合のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態１０のＰＷＭ出力手段の動作の説明図 本発明の実施の形態１１のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図 従来の熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図 従来のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図 従来の熱交換型冷却機の直流電源の説明図 直流電源に実際に急激な電圧変動が存在する場合の説明図 従来のブラシレスＤＣモータの制御装置の回転数検出手段と過電流による停止の動作を示す説明図 従来のブラシレスＤＣモータの制御装置の実際に回生の動作になり電源電圧が上昇している例を示す図

本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータと前記回転子の磁極の位置を検出し位置検出信号を出力する位置検出手段と前記回転子の回転数を設定する回転数設定手段と前記位置検出手段から出力される位置検出信号より前記回転子の回転数を検出し前記回転数設定手段から設定される回転数と比較し回転数が一致するようにモータ電圧値を出力する回転数制御手段とモータ電圧値より前記ブラシレスＤＣモータに出力するモータ電圧をＰＷＭ信号として出力するＰＷＭ出力手段とＰＷＭ信号から前記インバータ回路を駆動させるドライブ回路により前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせてモータ電圧を出力し回転数を制御する制御装置において、前記直流電源の電源電圧値を検出タイミング手段の決定するタイミングで検出する電圧検出手段を備え、前記ＰＷＭ出力手段は前記電源電圧値と前記モータ電圧値により、前記ＰＷＭ信号のデューティを算出するブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記検出タイミング手段は、前記ＰＷＭ出力手段より出力されるＰＷＭ信号の周期に同期して検出するタイミングを出力し、前記ＰＷＭ出力手段は、各ＰＷＭの周期毎に検出される電源電圧値を比較し、今回の電源電圧値が前回の電源電圧値に比べてその差の電圧値が電圧差設定手段により回転数の増加とモータ電流の増加を防ぐために設定した電圧値より大きい場合に前記今回の電源電圧値と前記回転数制御手段から出力されるモータ電圧値より、前記インバータ回路から出力されるモータ電圧を一定に出力する制御を有するものであり、前記インバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力する制御ができ、過電流保護が働かないようにできる。

本発明の請求項２記載の発明は、請求項１に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風機に搭載したものであり、インバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができ、回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならないブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機が実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１に示すように、直流電源６は電圧平滑用のコンデンサ７に接続され、インバータ回路１に直流電圧を供給する。インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を接続する。直流電源６とスイッチング素子の間には、図示するように電流検出抵抗３１を配置する。ブラシレスＤＣモータ２は回転子３と固定子４から構成され、固定子４には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。また、電気角でお互いに１２０度の位相差を持つようにＨＵ，ＨＶ，ＨＷの３つの位置検出手段としての磁気センサを内蔵し、回転子３の磁極の位置を検出する。その位置検出信号は制御装置１７のマイクロコンピュータ８に内蔵された回転数制御手段１３に出力される。位置検出手段としては、位置を検出できればよく、磁気センサなどがある。

回転数制御手段１３は入力した位置検出信号より回転数を算出し、回転数設定手段１２より予め定められた所定の回転数と比較し、回転数が低い場合はモータ電圧を上げ、回転数が高い場合はモータ電圧を下げるモータ電圧値をＰＷＭ出力手段１０に出力する。ＰＷＭ出力手段１０は回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧値に基づいて直流電源６の電源電圧をＰＷＭ制御によりＰＷＭのデューティを上昇させたり低下させたりして回転数を一定に制御すると共に、インバータ回路１のスイッチング素子の駆動電圧を確保し安定して動作させるためにＰＷＭのデューティの最大値の範囲内でモータ電圧を制御するＰＷＭの信号をドライブ回路１１に出力する。ＰＷＭ出力手段１０としては、上記内容が実現できる論理回路などである。回転数制御手段１３としては、上記内容がプログラムされたマイクロコンピュータなどがある。回転数設定手段１２としては、予め定められた所定の回転数に設定できればよく、例えば、回転数設定のスイッチなどがある。

ドライブ回路１１はＰＷＭ出力手段１０より出力されるＰＷＭの信号に基づいてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をドライブするスイッチング信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−を出力する。インバータ回路１はドライブ回路１１の信号に基づいて実際にブラシレスＤＣモータ２のモータ電圧を変更して駆動している。

一方、図に示す様に直流電源６の電源電圧を検出するために、マイクロコンピュータ８に内蔵された電圧検出手段９に電源電圧の信号を入力する。電圧検出手段９はＡ／Ｄ変換器が使用され、電源電圧の信号をディジタル値に変換して電源電圧値として認識し、ＰＷＭ出力手段１０に出力する。ＰＷＭ出力手段１０は電源電圧値が高くなった時ＰＷＭのデューティを下げ、電源電圧値が低くなった時ＰＷＭのデューティを上げる。このＰＷＭ制御によりインバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力する。

次に具体的に位置検出信号より回転数を算出する方法を説明する。図２（ａ）は位置検出信号の波形である。ＨＵ，ＨＶ，ＨＷは交互に変化し、１秒間に信号が変化する回数をカウントする。矢印はカウントするタイミングを表す。ここで、例えば、１回転２４回の信号の変化があるブラシレスＤＣモータにおいて、１秒間信号の変化が２３０回あったとすると、回転数Ｎｇは式１より求める。

Ｎｇ＝２３０／２４×６０＝５７５ｒ／ｍｉｎ・・・（式１）
また、図２（ｂ）は回転数設定手段１２が、例えば、予めＮｓ＝６００ｒ／ｍｉｎに設定されており、回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧値がＶｇ＝２９Ｖである場合、ＰＷＭ出力手段１０はＮｇをＮｓを比較し、Ｎｓが低いのでモータ電圧値を例えばＶｇ＝２９ＶからＶｇ＝３０Ｖに上昇させる。この様にモータ電圧値を変化させ、設定された回転数Ｎｓ＝６００ｒ／ｍｉｎに近づくように制御される。

次に具体的に電源電圧が上昇した場合のＰＷＭ出力手段の動作を説明する。図２（ｃ）は電源電圧が上昇した場合のモータ電圧とモータ電流の変化を示す。電圧検出手段は電源電圧値が４８Ｖから４９Ｖ上昇していることを検出し、例えば、ＰＷＭのデューティは、Ｄｐ＝０．６２であったものを０．６に下げる。この様な動作を繰り返すことによって、電源電圧は上昇しているが、ＰＷＭのデューティを下げるので、結果としてモータ電圧の上昇は少なくなる。

これによって、モータ電流の上昇が抑えられ、過電流保護が働かなくなると共に、少しの回転数の上昇でモータ電圧の下げる割合を多くする必要がないので、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならなくすることができる。

なお、本実施例において、電源電圧が上昇した場合のＰＷＭ出力手段の動作を説明しているが、電源電圧が低下した場合のＰＷＭ出力手段の動作も同様に考えればよい。要は電源電圧の上昇、低下に応じてＰＷＭのデューティを下げたり上げたりすれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態２）
電圧検出手段９は、例えば、電源電圧値Ｖｄ＝４８Ｖを検出する。回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧値Ｖｇ＝３０Ｖとすると、ＰＷＭ出力手段のＰＷＭのデューティＤｐを２式より求める。

Ｄｐ＝Ｖｇ／Ｖｄ・・・（式２）
この時のＰＷＭのデューティはＤｐ＝０．６３となり、一方、例えば、Ｖｄ＝５０Ｖの時、Ｐｄ＝０．６となる。電源電圧が高くなるとＰＷＭのデューティは下がるので、モータ電圧は電源電圧が変化しても一定となる。

図３は具体的に電源電圧が上昇した場合の式２によって求めたＰＷＭのデューティを出力したＰＷＭ出力手段１０の動作を示す。図３（ａ）は電源電圧が上昇した時のモータ電圧とモータ電流の変化を示す。電源電圧は時間と共に上昇するが、モータ電圧値は式２より正確に算出されているので、一定となり、従って、モータ電流も上昇することなく、一定となる。図３（ｂ）はＰＷＭのデューティＤｐの変化を示す。

これによって、ＰＷＭ出力手段は直流電源の電源電圧値と回転数制御手段から出力されるモータ電圧値の比を算出してＰＷＭ信号を出力することにより、インバータ回路から出力されるモータ電圧を直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができる。

なお、本実施例において、電源電圧が上昇した場合のＰＷＭ出力手段の動作を説明しているが、電源電圧が低下した場合のＰＷＭ出力手段の動作も同様に考えればよい。要は電源電圧の上昇、低下に応じてＰＷＭのデューティを下げたり上げたりすれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態３）
インバータ回路１は、回路の構成上ＰＷＭ出力手段１０から出力するＰＷＭのデューティの最大値Ｄｍａが最大デューティ設定手段１８により定まっている。これを超えると、インバータ回路１のスイッチング素子の制御電圧が確保出来なくなる。従って、例えば、Ｄｍａ＝０．８５とすると、ＰＷＭ出力手段１０は電源電圧が低くなり、回転数制御手段より出力されるモータ電圧値より定まるＰＷＭ出力手段１０のＰＷＭのデューティＤｐ＝０．８５以上になった場合、Ｄｐ＝Ｄｍａとする。この時の最大モータ電圧値Ｖｍａは式３で示される。最大デューティ設定手段１８としては、最大デューティを設定するスイッチなどがある。

Ｖｍａ＝Ｄｍａ×Ｖｄ・・・（式３）
図４は電源電圧が低下して、ＰＷＭのデューティＤｐ＝０．８５以上になった場合のモータ電圧が制限される動作を示す。図４（ａ）は電源電圧が上昇した時のモータ電圧とモータ電流の変化を示す。図４（ｂ）はＰＷＭのデューティＤｐを示す。例えば、Ｖｄ＝４８Ｖの時、Ｖｍａ＝４０．８Ｖとなる。モータ電圧値Ｖｇが４０．８Ｖ以上に設定されている時、Ｖｇは制限されてＶｇ＝４０．８Ｖになる。

これによって、直流電源６の電源電圧が低下してモータ電圧を大きくしなければいけない場合でも、インバータ回路の最大デューティで定まる最大モータ電圧値に制限することにより、インバータ回路の安定性を高めることができる。

なお、本実施例において、Ｄｍａ＝０．８５としたが、他の値でもよい。要はインバータ回路の構成上からくる制限の範囲内にあればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態４）
インバータ回路１において、スイッチング素子の電源電圧に対する耐圧が決められている。ＰＷＭ出力手段１０は、最大電圧設定手段１５で定められたスイッチング素子の耐圧より低い最大電圧値、例えば、８０Ｖと電源電圧値を比較し、最大電圧値より電源電圧値が高い場合、モータ電圧の出力を停止しインバータ回路１を停止する。最大電圧設定手段１５としては、最大電圧を設定のスイッチなどがある。

図５はＰＷＭ出力手段１０が最大電圧値と電源電圧値を比較し、最大電圧値より電源電圧値が大きい場合、モータ電圧の出力を停止する動作を示す。図５（ａ）は電源電圧とモータ電圧を示す。図５（ｂ）はこの時のＰＷＭのデューティＤｐを示す。

これによって、インバータ回路を過電圧から保護することが可能となり、インバータ回路の安定性を高めることができる。

なお、本実施例において、最大電圧値を８０Ｖとしたが、他の値でもよい。要はインバータ回路のスイッチング素子の耐圧からくる電圧の範囲内にあればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態５）
インバータ回路１において、スイッチング素子の駆動電圧を確保し安定して操作させることが必要となる。ＰＷＭ出力手段１０は、最低電圧設定手段１６で定められた最低電圧値、例えば、１５Ｖと電源電圧値を比較し、最低電圧値より電源電圧値が低い場合、モータ電圧の出力を停止しインバータ回路１を停止する。最低電圧設定手段１６としては、最大電圧を設定するスイッチなどがある。

図６はＰＷＭ出力手段１０が最低電圧値と電源電圧値を比較し、最低電圧値より電源電圧値が低い場合、モータ電圧の出力を停止する動作を示す。図６（ａ）は電源電圧とモータ電圧を示す。図６（ｂ）はこの時のＰＷＭのデューティＤｐを示す。

これによって、インバータ回路を低電圧から保護することが可能となり、インバータ回路の安定性を高めることができる。

なお、本実施例において、最低電圧値を１５Ｖとしたが、他の値でもよい。要はインバータ回路のスイッチング素子の駆動電圧からくる範囲内にあればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態６）
ＰＷＭ出力手段１０は、前記電圧検出手段９から出力される電源電圧値と前記回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧値の関係より予め記憶されたＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号はＰＷＭのデューティＤｐとして記憶される。

図７は予め記憶された電源電圧値とモータ電圧値Ｖｄ＝３０Ｖの場合のＰＷＭのデューティＤｐの関係を示す。電源電圧値Ｖｄ＝４８Ｖの時、Ｄｐ＝０．６３のＰＷＭ信号を出力するが、電源電圧が変わってＶｄ＝５５Ｖの時、Ｄｐ＝０．５４のＰＷＭ信号を出力する。

これによって、複雑な演算を必要とせずにモータ電圧を出力することが可能になり、低コストなマイクロコンピュータを使用することができる。

なお、本実施例において、電源電圧値Ｖｄ＝４０から６０Ｖでモータ電圧値３０Ｖの場合の関係を記憶したが、他の電源電圧範囲やモータ電圧が必要な場合、別の電源電圧範囲とモータ電圧の関係を記憶すればよい。要は必要な数の電源電圧範囲とモータ電圧の関係を記憶すればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態７）
電源電圧値を検出するタイミングを決定する検出タイミング手段１４は、ＰＷＭ出力手段１０より出力されるＰＷＭ信号の周期に同期して検出するタイミングを出力する。ＰＷＭ出力手段１０は各ＰＷＭ信号の周期毎に出力される電源電圧値より、次のＰＷＭ信号のタイミングに回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧より、インバータ回路１から出力されるモータ電圧を一定に出力する。検出タイミング手段１４としては、上記内容が実現できる論理回路などがある。

図８は各ＰＷＭ信号のデューティ毎に電源電圧を検出し、ＰＷＭ信号のデューティを制御する動作を示す。１）で電源電圧を検出し、２）でＰＷＭのデューティを制御するが、１）のタイミングで電源電圧を検出すると、次のＰＷＭ信号の２）のタイミングでデューティを制御し、同時に１）の電源電圧を検出し、これらを繰り返す。矢印は検出するタイミングを示す。従って、ＰＷＭ出力手段１０は、制御可能な最も早い各ＰＷＭの周期毎にモータ電圧を変更することが可能なる。

これによって、ＰＷＭの周期に同期してモータ電圧を制御することが可能になり、直流電源の電圧値の変化に対し精度を高めてモータ電圧を制御できる。

（実施の形態８）
電源電圧は検出タイミング手段１４に同期して検出し、ＰＷＭ出力手段１０は１）で検出した電源電圧値と前回の１）で検出した電源電圧値を比較し、電圧差設定手段１９により予め定められた電圧値を、例えば、１Ｖとすると、１Ｖより大きい場合、その電源電圧値と回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧値より、インバータ回路１から出力されるモータ電圧を一定に出力する。

図９は電源電圧が一定の場合、２）のＰＷＭのデューティの制御をしないで、電源電圧が変化した場合、２）のＰＷＭのデューティを制御する動作を示している。

これによって、ＰＷＭ出力手段の制御回数を減らすことが可能となり、処理速度の遅い低コストなマイクロコンピュータを使用できる。

なお、本実施例において、電圧差設定手段の予め定められた電圧値を１Ｖとしたが、他の値でもよい。要は回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにでき、処理速度の遅い低コストなマイクロコンピュータが使用できればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態９）
検出タイミング手段１４は、前記直流電源６が周期的に電圧変動する電源、例えば従来例で示した交流電源１３３から変圧器１３４に接続され、低電圧にしてから整流器１３５により整流された直流電源において、電圧変動より短い周期、例えば、２ｍ秒で前記電圧検出手段９は電源電圧値を検出し、ＰＷＭ出力手段１０はその次のＰＷＭ信号の周期に電源電圧値と前記回転数制御手段１３から出力されるモータ電圧より、前記インバータ回路１から出力されるモータ電圧を一定に出力する制御をする。

図１０は周期的に電圧変動する直流電源６において、電圧変動より短い周期で１）で電源電圧を検出し、２）でＰＷＭのデューティを制御する動作を示している。

これによって、電圧検出手段とＰＷＭ出力手段の制御回数を減らすことが可能となり、処理速度の遅い低コストなマイクロコンピュータを使用できる。

なお、本実施例において、直流電源を交流電源から変圧器によって低電圧にしてから整流器により整流された直流電源としたが、交流電源から直接、整流器により整流された直流電源でもよい。また、電圧変動より短い周期を２ｍ秒としたが、他の値でもよい。要は回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにでき、最大限処理速度の遅い低コストなマイクロコンピュータが使用できればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態１０）
ＰＷＭ出力手段１０はブラシレスＤＣモータ２に出力するモータ電圧を前回に出力したモータ電圧に対し制限して出力することにより、前記インバータ回路から出力されるモータ電圧を前記直流電源の電源電圧の急変に対し徐々に一定になるように出力する。

図１１は急激な電源電圧の変動に対し、ＰＷＭ信号の周期毎にモータ電圧を制御し、電源電圧値の検出とモータ電圧の出力のタイミングが違い、電源との共振によって電源電圧が変動している状態を示す。図１１（ａ）は電源電圧が変動している状態を示す。図１１（ｂ）はモータ電圧に制限を加え、変動が抑えられた状態を示す。この場合、前回出力したＰＷＭ信号のデューティに対し、今回のデューティの変化を、例えば、±０．１以内とし、前回０．６の場合、今回０．４まで下げる必要があるものを０．５に制限するものである。この結果、電源電圧の変動を抑えるように徐々に一定になるように出力することとなる。

これによって、前回出力したモータ電圧に対し、制限をつけて今回のモータ電圧を出力することにより、電源電圧の変動を抑えることができ、インバータ回路の安定性を高めることができる。

なお、本実施例において、電源電圧の変動を抑えるために、前回出力したＰＷＭ信号のデューティに対し、今回のデューティの変化を例えば±０．１以内としているが、他の値でもよい。要は電源電圧の変動を抑えることができ、インバータ回路の安定性を高めることができればよく、その作用効果に差異は無い。

（実施の形態１１）
図１２に示すように、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載したものである。

図において、室外側のブラシレスＤＣモータ２は、室外側送風機２０を回転させることにより、携帯電話の交換基地局等の発熱体収納箱２１が設置された周囲の外気を、熱交換型冷却機２２の下部の外気吸込口２３より吸い込み、熱交換素子２４を通過させた後、熱交換型冷却機２２の上部の外気吐出口２５より吐き出している。室内側のブラシレスＤＣモータ２６は、室内側送風機２７を回転させることにより、発熱体収納箱内部の熱せられた内気を、熱交換型冷却機２２の上部の内気吸込口２８より吸い込み、熱交換素子２４を通過させた後、熱交換型冷却機２２の下部の内気吐出口２９より吐き出している。室外側送風機２０の回転による外気の動きを実線の矢印で、室内側送風機２７の回転による室内空気の動きを破線の矢印で示している。熱交換素子２４内を冷えた外気と熱せられた室内空気が通過するときに熱交換され、外気は熱せられて大気中に排出され、室内空気は冷やされて室内側に還流されるので、発熱体収納箱２１内の冷却が可能になる。熱交換素子２４内では外気風路と内気風路は遮断されており、熱交換型冷却機２２の内気風路内に外気風路の空気が流入することは無い。熱交換型冷却機２２の内気風路内に設置された制御ボックス３０は、内部に室外側ブラシレスＤＣモータ２を駆動するための制御装置１７が設置されている。制御装置１７には、発熱体収納箱２１内に設置された低圧の直流電源６より、低圧の直流電力が供給され、制御装置１７から室外側のブラシレスＤＣモータ２を駆動している。又、制御ボックス３０内には、室内側のブラシレスＤＣモータ２６を駆動する室内側インバータ回路（図示せず）も備え、室内側送風機２７を運転している。

これによって、内気風路側の制御装置のインバータ回路から出力されるモータ電圧を直流電源の電源電圧の変動に関わらず一定に出力することができ、回転数の変動とモータ電流の増加を防ぎ過電流保護が働かないようにすると共に、少しの回転数の上昇でモータ電圧の下げる割合を多くする必要がないので、インバータ回路とブラシレスＤＣモータが回生の動作にならず、安定して駆動させることが可能な、低コストで信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機ができる。

なお、本実施例において、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載した例を示したが、換気扇やレンジフード等の換気送風装置に搭載しても良く、その作用効果に差異は生じない。

位置検出手段として磁気センサを使用した例を示したが、センサを必要としないセンサレスブラシレスＤＣモータにおいても容易に実現でき、回転子の磁気等を利用したセンサレスで駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置の用途にも適用できる。

１ インバータ回路
２ ブラシレスＤＣモータ
３ 回転子
４ 固定子
５ 位置検出手段
６ 直流電源
７ コンデンサ
８ マイクロコンピュータ
９ 電圧検出手段
１０ ＰＷＭ出力手段
１１ ドライブ回路
１２ 回転数設定手段
１３ 回転数制御手段
１４ 検出タイミング手段
１５ 最大電圧設定手段
１６ 最低電圧設定手段
１７ 制御装置
１８ 最大デューティ設定手段
１９ 電圧差設定手段
３１ 電流検出抵抗

Claims (2)

1. 直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータと前記回転子の磁極の位置を検出し位置検出信号を出力する位置検出手段と前記回転子の回転数を設定する回転数設定手段と前記位置検出手段から出力される位置検出信号より前記回転子の回転数を検出し前記回転数設定手段から設定される回転数と比較し回転数が一致するようにモータ電圧値を出力する回転数制御手段とモータ電圧値より前記ブラシレスＤＣモータに出力するモータ電圧をＰＷＭ信号として出力するＰＷＭ出力手段とＰＷＭ信号から前記インバータ回路を駆動させるドライブ回路により前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせてモータ電圧を出力し回転数を制御する制御装置において、前記直流電源の電源電圧値を検出タイミング手段の決定するタイミングで検出する電圧検出手段を備え、前記ＰＷＭ出力手段は前記電源電圧値と前記モータ電圧値により、前記ＰＷＭ信号のデューティを算出するブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記検出タイミング手段は、前記ＰＷＭ出力手段より出力されるＰＷＭ信号の周期に同期して検出するタイミングを出力し、前記ＰＷＭ出力手段は、各ＰＷＭの周期毎に検出される電源電圧値を比較し、今回の電源電圧値が前回の電源電圧値に比べてその差の電圧値が電圧差設定手段により回転数の増加とモータ電流の増加を防ぐために設定した電圧値より大きい場合に前記今回の電源電圧値と前記回転数制御手段から出力されるモータ電圧値より、前記インバータ回路から出力されるモータ電圧を一定に出力する制御を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風機。

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