JP5025331B2 - PWM control method and power converter using the same - Google Patents
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Description
本発明はPWM制御方法及びこれを用いた電力変換装置に関わり、特に最小オンパルス幅を確保し、かつ線間電圧の線形性を得られるように改良したPWM制御方法及びこれを用いた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a PWM control method and a power converter using the PWM control method, and more particularly to an improved PWM control method that secures a minimum on-pulse width and obtains linearity of a line voltage and a power converter using the same. About.
パルス幅変調制御(PWM制御)を用いて電圧基準から出力パルスを得る電力変換装置は、通常自己消弧形のスイッチング素子(例えばIGBT)によって主回路が構成され、変調周期毎に所定時間だけスイッチング素子がオンオフすることによってパルス状の電圧を出力し、その平均電圧を制御している。この場合、スイッチング素子がターンオフする際に生じるサージ電圧による素子破損を防止するため、スイッチング素子と並列にスナバ回路のコンデンサが接続され、このコンデンサにサージ電圧を吸収させることによってサージ電圧を抑制している。またこのコンデンサの電圧を初期化するため、スイッチング素子をオンにしたとき、一定時間(これを最小オンパルス幅と呼ぶ。)オン状態を維持して、コンデンサの電荷を放電させるようにしている。なお、インバータに代表される電力変換装置に関してはその知識は広く知られたものであり、ここでは図表を用いた説明は省略する。 A power converter that obtains an output pulse from a voltage reference using pulse width modulation control (PWM control) usually has a main circuit composed of self-extinguishing switching elements (for example, IGBT), and switches for a predetermined time every modulation period. When the element is turned on and off, a pulsed voltage is output and the average voltage is controlled. In this case, in order to prevent element damage due to surge voltage generated when the switching element is turned off, a capacitor of the snubber circuit is connected in parallel with the switching element, and the surge voltage is suppressed by absorbing the surge voltage in this capacitor. Yes. In order to initialize the voltage of the capacitor, when the switching element is turned on, the capacitor is discharged by maintaining the on state for a certain period of time (this is called the minimum on-pulse width). In addition, the knowledge about the power converter represented by an inverter is widely known, and the description using a chart is abbreviate | omitted here.
一般的にPWM制御を用いた電力変換装置においては、3角波状の搬送波(キャリア)と電圧基準を比較してゲートパルスを生成する。このとき、電圧基準がキャリアの先端部分で交差すると、スイッチング素子の最小オンパルス幅よりも狭いゲートパルスが生成される恐れがある。 In general, in a power conversion device using PWM control, a gate pulse is generated by comparing a triangular wave carrier with a voltage reference. At this time, if the voltage reference intersects at the tip of the carrier, a gate pulse narrower than the minimum on-pulse width of the switching element may be generated.
上記対策として、最小オンパルス幅以下のゲートパルスが作成されないように、各相の電圧基準に直流バイアス電圧を加え、線間電圧を指令値に保った状態で電圧指令を補正する提案が為されている(例えば、特許文献1参照。)。
特許文献1に示された手法によれば、線間電圧を元の電圧基準に保った状態で電圧基準を補正するようにしているので、キャリア周波数がある程度高ければ電圧基準の基本波分に影響を与えない補正が可能となる。また、PWM変調方法にもよるが、主に電圧基準がゼロレベルに近いところでの電圧基準の補正となるので、補正による擾乱の影響は少ない。
According to the method disclosed in
ところが、単位インバータを相毎に直列接続して構成する電力変換装置や、同一の直流電源の電圧を分割して構成する多レベル電力変換装置のように、キャリアを縦に複数個持つ事によってPWM制御を実現している場合、このキャリアの先端部分が複数箇所存在するため、通常のレベルの電圧基準であっても上記の補正箇所が増えるため補正制御が複雑となり、また必要以上の電圧補正を行なって出力に擾乱を与える恐れがある。 However, PWM is achieved by having a plurality of carriers vertically, such as a power converter configured by connecting unit inverters in series for each phase, or a multi-level power converter configured by dividing the voltage of the same DC power supply. When the control is realized, there are a plurality of tip portions of the carrier, so that even if the voltage is at a normal level, the correction points are increased, so that the correction control becomes complicated, and the voltage correction more than necessary is required. Doing so may disturb the output.
本発明は上記に鑑みて為されたもので、その目的は、比較的簡単で且つ確実な補正によって最小オンパルス幅を確保し、且つ線間電圧の線形性を得られるように改良したPWM制御方法及びこれを用いた電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to improve the PWM control method so as to ensure the minimum on-pulse width and obtain the linearity of the line voltage by relatively simple and reliable correction. And it is providing the power converter device using the same.
上記目的を達成するために、本発明のPMW制御方法及びこれを用いた電力変換装置は、複数個の縦シフトされた3角波状のキャリアによって3相の電圧基準各々をPWM変調して電力変換装置のゲート信号を得るようにしたキャリア縦シフト型のPWM制御方法において、前記キャリアの先端部分に前記電圧基準が入らないように制御するための禁止帯を設け、前記3相の電圧基準全てが前記禁止帯に入らないときには通常のPWM制御を行い、前記3相の電圧基準のうち新たな1相が前記禁止帯を横切ったとき、当該新たな1相の電圧基準が前記禁止帯の上下何れかの境界線上となるようにシフト補正すると共に、元の3相電圧基準の絶対値が最大である相の電圧が小さくなるように前記禁止帯の前記境界線の上下何れかを選択するようにし、前記シフト補正した量と同量の補正を他の2相に対して行なうようにしたことを特徴としている。
In order to achieve the above object, a PMW control method and a power conversion apparatus using the same according to the present invention perform power conversion by PWM-modulating each of three-phase voltage references with a plurality of longitudinally shifted triangular wave carriers. In the carrier vertical shift type PWM control method for obtaining the gate signal of the device, a forbidden band is provided for controlling the voltage reference not to enter the leading end portion of the carrier, and all the three-phase voltage references are When the forbidden band is not entered, normal PWM control is performed, and when one new phase of the three-phase voltage reference crosses the forbidden band, the new one-phase voltage reference is either above or below the forbidden band. with Kano shift correction so that the boundary line, so that the absolute value of the original three-phase voltage reference selects the upper and lower one of the boundary lines of the forbidden band so that the voltage of the phase decreases the maximum And it is characterized in that the correction of the shift corrected the same amount as performed for the other two phases.
本発明によれば、比較的簡単で且つ確実な補正によって最小オンパルス幅を確保し、かつ線間電圧の線形性を得られるように改良したPWM制御方法及びこれを用いた電力変換装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, there is provided a PWM control method improved to ensure a minimum on-pulse width by relatively simple and reliable correction and to obtain linearity of a line voltage, and a power converter using the PWM control method. It becomes possible.
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
以下、本発明の実施例1に係るPWM制御方法及びこれを用いた電力変換装置を図1乃至図4を参照して説明する.
図1は本発明による電力変換装置のPWM制御器を示すブロック構成図である。
Hereinafter, a PWM control method and a power converter using the PWM control method according to
FIG. 1 is a block diagram showing a PWM controller of a power converter according to the present invention.
図1において、インバータ装置の例えばベクトル制御ブロック等から出力される3相電圧基準(Vu*、Vv*、Vw*)をそれぞれ禁止帯チェック処理回路11U、11V及び11Wへ入力し、夫々の電圧基準が禁止帯領域内に存在するかどうかをチェックする。そしてこのチェック結果を電圧基準シフト量演算回路12に与える。ここで、禁止帯領域を規定するため、禁止帯チェック処理回路11U、11V及び11Wには縦シフトキャリア発生回路13から得られるキャリア信号を入力している。
In FIG. 1, for example, three-phase voltage references (Vu *, Vv *, Vw *) output from, for example, a vector control block of the inverter device are input to the forbidden band
電圧基準シフト量演算回路12においては、3相電圧基準が禁止帯領域内に無いときは電圧基準シフト量演算回路12の出力である補正量Vsftを0として加算器14U、14V及び14Wに夫々与える。加算器14U、14V及び14Wにおいては、元の3相電圧基準(Vu*、Vv*、Vw*)の各々に0を加算して新たな3相電圧基準(Vu、Vv、Vw)を求めてキャリア比較器15へ入力し、キャリア比較器15において各相のゲート信号を生成する。ここでキャリア比較器15は、縦シフトキャリア発生回路13から得られるキャリア信号と新たな3相電圧基準(Vu、Vv、Vw)から各相のゲート信号を生成する。
In the voltage reference shift
また、電圧基準シフト量演算回路12において、元の電圧基準が1相でも禁止帯領域内にあるときは、3相全てが禁止帯領域外になるような補正量Vsftを出力して加算器14U、14V及び14Wに夫々与える。加算器14U、14V及び14Wにおいては、元の3相電圧基準(Vu*、Vv*、Vw*)の各々に補正量Vsftを加算して新たな3相電圧基準(Vu、Vv、Vw)を夫々求め、この新たな3相電圧基準(Vu、Vv、Vw)をキャリア比較器15へ入力し、キャリア比較器15において各相のゲート信号を生成する。
Further, in the voltage reference shift
図2は、図1に示したPWM制御器が用いられる電力変装置の一例を示す回路
構成図である。交流電源1から入力変圧器2に交流が供給されている。入力変圧器2は2次巻線が多重化された変圧器であり、この2次巻線の交流出力は単位インバータ3U1、3U2、3U3、3V1、3V2,3V3、3W1、3W2、3W3に夫々供給される。単位インバータ3U1、3U2及び3U3の交流出力は夫々直列に接続され、その直列回路の片端は中性点Nに、他端は交流電動機4のU相に接続されている。同様に、単位インバータ3V1、3V2及び3V3並びに単位インバータ3W1、3W2及び3W3の各々の交流出力は直列回路を形成し、夫々の片端は中性点Nに、他端は交流電動機4のV相、W相に夫々接続されている。
FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing an example of a power conversion device in which the PWM controller shown in FIG. 1 is used. AC is supplied from the
単位インバータ3U1、3U2及び3U3にはPWM制御器10からU相ゲート信号が与えられ、単位インバータ3V1、3V2及び3V3並びに単位インバータ3W1、3W2及び3W3にはPWM制御器10からV相ゲート信号、W相ゲート信号が夫々与えられている。
The unit inverters 3U1, 3U2 and 3U3 are given a U-phase gate signal from the
ここで、単位インバータ3U1、3U2及び3U3に与えられるU相ゲート信号は基本キャリアを縦シフトして3段構成した縦シフトキャリアとU相の補正された電圧基準Vuから求められ、夫々1段目、2段目及び3段目のキャリアが電圧基準Vuでパルス幅変調されたゲートパルスとなる。 Here, the U-phase gate signal given to the unit inverters 3U1, 3U2 and 3U3 is obtained from the vertical shift carrier formed by shifting the basic carrier vertically to form three stages and the U-phase corrected voltage reference Vu. The second and third stage carriers become gate pulses that are pulse width modulated by the voltage reference Vu.
以下、図3及び図4を参照して、図1及び図2で示した実施例1の構成における動作を説明する。図3はPWM制御器10が電圧基準を補正するときの動作フローチャート、図4は補正時における各部の動作波形を示す。尚図4においては、基本キャリアを縦シフトして6段構成した縦シフトキャリアの場合が図示されている。
Hereinafter, with reference to FIGS. 3 and 4, the operation in the configuration of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2 will be described. FIG. 3 is an operation flowchart when the
図3のステップST−1に示すように、まず3相電圧基準(Vu*、Vv*、Vw*)の何れかの相が禁止帯領域内に入ったかどうかチェックする。この禁止帯領域とは、図4に示したように、6段構成した縦シフトキャリアの三角波の先端部分に振幅方向に設けられた領域であり、各段の中間部に帯状に形成されている。そして、元の3相電圧基準(Vu*、Vv*、Vw*)の何れの相も禁止帯領域内に入っていない場合には補正は行なわず、次のサンプリングに移行する。 As shown in step ST-1 of FIG. 3, first, it is checked whether any phase of the three-phase voltage reference (Vu *, Vv *, Vw *) has entered the prohibited band region. As shown in FIG. 4, the forbidden band region is a region provided in the amplitude direction at the tip of the triangular wave of the six-stage vertical shift carrier, and is formed in a band shape in the middle part of each stage. . Then, if any phase of the original three-phase voltage reference (Vu *, Vv *, Vw *) is not within the forbidden band region, the correction is not performed and the process proceeds to the next sampling.
そして、何れかの相の電圧基準が禁止帯領域内に入ったとき、この禁止帯領域に入った相の電圧基準が禁止帯領域の境界線上に来るように補正を加える(ST−2)。これを図4で説明すると、時刻t=T1までは何れの相も禁止帯領域内に入っていないが、時刻t=T1でV相電圧基準が禁止帯3の負側(下部)の境界線を横切る。そして時刻t=T2で禁止帯3の正側(上部)の境界線を横切るまでは禁止帯3の領域内にある。このとき、図4に示したようにT1からT2の間は新たな電圧基準Vuが禁止帯3の下部の境界線上となるように元の電圧基準Vu*をシフト補正する。
When the voltage reference of any phase enters the forbidden band region, correction is made so that the voltage reference of the phase entering the forbidden band region is on the boundary line of the forbidden band region (ST-2). This will be explained with reference to FIG. 4. Although no phase is in the forbidden band region until time t = T1, the boundary line on the negative side (lower part) of the
このステップ2の補正を行うと同時にこの補正量と同じ値のシフト補正を他の2相であるU相及びW相についても行う(ST−3)。
At the same time that the correction in
同様に、図4においてT2からT3の区間は何れの相も禁止帯領域内に入っていないので補正なしとなるが、時刻t=T3においてW相電圧基準が禁止帯1の上部の境界線を横切る。そして時刻t=T4で禁止帯1の下部の境界線を横切るまでは禁止帯1の領域内にある。このとき、T3からT4の間は新たなW相電圧基準Vwが禁止帯1の上部の境界線上となるように元の電圧基準Vw*をシフト補正する。
Similarly, in FIG. 4, since no phase is in the forbidden band region in the section from T2 to T3, no correction is made. However, at time t = T3, the W-phase voltage reference indicates the upper boundary line of the
以上説明したようなシフト補正を行なうと、
Vu=Vu*+Vsft
Vv=Vv*+Vsft
Vw=Vw*+Vsft
となるので、例えばU相V相間の線間電圧は、
Vv−Vu=Vv*+Vsft−(Vu*+Vsft)=Vv*−Vu*
となり、上述した禁止帯リミット制御による補正量の影響が線間電圧には現れないことが判る。
When the shift correction as described above is performed,
Vu = Vu * + Vsft
Vv = Vv * + Vsft
Vw = Vw * + Vsft
Therefore, for example, the line voltage between the U phase and the V phase is
Vv−Vu = Vv * + Vsft− (Vu * + Vsft) = Vv * −Vu *
Thus, it can be seen that the influence of the correction amount by the forbidden band limit control does not appear in the line voltage.
また、上記のステップST−2、ST−3でシフト補正を実施中に新たに別の相の電圧基準が禁止帯領域内に入ったときは、その新たな相に着目して上記ステップST−2においてシフト補正を行うようにすれば良い。
Further, when a voltage reference of another phase newly enters the forbidden band region during the shift correction in the above steps ST-2 and ST-3, paying attention to the new phase, the step ST- Shift correction may be performed in
以上説明したように、最小オンパルス幅に対して禁止帯の幅と制御のサンプリング周期を適切に選定すれば、本実施例1によって比較的簡単な回路構成で確実に最小オンパルス幅を確保し、かつ線間電圧の線形性を得られるPWM制御が実現可能となる。尚、制御のサンプリング周期が十分短ければ、キャリアの先端部でカットされた禁止帯の境界線が略最小オンパルス幅となるようにすれば良い。 As described above, if the forbidden band width and the control sampling period are appropriately selected with respect to the minimum on-pulse width, the first embodiment ensures the minimum on-pulse width with a relatively simple circuit configuration, and PWM control capable of obtaining the linearity of the line voltage can be realized. If the control sampling period is sufficiently short, the boundary line of the forbidden band cut at the leading end of the carrier may be set to the substantially minimum on-pulse width.
以下、本発明の実施例2に係る電力変換装置を図5及び図6を参照して説明する.
図5はPWM制御器10が電圧基準を補正するときの動作フローチャート、図6は補正時における各部の動作波形を示している。図5に示す実施例2のフローチャートの各部について、図3の本発明の実施例1に係る電力変換装置のPWM制御器10が電圧基準を補正するときの動作フローチャートの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例2が実施例1と異なる点は、ステップST−2で禁止帯領域内に電圧基準が入ったことを確認した後に、その禁止帯領域内の元の電圧基準が禁止帯の中心を横切ったかどうかをチェックするステップST−1Aを挿入した点、またステップST−1AでYESの場合は、補正シフトする禁止帯の境界線を上下反転するステップST−1Bを設けた点である。
Hereinafter, the power converter concerning Example 2 of the present invention is explained with reference to FIG.5 and FIG.6.
FIG. 5 is an operation flowchart when the
この実施例2の動作について図6の補正時における各部の動作波形で説明する。図6において、時刻t=T1で行なう補正シフト動作は図4の実施例1における動作と同様である。そして時刻t=T5になると元のV相電圧基準Vv*が禁止帯3の中心を横切るので上述のステップST−1Bにより補正された電圧基準Vvを禁止帯3の下部の境界線から上部の境界線に移行させる。
The operation of the second embodiment will be described with reference to operation waveforms of the respective parts at the time of correction in FIG. In FIG. 6, the correction shift operation performed at time t = T1 is the same as the operation in the first embodiment shown in FIG. Since the original V-phase voltage reference Vv * crosses the center of the forbidden
以上のこの実施例2特有の動作は時刻t=T5においても行なわれる。ここでは、元のW相電圧基準Vw*が禁止帯1の中心を横切るので上述のステップST−1Bにより補正された電圧基準Vwを禁止帯1の上部の境界線から下部の境界線に移行させている。
The above-described operations specific to the second embodiment are also performed at time t = T5. Here, since the original W-phase voltage reference Vw * crosses the center of the forbidden
以上説明したように、この実施例2によれば、元の3相電圧基準とシフト補正後の3相電圧基準との差が最小となるようなシフト補正を行なっているので、電圧基準のシフトによる擾乱の影響を最小限に抑えることが可能になる。 As described above, according to the second embodiment, the shift correction is performed so that the difference between the original three-phase voltage reference and the three-phase voltage reference after the shift correction is minimized. It is possible to minimize the influence of the disturbance caused by.
以下、本発明の実施例3に係る電力変換装置を図7及び図8を参照して説明する.
図7はPWM制御器10が電圧基準を補正するときの動作フローチャート、図8は補正時における各部の動作波形を示している。図7に示す実施例3のフローチャートの各部について、図3の本発明の実施例1に係る電力変換装置のPWM制御器10が電圧基準を補正するときの動作フローチャートの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例3が実施例1と異なる点は、ステップST−2で禁止帯領域内に電圧基準が入ったことを確認した後に、通常のシフト補正を行なったとき絶対値が最大である相の電圧基準が増大するかどうかをチェックするステップST−1Cを挿入した点、またステップST−1CでYESの場合は、補正シフトする禁止帯の境界線を上下反転するステップST−1Bを設けた点である。
Hereinafter, the power converter concerning Example 3 of the present invention is explained with reference to FIG.7 and FIG.8.
FIG. 7 shows an operation flowchart when the
この実施例3の動作について図8の補正時における各部の動作波形で説明する。図8において、時刻t=T1で行なう補正シフト動作は図4の実施例1における動作と結果的に同じである。これは、V相電圧基準の通常のシフト補正方向が、その時点T1における絶対値が最大であるU相の電圧基準を低下させる方向の補正となるからである。ところが、時刻t=T3の補正においては、実施例1の図4で示した通常の補正を行なうと絶対値が最大であるU相の電圧基準を増大させる方向の補正となってしまう。従ってステップST−1Bにより補正された電圧基準Vwを禁止帯3の上部の境界線から下部の境界線に移行させる。このようにすれば、図8に示したように時刻t=T3におけるシフト補正によって、t=T3の時点で絶対値が最大であるU相の電圧基準を低下させる方向の補正とすることができる。
The operation of the third embodiment will be described with reference to the operation waveforms of the respective parts at the time of correction in FIG. In FIG. 8, the correction shift operation performed at time t = T1 is the same as the operation in the first embodiment shown in FIG. This is because the normal shift correction direction of the V-phase voltage reference is a correction in the direction of decreasing the U-phase voltage reference having the maximum absolute value at the time point T1. However, in the correction at time t = T3, if the normal correction shown in FIG. 4 of the first embodiment is performed, the correction will be in the direction of increasing the U-phase voltage reference having the maximum absolute value. Therefore, the voltage reference Vw corrected in step ST-1B is shifted from the upper boundary line of the forbidden
以上説明したように、この実施例3によれば、元の3相電圧基準の絶対値が最大である相の電圧が小さくなる方向にシフト補正を行なっているので、電力変換装置の電圧余裕を余分にとる必要のない効率的なPWM制御を実現することが可能になる。 As described above, according to the third embodiment, the shift correction is performed in such a direction that the voltage of the phase having the maximum absolute value of the original three-phase voltage reference is reduced. It is possible to realize efficient PWM control that does not require extra.
1 交流電源
2 入力変圧器
3U1、3U2、3U3、3V1、3V2,3V3、3W1、3W2、3W3 単位インバータ
4 交流電動機
10 PWM制御器
11U、11V、11W 禁止帯チェック処理回路
12 電圧基準シフト量演算回路
13 縦シフトキャリア発生器
14U、14V、14W 加算器
15 キャリア比較器
1
10
Claims (5)
前記キャリアの先端部分に前記電圧基準が入らないように制御するための禁止帯を設け、
前記3相の電圧基準全てが前記禁止帯に入らないときには通常のPWM制御を行い、
前記3相の電圧基準のうち新たな1相が前記禁止帯を横切ったとき、当該新たな1相の電圧基準が前記禁止帯の上下何れかの境界線上となるようにシフト補正すると共に、元の3相電圧基準の絶対値が最大である相の電圧が小さくなるように前記禁止帯の前記境界線の上下何れかを選択するようにし、
前記シフト補正した量と同量の補正を他の2相に対して行なうようにしたことを特徴とするPWM制御方法。 In the carrier longitudinal shift type PWM control method, wherein each of the three-phase voltage references is PWM-modulated by a plurality of longitudinally shifted triangular wave carriers to obtain the gate signal of the power converter,
Providing a forbidden band for controlling the voltage reference not to enter the tip of the carrier,
When all the three-phase voltage references do not enter the forbidden band, normal PWM control is performed,
Wherein when a new one phase of the three-phase voltage reference has crossed the forbidden band, the voltage reference of the new one phase shifts corrected so that the upper or lower boundary lines of the forbidden band, the original Selecting either above or below the boundary line of the forbidden band so that the voltage of the phase having the maximum absolute value of the three-phase voltage reference of
A PWM control method characterized in that the same amount of correction as the amount of shift correction is performed on the other two phases.
複数個の2次巻線を有する入力変圧器と、An input transformer having a plurality of secondary windings;
前記2次巻線に夫々接続され、所望の周波数の単相交流電圧を出力する複数台の単位インバータとから成り、A plurality of unit inverters connected to the secondary windings and outputting a single-phase AC voltage having a desired frequency,
前記複数台の単位インバータを相毎に3グループに分割し、グループ毎にその出力を直列接続し、その一端を中性点として互いに接続し、他の一端から3相交流出力を得るようにした電力変換装置であることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のPWM制御方法。The plurality of unit inverters are divided into three groups for each phase, the outputs are connected in series for each group, one end thereof is connected to each other as a neutral point, and a three-phase AC output is obtained from the other end. The PWM control method according to claim 1, wherein the PWM control method is a power conversion device.
前記PWM制御部は、The PWM control unit
前記キャリアの先端部分に前記電圧基準が入らないように制御する禁止帯を有し、Having a forbidden band for controlling the voltage reference not to enter the tip of the carrier,
前記3相の電圧基準全てが禁止帯に入らないときには通常のPWM制御を行い、When all the three-phase voltage standards do not enter the prohibited band, normal PWM control is performed.
前記3相の電圧基準のうち新たな1相が前記禁止帯を横切ったとき、当該新たな1相の電圧基準が前記禁止帯の上下何れかの境界線上となるようにシフト補正すると共に、元の3相電圧基準の絶対値が最大である相の電圧が小さくなるように前記禁止帯の前記境界線の上下何れかを選択するようにし、When a new phase of the three-phase voltage reference crosses the forbidden band, shift correction is performed so that the new one-phase voltage reference is on a boundary line above and below the forbidden band. Selecting either above or below the boundary line of the forbidden band so that the voltage of the phase having the maximum absolute value of the three-phase voltage reference of
前記シフト補正した量と同量の補正を他の2相に対して行なうようにしたことを特徴とする電力変換装置。A power conversion apparatus characterized in that the same amount of correction as the shift correction is performed on the other two phases.
複数個の2次巻線を有する入力変圧器と、An input transformer having a plurality of secondary windings;
前記2次巻線に夫々接続され、所望の周波数の単相交流電圧を出力する複数台の単位インバータとから成り、A plurality of unit inverters connected to the secondary windings and outputting a single-phase AC voltage having a desired frequency,
前記複数台の単位インバータを相毎に3グループに分割し、グループ毎にその出力を直列接続し、その一端を中性点として互いに接続し、他の一端から3相交流出力を得るものである請求項4に記載の電力変換装置。The plurality of unit inverters are divided into three groups for each phase, the outputs are connected in series for each group, one end thereof is connected to each other as a neutral point, and a three-phase AC output is obtained from the other end. The power conversion device according to claim 4.
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