JP5009689B2 - インバータ電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、直流電圧をインバータ部によって高周波交流電圧に変換する時に発生するスイッチング損失をソフトスイッチングによって低減するものであり、このとき、小電流領域において安定した出力を供給するソフトスイッチングの技術に関するものである。

図７は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術の電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する１次整流回路ＤＲ１と、直流電圧に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。

図７に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とがそれぞれ対をなし、これらの対をなす第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４又は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。

第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を平滑コンデンサＣ１及び補助コンデンサＣ２にバイパスして逆電圧の印加を防止する。変圧器ＩＮＴは、１次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。出力変換回路は、２次整流回路ＤＲ２及び直流リアクトルＤＣＬで形成され、２次整流回路ＤＲ２は、変圧器ＩＮＴの出力を整流しアーク加工に適した直流電圧に変換し、直流リアクトルＤＣＬは整流された直流電圧を平滑して負荷に供給する。

出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力設定回路ＩＲからの出力設定信号Ｉｒの値と出力電流検出信号Ｉｄの値とを誤差増幅しフィードバック信号Ｅｒとして出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。

電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は、平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続されたチョッパ用スイッチング素子であり、直流電源回路からの出力の供給を制御する。また、インバータ回路のターンオフした後に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生して、補助コンデンサＣ２が高電圧に充電され電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子が破壊する。第５の逆導通ダイオードＤ５はこの高電圧を平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。

補助コンデンサＣ２は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングするものであり、且つ、ブリッジ接続したインバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４を略零電圧でターンオフさせて、ターンオフ損失を略零にするものである。

図８は、インバータ駆動回路ＳＲの詳細図を示し、第1のオア回路ＯＲ１、第２のオア回路ＯＲ２、第１の補助コンデンサ時限回路ＴＩ１及び第２の補助コンデンサ時限回路ＴＩ２によって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオンすると第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンにし、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンすると第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオンにし、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフすると、この変化した時点から補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をオフにする。

図９は、電力開閉用駆動回路ＣＲの詳細図を示し、第３のオア回路ＯＲ３、第４のオア回路ＯＲ４及びアンド回路ＡＮＤによって形成され、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理すると共に第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１と第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２のオア論理し、各オア信号をアンド論理して電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力する。

図１０は、図７に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。

以下、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅が長いときの動作を図１０に示す波形タイミング図を用いて説明する。図１０（Ａ）に示すＴ０は、出力制御信号のパルス周期を示す。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に基づいて同図（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１を出力し、続いて、同図（Ｂ）に示す第２のパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオンして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、同図（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。

図１０（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をオフにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフすると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号Ｃｒをオフにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は第５のパルス幅Ｔ５の間は飽和損失が発生する。続いて、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の存在により、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時に電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧Ｖ５は、同図（Ｋ）のように電圧が緩やかに上昇するため、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は零電圧でターンオフされる。

図１０（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている。このとき補助コンデンサＣ２に充電され、補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４には補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧が印加されるので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。

時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、この期間は図１０（Ｆ）に示すように補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同一電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ３２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ４はインバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｉ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ２が発生する。続いて、時刻ｔ＝ｔ４以後は、上述と同一動作を行うので説明は省略する。

続いて、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅が長いときから短くなったときの動作を図１１に示す波形タイミング図を用いて説明する。
図１２（Ａ）に示す第１のパルス幅Ｔ１のように第１の出力制御信号Ｓｃ１が長いと同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１が大きくなり、変圧器の漏れインダクタンスには大きなエネルギーが蓄えられる。続いて、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１の期間において、同図（Ｆ）に示すように補助コンデンサＣ２は変圧器の漏れインダクタンスから電荷が十分充電され平滑コンデンサＣ１と同一電圧になる。

出力設定信号Ｉｒの値を小さくすると、図１１（Ｂ）に示すように、第２のパルス幅Ｔ２のように第２の出力制御信号が短くなり、同図（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２が少なくなり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さくなる。

時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１において、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であるが、変圧器の漏れインダクタンスに蓄えられているエネルギーが小さいため、同図（Ｆ）に示すように、補助コンデンサＣ２が十分に充電されない。

時刻ｔ＝ｔ８において、図１１（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは、第１のスイッチング素子ＴＲ１がオンになると電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンになり電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は導通する。この時点では、補助コンデンサＣ２が十分に充電されておらず、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４は零電圧でターンオンすることができず同図（Ｋ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５と同図（Ｌ）に示すコレクタ電流Ｉｃ５との積で生じるターンオン損失が発生する。

また、時刻ｔ＝ｔ８において、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が導通すると、平滑コンデンサＣ１と同一電圧になるまで補助コンデンサＣ２を充電するために電流が流れ込む、このとき同図（Ｈ）に示すようにコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが非常に穏やかになる。

図１１（Ａ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１のパルス幅がＴ７のように非常に短く、時刻ｔ＝ｔ９でオフすると同図（Ｈ）に示すようにコレクタ電流Ｉｃ１が十分上がりきらず、時刻ｔ＝ｔ８〜ｔ１０の期間で流れるコレクタ電流Ｉｃ１の総量は小さくなる。コレクタ電流Ｉｃ１の総量が非常に小さいと変圧器ＩＮＴの２次側に所定の電力が供給されなくなる。

特許文献１では、上述に示すソフトスイッチング技術が開示されている。

特開２００３−３１１４０８号公報

従来技術のインバータ電源装置において、直流電源回路とインバータ回路との間に直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、インバータ回路の入力側に並列に補助コンデンサを設け、インバータ回路の出力を制御する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がオンすると電力開閉用スイッチング素子を導通させ、オフすると電力開閉用スイッチング素子を遮断させ、第１の出力制御信号がオンすると第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ、第１の出力制御信号がオフすると補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて第２の出力制御信号がオンすると第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ、第２の出力制御信号がオフすると補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるので、インバータ回路の相対向する各スイッチング素子が略零電圧でターンオフが可能となりインバータ回路のターンオフ損失が大きく減少していた。

しかし、小電流領域のとき、第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号のパルス幅が非常に短くバラツキも生じる。このときインバータ回路の相対向する各スイッチング素子に流れるコレクタ電流が少なくなり、変圧器の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さくなる。続いて、インバータ回路の相対向する各スイッチング素子が遮断すると変圧器の漏れインダクタンスに蓄えられていたエネルギーによって補助コンデンサが充電されるが、この蓄えられていたエネルギーが小さいために補助コンデンサに電荷が十分充電されない。

補助コンデンサに電荷が十分充電されていない状態でインバータ回路の相対向する各スイッチング素子を導通すると、直流電源回路から供給されるコレクタ電流の一部が補助コンデンサの充電電流になり、コレクタ電流が十分立ち上がらずコレクタ電流の総量が小さくなる。このコレクタ電流の総量が小さくなると変圧器の２次側に所定の電力が供給されなくなり、電力が供給されないとフィードバック信号の値が大きくなり、第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号のパルス幅も長くなり負荷に所定より大きな電力が供給され出力設定値を超えてしまう。そして、出力設定値を超えるとフィードバック信号の値が逆に小さくなり第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号のパルス幅が短くなる。上述より従来のソフトスイッチング方式では小電流領域のとき、周期ごとに補助コンデンサに電荷が十分充電されなく充電のバラツキも生じるので、フィードバック信号が周期ごとに変化して負荷に安定した電力が供給できない。

そこで、本発明は、上記の課題を解決するインバータ電源装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、出力電圧又は出力電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けて前記インバータ回路の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子を略零電圧でターンオフさせる補助コンデンサと、前記出力設定値に基づいて前記補助コンデンサの補助コンデンサ充電時間を決定し前記第１の出力制御信号及び前記第２の出力制御信号がオンに変化する時点より前記補助コンデンサ充電時間前に前記電力開閉用スイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号及び前記第２の出力制御信号がオフに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断させる電力開閉用駆動回路と、前記第１の出力制御信号がオンに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がオフに変化する時点より予め定めた補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がオンに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がオフに変化する時点より前記補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。

第２の発明は、前記補助コンデンサ充電時間は、前記出力設定値が予め定めた出力設定基準値未満のとき予め定めた第１の充電時間とし、前記出力設定値が前記出力設定基準値以上のとき前記補助コンデンサの充電時間を略零とすること、を特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。

第１の発明によれば、大電流領域のとき、ソフトスイッチングによりインバータ回路の相対向するスイッチング素子のターンオフ損失が大きく減少し、小電流領域のとき、第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がオンに変化する時点より補助コンデンサ充電時間前に電力開閉用スイッチング素子を導通させ、直流電源回路から補助コンデンサに電力を供給し補助コンデンサを平滑コンデンサと同一電圧なるように充電する。そして、補助コンデンサが十分充電された状態でインバータ回路を導通するのでコレクタ電流が十分立ち上がり、コレクタ電流の総量の減少が防止でき変圧器の２次側に所定の電力が供給され、小電流領域のとき出力が非常に安定し溶接性が大きく改善される。

第２の発明によれば、出力設定値が予め定めた出力設定基準値未満のとき、第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がオンに変化する時点より補助コンデンサ充電時間前に電力開閉用スイッチング素子を導通させ、直流電源回路から補助コンデンサに電力を供給して平滑コンデンサと同一電圧なるように充電させるため、簡素化された制御で第１の発明と略同一効果が期待できる。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図において、図７に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。

図２は、出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＷＲの詳細図を示し、第３のオア回路ＯＲ３、第４のオア回路ＯＲ４、第５のオア回路ＯＲ５、アンド回路ＡＮＤ、出力設定値対応電力開閉用時限回路ＴＩ３及び反転回路ＩＮによって形成され、まず、第３のオア回路ＯＲ３は第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とのオア論理を行ってオア信号Ｏｒ３として出力し、第４のオア回路ＯＲ４は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１と第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２とのオア論理を行ってオア信号Ｏｒ４として出力し、アンド回路ＡＮＤは、オア信号Ｏｒ３とオア信号Ｏｒ４とのアンド論理を行ってアンド信号Ａｄとして出力する。出力設定値対応電力開閉用時限回路ＴＩ３は、オア信号Ｏｒ３がオンに変化すると出力設定値対応電力開閉用時限信号Ｔｉ３を出力し出力設定値Ｉｒに基づいて電力開閉用時限（例えば Ｔ０−Ｔｂ）を決定する。反転回路ＩＮは、出力設定値対応電力開閉用時限Ｔｉ３を反転して反転信号Ｉｎとして出力する。第５のオア回路ＯＲ５は、アンド信号Ａｄと反転信号Ｉｎとのオア論理を行って出力設定値対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｒとして出力する。

図３は、図１に示す本発明の電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は出力設定値対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図４（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示し、同図（Ｍ）の波形は出力設定信号Ｉｒを示す。

図３（Ｍ）に示すように、出力設定信号Ｉｒの値を段階的に減少させると、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅が段階的に短くなる。

時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ３において、出力設定値Ｉｒの値が大きいとき図３（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１が大きく、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーも大きくなる。時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって同図（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２に電荷が充電され平滑コンデンサＣ１と同一電圧になる。

時刻ｔ＝ｔ３２において、出力設定信号Ｉｒの値が減少すると、図３（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅も出力設定信号Ｉｒの値に基づいて短くなる。このとき、同図（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２が小さくなり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーは減少する。

時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３がオフになり、第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき既に図３（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は零電圧でターンオフを行い、ターンオフ損失を減少する。

時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１において、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって図３（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２に電荷が充電されが、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが十分でないため、同図（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は所定の値より低くなる。

図２に示す出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＷＲは、時刻ｔ＝ｔ４において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンに変化すると図示省略の出力設定値対応電力開閉用時限信号Ｔｉ３を出力し出力設定値Ｉｒに基づいて電力開閉用時限（例えば Ｔ０−Ｔｂ）を決定する。そして、反転回路ＩＮで反転しＴｂ期間の反転信号Ｉｎを出力する。続いて、反転信号Ｉｎと第２の出力制御信号Ｓｃ２とのオア論理を行って出力設定値対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｒを生成する。このとき、時刻ｔ＝ｔ７において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４にＴｂ期間先行して図３（Ｅ）に示すパルス幅Ｔ８の出力設定値対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｒが出力される。

時刻ｔ＝ｔ７において、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、直流電源回路から補助コンデンサＣ２に電力が供給され、図３（Ｅ）に示すＴｂの期間で補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同一電圧に充電される。

時刻ｔ＝ｔ８において、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が導通すると、図３（Ｆ）に示すように補助コンデンサＣ２は十分充電されており、同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は変圧器の漏れインダクタンスの存在に影響されながらも十分に立ち上がる。このとき、時刻ｔ＝ｔ８〜ｔ１０の期間で流れるコレクタ電流Ｉｃ１の総量はパルス幅Ｔ７に見合った量となる。よって、コレクタ電流Ｉｃ１の総量が十分であるので変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスにエネルギーが奪われ、変圧器の２次側回路（負荷）に電力が供給されなくなることが防止できる。

［実施の形態２］
図４は、本発明の実施の形態２のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図において、図７に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。

図５は、出力対応電力開閉用駆動回路ＣＷＳの詳細図を示し、第３のオア回路ＯＲ３、第４のオア回路ＯＲ４、第５のオア回路ＯＲ５、アンド回路ＡＮＤ、基準値設定回路ＩＦ比較回路ＣＰ、出力対応電力開閉用時限回路ＴＩ４及び反転回路ＩＮによって形成される。第３のオア回路ＯＲ３は第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理を行ってオア信号Ｏｒ３として出力し、第４のオア回路ＯＲ４は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１と第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２のオア論理を行ってオア信号Ｏｒ４として出力し、アンド回路ＡＮＤは、オア信号Ｏｒ３とオア信号Ｏｒ４とのアンド論理を行ってアンド信号Ａｄとして出力する。比較回路ＣＰは、出力設定値Ｉｒと予め定めた基準値Ｉｆとを比較し出力設定値Ｉｒが基準値Ｉｆより小さくなると比較信号Ｃｐを出力する。出力対応電力開閉用時限回路ＴＩ４は、比較信号Ｃｐのオンに応じて動作を開始しオア信号Ｏｒ３がオンに変化すると予め定めた電力開閉用時限（例えば Ｔ０−Ｔｂ）の電力開閉用時限信号Ｔｉ４を出力する。反転回路ＩＮは、出力対応電力開閉用時限Ｔｉ４を反転して反転信号Ｉｎとして出力する。第５のオア回路ＯＲ５は、アンド信号Ａｄと反転信号Ｉｎとのオア論理を行って出力対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｓとして出力する。

図６は、図４に示す実施の形態２の電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、図６（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は出力対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｓを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示し、同図（Ｍ）の波形は比較信号Cｐを示す。

図６（Ｍ）に示すように、時刻ｔ＝ｔ３２において、出力設定信号Ｉｒの値を減少させると、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅は短くなる。

時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ３において、出力設定値Ｉｒの値が大きいとき図６（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１が大きく、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーも大きくなる。時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって同図（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２に電荷が充電され平滑コンデンサＣ１と同一電圧になる。

時刻ｔ＝ｔ３２において、出力設定信号Ｉｒの値が大きく減少すると、図５（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅が出力設定信号Ｉｒの値に基づいて非常に短くなる。このとき、同図（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２が小さくなり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーは減少する。

時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３がオフになり、第３のスイッチング素子ＴＲ３及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が遮断するが、このとき既に図６（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は零電圧でターンオフを行い、ターンオフ損失を減少する。

時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ６１において、補助コンデンサＣ２を充電する回生電流が流れる期間であり、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって図６（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２に電荷が充電されが、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが小さいために、同図（Ｆ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は所定の値より非常に低くなる。

図５に示す出力対応電力開閉用駆動回路ＣＷＳは、時刻ｔ＝ｔ３２において出力設定値Ｉｒと予め定めた基準値Ｉｆとを比較し出力設定値Ｉｒが基準値Ｉｆより小さくなると比較信号Ｃｐを出力し、出力対応電力開閉用時限回路ＴＩ４は比較信号Ｃｐのオンに応じて動作を開始し第２の出力制御信号Ｓｃ２がオンに変化すると予め定めた電力開閉用時限（例えば Ｔ０−Ｔｂ）期間の電力開閉用時限信号Ｔｉ４を出力し、反転回路ＩＮは電力開閉用時限信号Ｔｉ４を反転してＴｂ期間の反転信号Ｉｎを出力する。続いて、反転信号Ｉｎと第２の出力制御信号Ｓｃ２とのオア論理を行って出力対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｓを生成する。このとき、時刻ｔ＝ｔ７において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４にＴｂ期間先行して図３（Ｅ）に示すパルス幅Ｔ８の出力対応電力開閉用駆動信号Ｃｗｓが出力される。このとき、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４に先行して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通する。

時刻ｔ＝ｔ７において、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、直流電源回路から補助コンデンサＣ２に電力が供給され、図３（Ｅ）に示すＴｂの期間で補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同一電圧に充電される。

電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、直流電源回路から補助コンデンサＣ２に電力が供給され、図６（Ｅ）に示すＴｂの期間で補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同一電圧に充電される。

時刻ｔ＝ｔ８において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がオンになるこの時点では、補助コンデンサＣ２に電荷が十分充電されている。

時刻ｔ＝ｔ８において、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が導通すると、図６（Ｆ）に示すように補助コンデンサＣ２は十分充電されており、同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は変圧器の漏れインダクタンスの存在に影響されながらも十分に立ち上がる。このとき、時刻ｔ＝ｔ８〜ｔ１０の期間で流れるコレクタ電流Ｉｃ１の総量はパルス幅Ｔ７に見合った量となる。よって、コレクタ電流Ｉｃ１の総量が十分であるので変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスにエネルギーが奪われ、変圧器の２次側回路（負荷）に電力が供給されなくなることが防止できる。

本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工 用電源装置の電気接続図である。 図１に示す出力設定値対応電力開閉用駆動回路の詳細図である。 図１に示す電源装置の動作を説明する波形タイミング図である。 実施の形態２のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装 置の電気接続図である。 図４に示す出力対応電力開閉用駆動回路の詳細図である。 図４に示す電源装置の動作を説明する波形タイミング図である。 従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の 電気接続図である。 インバータ駆動回路ＳＲの詳細図を示す。 電力開閉用駆動回路の詳細図である。 従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明する第１の波形タイミ ング図である。 従来技術のアーク加工用電源装置の動作を説明する第２の波形タイミ ング図である。

符号の説明

ＡＮＤ アンド回路
ＢＦ１ 第１のバッフア回路
ＢＦ２ 第２のバッフア回路
ＢＦ３ 第３のバッフア回路
ＢＦ４ 第４のバッフア回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
ＣＰ 比較回路
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
ＣＷＲ 出力設定値対応電力開閉用駆動回路
Ｃｗｒ 出力設定値対応電力開閉用駆動信号
ＣＷＳ 出力対応電力開閉用駆動回路
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 第３の逆導通ダイオード
Ｄ４ 第４の逆導通ダイオード
Ｄ５ 第５の逆導通ダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
Ｅｒ フィードバック信号
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＦ 基準値設定回路
ＩＮ 反転回路
ＩＲ 出力設定回路
Ｉｒ 出力設定信号（出力設定値）
ＩＮＴ 変圧器
Ｍ 被加工物
ＯＲ１ 第１のオア回路
ＯＲ２ 第２のオア回路
ＯＲ３ 第３のオア回路
ＯＲ４ 第４のオア回路
ＯＲ５ 第５のオア回路
ＳＣ パルス幅変調制御回路
Ｓｃ１ 第1の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
ＳＲ インバータ駆動回路
ＴＨ トーチ
ＴＳ 起動スイッチ
Ｔｓ 起動信号
ＴＩ１ 第１の補助コンデンサ時限回路
ＴＩ２ 第２の補助コンデンサ時限回路
ＴＩ３ 出力設定値対応電力開閉用時限回路
ＴＩ４ 出力対応電力開閉用時限回路
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子
ＴＲ５ 電力開閉用スイッチング素子
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ３ 第３のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ４ 第４のスイッチング素子駆動信号

Claims (2)

1. 直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、出力電圧又は出力電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路からの出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けて前記インバータ回路の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子を略零電圧でターンオフさせる補助コンデンサと、前記出力設定値に基づいて前記補助コンデンサの補助コンデンサ充電時間を決定し前記第１の出力制御信号及び前記第２の出力制御信号がオンに変化する時点より前記補助コンデンサ充電時間前に前記電力開閉用スイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号及び前記第２の出力制御信号がオフに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断させる電力開閉用駆動回路と、前記第１の出力制御信号がオンに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がオフに変化する時点より予め定めた補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がオンに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がオフに変化する時点より前記補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置。
2. 前記補助コンデンサ充電時間は、前記出力設定値が予め定めた出力設定基準値未満のとき予め定めた第１の充電時間とし、前記出力設定値が前記出力設定基準値以上のとき前記補助コンデンサの充電時間を略零とすること、を特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。

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