JP4957678B2 - 無線機及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、スペクトラムアナライザを装備する無線機及び制御方法に関する。

特許文献１は、表示器にスペクトラムアナライザを表示する無線機を開示する（特許文献１の図１）。

スペクトラムアナライザとは、或る測定周波数帯域（スパン）において横軸を周波数、縦軸を電力として表示装置に映し出し、入力された信号を観測する装置であり、測定の用途に一般的に使用されている。無線機のスペクトラムアナライザ機能とは、一般的な無線機の受信部にスペクトラムアナライザの装置を追加したものである。この機能では、無線機における交信に可能な周波数帯の中から予め設定可能なスパンにおいて、自局以外の無線局の送信信号の有無及び受信の電界強度を視覚的に確認することができ、予め送信信号があることを把握できるので、効率的に受信周波数の同調を行うことができる。特に、特定の送受信周波数（チャネル）が割り当てされていないアマチュア無線のように不特定の無線局を探して交信を行う目的においては、とても便利な機能である。

図９はスペクトラムアナライザ１５１を装備する従来の無線機１５０の構成図である。無線機１５０の素子の内、本発明の後述の実施例の無線機１０の素子と同一のものは無線機１０の素子に付けた符号と同一の符号で指示することにし、それらの説明は省略し、主要点について説明する。

１次ＩＦ信号は、第１ミキサ１６から出力され、第２ミキサ３２において第２局部発振器３３からの２次局部発振信号と混合される。掃引制御部１５５は、電圧レベルが下限から上限の方へ時間軸に対して斜めの直線で上昇して、上限に達すると下限へ瞬時に戻るのこぎり波電圧を掃引周期で第２局部発振器３３へ制御電圧として供給する。結果、第２ミキサ３２の出力電圧は、スペクトラムアナライザ１５１のパワースペクトラムの下限周波数から上限周波数までの周波数範囲（スペクトラムアナライザ１５１のスパンに相当）を掃引周期で走査して検出したレベルであって、各周波数において検出したＲＦ信号の電圧又は電力のレベルに対応するものとなる。

第２ミキサ３２の出力は、ローパスフィルタ１５４において所定周波数以上の高周波数成分を除去されてから、アナログ−デジタル変換器３５においてデジタル値へ変換されて、ＣＰＵ又はＤＳＰ１５７へ供給される。ＣＰＵ又はＤＳＰ１５７では、アナログ−デジタル変換器３５からのデジタル値に対して、ＲＢＷ（周波数分解能）フィルタ１５８でスペクトラムアナライザ１５１の分解能周波数に相当する周波数範囲内の成分のみ通過を許容され、絶対値算出器１５９において絶対値に変換され、さらに、ＬＯＧアンプ１６０において対数値に変換、増幅されてから、表示器５４へ出力される。こうして、表示器５４では、アンテナ１５において現在、捕捉している所定周波数範囲（スパン）の電波についてのパワースペクトラムが表示される。
特開平６−２５２７８９号公報

無線機１５０は以下の問題点を含む。
（ａ）スペクトラムアナライザ表示のスペクトラム形状から変調方式を把握することができない。
（ｂ）スペクトラムアナライザ表示のスペクトラム形状から混信状況の把握ができない。
（ｃ）スペクトラムアナライザ表示が過渡現象に対応できないため、変調方式を把握することができない。

問題点（ａ）は、無線機１５０では、変調方式を把握できる十分な周波数解像度にてスペクトラムアナライザ表示を行うことができないことに起因する。したがって、無線機１５０では、或る周波数に対しての電界強度はおおよそ把握できるものの、使用者が所定の変調方式での無線局を探していた場合には、実際に復調周波数の同調を行って復調された音声信号を耳にするまで、表示のスペクトラムに対する変調方式を知ることができない。

問題点（ｂ）は、混信状況を把握できる十分な周波数解像度にてスペクトラムアナライザ表示を行うことができないことに起因する。したがって、無線機１５０では、或る周波数に対しての電界強度はおおよそ把握できるが、その周波数近辺に複数の無線局の送信信号があるかどうかは、実際に復調周波数の同調を行って復調された音声信号を耳にするまで知ることができない。

問題点（ｃ）は、無線局の送信信号の過渡現象を観測するために、十分な掃引速度でスペクトラムアナライザ表示を行うことができないことに起因する。したがって、無線機１５０では、スペクトラム表示上、例えばビートのような妨害波とＣＷ変調信号（モールス信号）の見分けが付かず、実際に復調周波数の同調を行って復調された音声信号を耳にするまで知ることができない。

このような３つの問題点（ａ）〜（ｃ）は、第２局部発振器３３に対して掃引制御部１５５のようなのこぎり波の制御電圧を使用する掃引式スペクトラムアナライザの掃引の限界に起因している。

一般的に掃引式スペクトラムアナライザの掃引速度σは、周波数分解能をＲｂｗ（Ｈｚ）とすると、図１０の式（１１）で表すことができる。また、このときの掃引時間Ｓｔは掃引周波数帯域をＳＰＡＮ（Ｈｚ）とすると、図１０の式（１２）で表される。なお、式（１１）及び（１２）のｋの決まり方については、本発明の後述の実施例の式（１）及び（２）の所で後述する。

式（１２）より、係数ｋが小さいほど掃引時間が小さくなるが、掃引時間を小さくするについて掃引式スペクトラムアナライザの特徴である以下の現象が顕著となる。
（ｄ１）スペクトラムのピークレベルが実際より低くなる。
（ｄ２）ＲＢＷフィルタ１５８の帯域幅が実際より広がってしまう。
（ｄ３）ピークが高い周波数方向（掃引方向）に流れてしまう。

これらの現象は、掃引時間を小さくすると、表示スペクトラムの精度（分解能）が低下し、また、この精度を高めるためには、掃引時間を大きくすれば良いが、このとき表示スペクトラムの更新に時間を要し、過渡現象への対応が難しくなるという相反する特性である。問題点（ａ）〜（ｃ）は、この相反する特性をそれぞれ向上させる必要があり、原理的に実現が難しい。

本発明の目的は、スペクトラムアナライザの周波数解像度の増大と掃引時間短縮とを両立させることができる無線機及び制御方法を提供することである。

本発明によれば、無線機のスペクトラムアナライザにおいて、高速フーリェ変換を使って、ＲＦ信号のパワースペクトラムを作成する。

本発明によれば、受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分し、周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する。

本発明によれば、共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして、周波数軸方向への重なりを避けつつ、周波数区分の周波数順に展開し、展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を行う。

本発明の無線機は次のものを備えている。
受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分して周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する共通範囲ＩＦ信号変換器、
前記共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開するＩＦ信号展開器、
展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する高速フーリェ変換器、及び
高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示するスペクトラム表示手段。

本発明の無線機制御方法は次のステップを備えている。
受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分して周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する共通範囲ＩＦ信号変換ステップ、
共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開するＩＦ信号展開ステップ、
展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する高速フーリェ変換ステップ、及び
高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示するスペクトラム表示手ステップ。

本発明によれば、無線機のスペクトラムアナライザにおいて、高速フーリェ変換を使って、ＲＦ信号のスペクトラムを作成するので、スペクトラムアナライザの周波数分解能の増大と掃引時間短縮との両立を図ることができる。

バンドパスフィルタの通過帯域幅については、できる限り振幅特性（リップル）が一定で帯域が広くあることが望ましいが、通過帯域幅がスペクトラムアナライザのスパン全体となるバンドパスフィルタは、広いスパンに対して、スパン全体にわたり振幅特性が一定であるものを確保することは難しくなるとともに、コスト的に不利となる。本発明によれば、周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換するので、バンドパスフィルタの通過帯域幅を該共通周波数範囲へ縮小することができる。

順番に出力されて来る共通周波数範囲の各ＩＦ信号を個々にスペクトラムを得るために高速フーリエ変換することは、高速フーリエ変換の回数の増大及び処理負荷の増大をもたらし、不利である。これに対して、本発明によれば、共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして、周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に展開し、展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を行う。これにより、周波数方向へ十分に広く展開した周波数区分別のＩＦ信号から一括でパワースペクトラムを得ることができるので、高速フーリェ変換の能率を高めることができる。

図１は無線機１０の主要部の回路図である。無線機１０は復調部１１及びスペクトラムアナライザ１２を備えている。電波は、アンテナ１５において捕捉され、ＲＦ信号となって第１ミキサ１６へ供給される。第１局部発振器１７は、１次局部発振周波数の発振信号を生成して、第１ミキサ１６へ供給する。これにより、ＲＦ信号は、その周波数を１次局部発振周波数だけダウンコンバートされた１次ＩＦ信号となって、復調部１１及びスペクトラムアナライザ１２へ供給される。

第１局部発振器１７が発生する局部発振信号の周波数は、無線機１０のユーザが復調部１１において相手機の相手の声を聞く期間では、該相手機からの送信信号の周波数に対応するものにユーザにより調整される。また、無線機１０のユーザがスペクトラムアナライザ１２においてＲＦ信号のパワースペクトラムをチェックする期間では、該パワースペクトラムのスパンに応じて又はスパンに関係なく一定値に固定される。第１局部発振器１７が発生する局部発振信号の周波数がスパンに応じて変更される場合には、スパンが切替わっても、後述の第２局部発振器３３及び第３局部発振器４４の発振信号をスパンに関係なく固定することができる。

復調部１１はＳＳＢ（Single-Sideband）、ＡＭ（Amplitude Modulation）、ＦＭ（Frequency Modulation）及びＣＷ（Continuous Wave：モールス符号を使った無線通信）変調等の任意の復調方式に対応している。第１ミキサ１６からの１次ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ２０を通過してから、アンプ２１により増幅され、第２ミキサ２２において第２局部発振器２３からの２次局部発振周波数の発振信号と混合されて、周波数が２次局部発振周波数だけダウンコンバートされた２次ＩＦ信号へ変換される。該２次ＩＦ信号は、ローパスフィルタ２４を通過してから、検波器２５において検波され、スピーカ２６において音に変換されて、出力される。

スペクトラムアナライザ１２の具体的構成について説明する前に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリェ変換）を用いるスペクトラムアナライザ１２の利点について説明する。スペクトラムアナライザ１２において、掃引速度σは、周波数分解能をＲｂｗ（Ｈｚ）、サンプリング周波数をｆｓ（Ｈｚ）とすると、図６の（１）式で表される。また、このときの掃引時間Ｓｔは掃引周波数帯域をＳＰＡＮ（Ｈｚ）とすると、図６の（２）式で表すことができる。

例えば、ｆｓ＝２００ｋＨｚのとき、図６の（２）式と図１０の式（１２）とを比較すると、Ｒｂｗ＝１０ｋＨｚ以下では、ＦＦＴ方式のスペクトラムアナライザ１２の掃引時間が小さくでき、過渡現象に対してより正確に対応できるようになる。変調方式を把握できる十分な周波数解像度は１００〜２５０Ｈｚ程度であるので、無線機のスペクトラムアナライザとして掃引式の不満を解決できる適当な方式となる。

なお、式（１）、（２）におけるｋは、スペクトラムアナライザ１２のＲＢＷ（周波数分解能）を決める窓関数器５０の特性から決定される。窓関数長を大きくすると、ＲＢＷは、よりシャープになるとともに、ダイナミックレンジが大きく取れるようになる。窓関数長をｗｉｎ、周波数分解能をＲＢＷとすると、k = ｗｉｎ／ＲＢＷとなる。このように、スペクトラムアナライザ１２における表示器５４に求められるダイナミックレンジと周波数分解能から窓関数の種類と、窓関数長ｗｉｎを設定されることにより、ｋが決まる。

前述の図１０の式（１１）、（１２）におけるｋは、第２局部発振器が掃引可能な掃引速度である周波数可変速度とＲＢＷ ＦｉｌｔｅｒのＲＢＷおよび、表示器５４で観測できる見かけ上のＲＢＷの仕様から決定される。ｋが小さくなるように第２局部発振器の周波数可変速度を上げると、見かけ上のＲＢＷはＲＢＷ ＦｉｌｔｅｒのＲＢＷより流れるように広がるため実使用上の適当な掃引速度を選ばなくてはならない。

さらに、スペクトラムアナライザ１２の構成説明に先立って、スペクトラムアナライザ１２の基本的原理について概略説明する。１度のＦＦＴによって得られるスペクトラムの有効な帯域幅は、ＩＦ段のバンドパスフィルタ３４の通過帯域幅となり、表示器５４の観測周波数帯域（スパン）が通過帯域幅より大きい場合には、通過帯域幅（後述の図２のＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ）をステップ周波数（後述の図３のＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ）とする第２局部発振器３３の掃引を行ってＦＦＴを繰り返す。このような或る周波数間隔での掃引と、ＦＦＴを組み合わせた方式をＦＦＴ方式スペクトラムアナライザと呼ぶことにする。スペクトラムアナライザ１２はＦＦＴ方式スペクトラムアナライザとなっている。

また、スペクトラムを得るためのＩＦ段のバンドパスフィルタ３４の通過帯域幅（後述のＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ）においては、できる限り振幅特性（リップル）が一定で帯域が広くあることが望ましいが、特性が良いフィルタは無線機１０に搭載する場合、コストが増大する。これに対して、複数のミキサ１６，３２によってダウンコンバートを行う場合には、そのミキサ１６，３２によって発生する歪みをできる限り低減するためにはＩＦ段のバンドパスフィルタ３４は帯域をできる限り狭くした方が良く、現実的には帯域の狭いフィルタを採用すれば、復調器１１のバンドパスフィルタ２０と同一のＩＦ段のバンドパスフィルタ３４を使うこともできる。

このような無線機の特性上、ＩＦ段のバンドパスフィルタ３４の通過帯域幅（後述のＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ）が狭い場合には、１度のＦＦＴによって得られるスペクトラムの有効な帯域幅も狭くなり、ステップ掃引の回数が増える。この場合、信号処理プロセッサ４０にとって負荷の重いＦＦＴ演算処理を繰り返すこととなり、高い性能の信号処理プロセッサが必要となる。またＦＦＴ演算処理においても一度で扱える帯域に対してバンドパスフィルタ３４の通過帯域幅が狭く、ＦＦＴ演算処理の効率が悪化する。

これに対処し、スペクトラムアナライザ１２では、ＩＦ段のバンドパスフィルタ通過帯域幅（図２のＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ）をステップ周波数（図３のＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ）とする第２局部発振器３３に加え、別のステップ周波数（図４のＳｔｅｐ３＿ｆｒｅｑ）を用いる第３局部発振器４４による第３の周波数コンバータにてＩＦ段のバンドパスフィルタ３４の通過信号をＦＦＴが扱える帯域内で同時に複数まとめて（図５の"第３ＩＦ段"の複数の台形周波数領域に対応する。）ＦＦＴすることにより、処理を効率化して、スペクトラムを得る。

図１に戻り、スペクトラムアナライザ１２の構成について詳説する。第１ミキサ１６からスペクトラムアナライザ１２へ供給された第１ＩＦ信号は、第１ＩＦバンドパスフィルタ３０を通過し、ＩＦアンプ３１にて増幅された後、第２ミキサ３２及び第２局部発振器３３で構成される周波数ダウンコンバータに入力されて、第２ＩＦ信号となる。第２局部発振器３３には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の信号処理プロセッサ４０（以下、「プロセッサ４０」）内のステップ掃引制御部４１より発振周波数情報（後述の図３のＬｏ２＿ｆｒｅｑに対応する。）が供給される。

第２ＩＦ信号は、第２ＩＦバンドパスフィルタ３４を通過し、ＡＤＣ（アナログ−デジタル変換器）３５に入力され、サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）にてアナログ−デジタル変換され、デジタルデータとして、プロセッサ４０に送られる。プロセッサ４０内の処理はすべてデジタル処理となっている。

プロセッサ４０では、第３ミキサ４３及び第３局部発振器４４で構成される周波数コンバータは、ＡＤＣ３５からのデジタル化された第２ＩＦ信号に対し、第３局部発振器４４の第３局部発振周波数分だけダウンコンバートした第３ＩＦ信号を出力する。第３局部発振器４４にはステップ掃引制御部４２より発振周波数情報（後述の図４のＬｏ３＿ｆｒｅｑに対応する。）が供給される。

第３ＩＦ信号は、ローパスフィルタ４５にて高域周波数成分をカットされ、ＦＦＴに必要なポイント数Ｎの遅延データを保持する多重バッファ４６にバッファされる。多重バッファ４６は、ポイント数Ｎのバッファが何本（図１では、紙面の都合上、ＢＵＦＦ（１，Ｎ）〜ＢＵＦＦ（３，Ｎ）の３本。）か用意されるものであり、その本数は、表示スパンの帯域幅を満たすために、第２局部発振器３３がプロセッサ４０より発振周波数情報を与えられて切り替えられる発振周波数の個数（＝図６の（３）式のＭ＝後述の図４の段数）と同じである。

ここで、スペクトラム表示スパンをＳＰＡＮ（Ｈｚ）、プロセッサ４０より第２局部発振器３３に与えられる発振周波数情報の周波数ステップをＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ（Ｈｚ）とすると、多重バッファ４６の本数Ｍは図６の（３）式にて求められる。

この多重バッファ４６について、以降は多次元配列をイメージし、ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）と表記する。ただし、m＝１，２，３，・・・，Ｍ−１，Ｍであり、 ｎ＝１，２，３，・・・，Ｎ−１，Ｎである。

ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）では、第２局部発振器３３の１つの発振周波数（図３の各段の周波数に相当）において、ＢＵＦＦ（m， ｎ）にポイント数Ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の遅延データを保持する必要がある。つまり、第２局部発振器３３に対してステップ掃引制御部４１が発振周波数情報を更新する間隔は最低Ｎ／ｆｓ（秒）となり、ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）すべてに遅延データが蓄積するまでには、最低（Ｎ／Ｆｓ）・Ｍ（秒）の時間、バッファを行う。

ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）すべてに遅延データが蓄積された後、バッファ加算器４９により多重バッファ４６のＢＵＦＦ（１， ｎ）、ＢＵＦＦ（２，ｎ）、ＢＵＦＦ（３， ｎ）の対応ポイント同士の値を合計する。ただし、ｎ＝１，２，・・・，Ｎである。合計値をＳＵＭＢＵＦＦ（ｋ）とすると、図６の（４）式にて求められる。

結果、ポイント数Ｎに等しいＮ個のＳＵＭＢＵＦＦ（ｋ）が得られる。その後、窓関数器５０にて窓関数Ｗｉｎｄｏｗ（Ｎ）が適用され、窓関数器５０のＮ個の出力データｘ（ｋ）をパワースペクトラム算出部５１にてＦＦＴし、その出力結果よりパワースペクトラムを求める。図６の（５）式及び（６）式は周知のフーリエ変換式及びパワースペクトラムの算出式であり、（６）式の"*"は複素共役を意味する。

パワースペクトラムの周波数分解能は、ＦＦＴのポイント数Ｎによって決定され、サンプリング周波数がｆｓ（Ｈｚ）であるとすると、その分解能はｆｓ／Ｎ（Ｈｚ）となる。すなわち、１ビンが扱う帯域はｆｓ／Ｎ（Ｈｚ）となる。また、有効な帯域はｆｓ／２（Ｈｚ）であるので観測するパワースペクトラムはＰｏｗｅｒＳｐｅｃｔｒｕｍ（ｋ）， ｋ＝１，２，・・・，Ｎ／２−１，Ｎ／２となる。

算出されたパワースペクトラムＰｏｗｅｒＳｐｅｃｔｒｕｍ（ｋ）はＬＯＧスケール変換処理器５２で対数変換された後、スペクトラム合成処理器５３で必要なスペクトラムが抽出されてから、表示器５４に送られ、パワースペクトラム表示が行われる。

ステップ掃引制御部４１が第２局部発振器３３に供給する発振周波数情報（図３のＬｏ２＿ｆｒｅｑに対応する。）は、第１ＩＦバンドパスフィルタ３０又は第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過特性によって決定される。図２は第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過特性を示す。

第１ＩＦバンドパスフィルタ３０の通過帯域をＢｐｆ１＿ｐａｓｓｂｗ（Ｈｚ）、第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過帯域をＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ（Ｈｚ）として、Ｂｐｆ１＿ｐａｓｓｂｗ＞Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗとする。また、第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過帯域の中心周波数をＢｐｆ２＿ｃｅｎｔｅｒとする。このとき、プロセッサ４０で得られる表示スペクトラムとして有効な帯域は、Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗとなり、前述のステップ周波数Ｓｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ（Ｈｚ）はＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ≦Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗとなる。

表示器５４におけるスペクトラム表示の観測周波数帯域の下限周波数をＲＦ＿Ｌ（Ｈｚ）、上限周波数をＲＦ＿H（Ｈｚ）とすると、第１ミキサ１６における第１ＩＦ段では、第１局部発振器１７の発振周波数をＬｏ１＿ｆｒｅｑ とした場合に、第２ミキサ３２において掃引すべき第１ＩＦ周波数帯域は、ＲＦ＿Ｌ − Ｌｏ１＿ｆｒｅｑからＲＦ＿H − Ｌｏ１＿ｆｒｅｑとなる。

なお、後述の図５の最下段の"表示器におけるスペクトラム表示"には、ＲＦ＿Ｌ及びＲＦ＿Ｈがスペクトラム表示の下限周波数及び上限周波数として示されている。さらに、スペクトラム表示において、ＲＦ＿ＬからＲＦ＿Ｈまでの周波数範囲を"ＳＰＡＮ（スパン）"と定義している。

図３は第２局部発振器３３が第２ミキサ３２へ供給する局部発振信号（２次局部発振信号）の１周期分の時間変化を示している。２次局部発振信号は、最小値のＲＦ＿Ｌ − Ｌｏ１＿ｆｒｅｑから最大値のＲＦ＿H − Ｌｏ１＿ｆｒｅｑ間での範囲で段階的に変化する。図３においてＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑは、時間的に隣接する段間の段差に相当する周波数を意味している。

Ｓｔｅｐ２＿ｆｒｅｑ＝Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗ（図２参照）とするならば、Ｌｏ２＿ｆｒｅｑは図６の式（７）で表される。式（７）で、１〜Ｍは２次局部発振信号の各段に時間順に割り振った番号に対応する。

こうして、１次ＩＦ信号は、周波数が小さい方からＳｔｅｐ２＿ｆｒｅｑの帯域幅でＭ個の区分に順番に分割され、各区分の１次ＩＦ信号は第２ミキサ３２におけるダウンコンバートにより、次段のバンドパスフィルタ３４の通過帯域に対応する周波数の２次ＩＦ信号へ周波数変換されてから、バンドパスフィルタ３４を通過する。

図５は無線機１０のスペクトラムアナライザ１２における各部位の周波数変換の概念説明図である。図５において上から１番目の第１ＩＦ段及び第２ＩＦ段は第２ミキサ３２の入力及び出力に対応する。

図４は第３局部発振器４４が第３ミキサ４３へ供給する局部発振信号（３次局部発振信号）の１周期分の時間変化を示している。なお、３次局部発振信号は、プロセッサ４０におけるデジタル処理のためにデジタル値となっている。ステップ掃引制御部４２が第３局部発振器４４に供給する発振周波数情報Ｌｏ３＿ｆｒｅｑは、第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の過渡特性によって決定される。

前述の図２に示すように、第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の過渡減衰帯域をＢｐｆ２＿ａｔｔｂｗ／２（Ｈｚ）とする。第２ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過帯域Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗごとに後述のＦＦＴを実施することは、ＦＦＴの対象周波数範囲が狭く、非能率となるので、多重バッファ４６のＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）を総合して、ＦＦＴを行うことが有利である。その場合、各ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）の格納データの基になっている１次ＩＦ信号の各周波数区分に対して、周波数軸方向へ隣り合うバッファ、例えばＢＵＦＦ（Ｍ−１， Ｎ）とＢＵＦＦ（Ｍ， Ｎ）において、Ｂｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗの有効なスペクトラムと、不必要なＢｐｆ２＿ａｔｔｂｗのスペクトラムが周波数として重複しないように合成を行って、ＳＵＭＢＵＦＦ（ｎ）を求める必要がある。ただし、ｎ＝１，２，・・・，Ｎ。これに対処した概念は図５の"第２ＩＦ段"から"第３ＩＦ段"へのダウンコンバートにより示される。

各ＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）のスペクトラムが重複しないようにするためのＬｏ３＿ｆｒｅｑは図６の式（８）で表される。図６の式（８）のＬｏ３＿ｆｒｅｑは図４の３次局部発振信号の周波数である。図４の３次局部発振信号が、図３の２次局部発振信号のように上り階段型ではなく、下り階段型になっている理由は、図５の"第３段ＩＦ"に示すように、周波数の低い周波数区分に対応する第２ＩＦ信号ほど、時間軸方向へ早く出現し、また、周波数の低い領域に展開させているからである。なお、逆に、図３の２次局部発振信号を下り階段型にして、図４の３次局部発振信号を上り階段型にすることもできる。

多重バッファ４６のＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）がバッファ加算器４９にて統合されたＳＵＭＢＵＦＦ（ｎ）は、それを周波数領域に示すと、図５の"第３ＩＦ段のＳＵＭＢＵＦＦ（ｎ）"に対応する。ただし、ｎ＝１，２，・・・，Ｎである。第２ＩＦバンドパスフィルタ３４における通過域は固定されており、図３の２次局部発振信号の供給に伴い、バンドパスフィルタ３４からは、ＢＵＦＦ（１，ｎ），ＢＵＦＦ（２，ｎ），ＢＵＦＦ（３，ｎ）の対応２次ＩＦ信号がその順番にＮ／ｆｓ時間ずつ出力される。

パワースペクトラム算出器５１及びＬＯＧスケール変換器５２における処理を行った段階での有効なスペクトラムは、図５の"スペクトラム抽出"のスペクトラムとなっている。このとき、周波数軸方向へ隣接する有効なスペクトラム間にはＢｐｆ２＿ａｔｔｂｗ／２の無効周波数区間が生じる。

スペクトラム合成器５３では、この無効周波数期間を詰めて、表示器５４のスペクトラム表示を生成し、表示器５４において表示する。スペクトラム合成器５３の処理後のスペクトラムは図５の最下段の"表示器におけるスペクトラム表示"に対応する。表示器５４におけるスペクトラム表示画面には、ＲＦ段における観測周波数帯域（スパン）の下限周波数ＲＦ＿Ｌ（Ｈｚ）及び上限周波数ＲＦ＿H（Ｈｚ）が表示される。

無線機１０のスペクトラムアナライザ１２の利点は下記のとおりである。

（ａ）スペクトラムアナライザ１２がＦＦＴ処理を用いるスペクトラムアナライザ機能であるため、従来のスペクトラムアナライザ１５１（図９）の掃引式スペクトラムアナライザ機能の問題である周波数解像度が低くてスペクトラム形状から各変調方式を把握することができないという問題が解決される。また同様に混信状況の把握ができない問題も解決される。

（ｂ）スペクトラムアナライザ１２は、ＦＦＴ処理により掃引速度が高速化できるため、過渡現象に対応でき、表示スペクトラムの変化からＳＳＢ、ＡＭ、ＦＭ、ＣＷ信号等の変調方式を把握することができるようになる。

（ｃ）従来のスペクトラムアナライザ１５１（図９）における掃引式スペクトラムアナライザのハードウェアでは、高速に微小な周波数変化で掃引するためには、高性能のＤＤＳデバイスが必要となる。これに対し、スペクトラムアナライザ１２のＦＦＴ方式スペクトラムアナライザでは、ＩＦバンドパスフィルタ３４の通過域に合わせたステップ周波数での局部発振器３３の周波数切替となるため、第３局部発振器４４は復調部１１の第２局部発振器２３と同様のものを使用することができ、コストダウンとなる。

（ｄ）細分化したＢＵＦＦ（ｍ，ｎ）をバッファ加算器４９にてＳＵＭＢＵＦＦ（ｎ）に統合して、該ＳＵＭＢＵＦＦ（ｎ）に対してＦＦＴ処理を行うため、細分化したＢＵＦＦ（ｎ）を個々にＦＦＴ処理を行う必要が無くなり、プロセッサの処理能力が低減でき、コストダウンとなる。

スペクトラムアナライザ１２では、第３ミキサ４３、第３局部発振器４４及びローパスフィルタ４５をプロセッサ４０内に構築しているが、第３ミキサ４３、第３局部発振器４４及びローパスフィルタ４５は、アナログ素子として構成し、バンドパスフィルタ３４とアナログ−デジタル変換器３５との間に挿入してもよい。その場合、アナログ−デジタル変換器３５の出力は、プロセッサ４０の多重バッファ４６へ供給される。また、アナログ−デジタル変換器３５をＩＦアンプ３１と第２ミキサ３２との間に配置し、第２ミキサ３２以降の素子をプロセッサ４０内に構築してもよい。

図７は無線機７０のブロック図である。図１の無線機１０は無線機７０の一例である。無線機７０は、人に携帯される携帯型に限定されない。車載型や据え置き型であってもよい。無線機７０は、共通範囲ＩＦ信号変換器７１、ＩＦ信号展開器７２、高速フーリェ変換器７３及びスペクトラム表示手段７４を必須の構成として備えている。

受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲は複数の周波数区分に区分する。周波数区分の具体例は、図５の最上段の"第１ＩＦ段"の等脚台形周波数領域下辺の隣接目盛り間のＩＦ信号領域に対応付けられたＲＦ信号領域である。なお、複数の周波数区分の区分分けは典型的には等周波数間隔の等区分分けである。

共通範囲ＩＦ信号変換器７１は、周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する。共通周波数範囲の具体例は、図５の"第２ＩＦ段"の等脚台形周波数領域である。ＩＦ信号展開器７２は、共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして、周波数軸方向への重なりを避けつつ、周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開する。この展開の具体例は、図５の"第３ＩＦ段"における複数の等脚台形周波数領域の並び配列である。

高速フーリェ変換器７３は、展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する。スペクトラム表示手段７４は、高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示する。スペクトラム表示手段７４が表示器に表示するスペクトラムの具体例は、図５の最下段の"表示器におけるスペクトラム表示"のスペクトラムである。スペクトラムの縦軸は電力であっても電圧であってもよい。

こうして、ＲＦ信号のスペクトラムを、高速フーリェ変換を使って、算出することにより、適切な周波数分解能と、スペクトラムアナライザのスパンに対する適切な掃引速度とを両立して、ユーザは、該スペクトラムから十分な周波数分解能下の変調方式及び混信状況、並びに十分な掃引速度下の過渡現象を適切に把握することができる。

さらに、スペクトラムアナライザのスパン全体にわたるＩＦ信号通過帯域を振幅特性が一定であるものにする必要があり、かつ広いＩＦ信号通過帯域を振幅特性が一定であるバンドパスフィルタは高価となる事情に対して、共通範囲ＩＦ信号変換器７１が、受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲（例：スペクトラムアナライザのスパン）を複数の周波数区分に区分して周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換するので、ＩＦ段のバンドパスフィルタとして通過帯域幅が狭いものを採用することが可能になる。

一方、各周波数区分別にＩＦ信号を生成するのに伴い、各周波数区分別のＩＦ信号ごとにＦＦＴを実施することにすると、処理能率が低下するとともに、プロセッサの負荷を増大させるという問題が起きる。これに対して、無線機７０では、ＩＦ信号展開器７２が、共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして、周波数軸方向への重なりを避けつつ、周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開し、高速フーリェ変換器７３は展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施することにより、該問題を解消する。

好ましくは、無線機７０は、共通周波数範囲のＩＦ信号のアナログレベルを該ＩＦ信号に対応する周波数区分別にデジタル値へ変換するアナログ−デジタル変換器７８を備える。これに対して、ＩＦ信号展開器７２は、デジタル値へ変換されたＩＦ信号に対するデジタル処理によりダウンコンバート及び展開を実施する。

アナログ−デジタル変換器７８の具体例は無線機１０のアナログ−デジタル変換器３５である。ＩＦ信号のアナログからデジタルへの変換は高速フーリェ変換器７３の処理の前に済まされていればよく、アナログ−デジタル変換器７８は、共通範囲ＩＦ信号変換器７１の出力ではなく、ＩＦ信号展開器７２の出力をデジタル変換するものであってもよい。その場合、ＩＦ信号展開器７２は周波数区分別のＩＦ信号の展開をアナログ処理により実施することになる。アナログ−デジタル変換器７８は、共通範囲ＩＦ信号変換器７１の前におくこともできる。この場合は、共通範囲ＩＦ信号変換器７１の処理もデジタル処理となる。

共通範囲ＩＦ信号変換器７１は１次ダウンコンバータ８２及び２次ダウンコンバータ８３を備えることができる。１次ダウンコンバータ８２は、受信ＲＦ信号を１次ＩＦ信号へダウンコンバートする。２次ダウンコンバータ８３は、受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲に対応する１次ＩＦ信号周波数範囲を網羅して、１次ＩＦ信号を共通周波数範囲の２次ＩＦ信号へダウンコンバートする。バンドパスフィルタ８４は、２次ＩＦ信号に対して共通周波数範囲内の周波数成分に限定して通過させる。

１次ダウンコンバータ８２の具体例は第１ミキサ１６及び第１局部発振器１７を含む装置部分である。２次ダウンコンバータ８３の具体例は第２ミキサ３２及び第２局部発振器３３を含む装置部分である。バンドパスフィルタ８４の具体例はバンドパスフィルタ３４である。

２次ダウンコンバータ８３は、好ましくは、段階型掃引式局部発振器８７及び混合器８８を備えている。段階型掃引式局部発振器８７は、発振周波数が、周波数区分の周波数幅を段階周波数として段階的に変化するとともに、各段階では発振周波数が所定時間（例：図３のＮ／ｆｓ）持続する。混合器８８は、段階型掃引式局部発振器８７からの発振周波数と１次ＩＦ信号とを混合して、２次ＩＦ信号を生成する。

ＩＦ信号展開器７２は段階型掃引式局部発振器９２及び混合器９３を備えることができる。段階型掃引式局部発振器９２は、発振周波数が、周波数区分の周波数幅と所定の離隔周波数との和（例：図４のＳｔｅｐ３＿ｆｒｅｑ）で段階的に変化するとともに、各段階では発振周波数が所定時間持続する。混合器９３は、段階型掃引式局部発振器９２からの発振周波数と共通範囲ＩＦ信号変換器からのＩＦ信号とを混合して、該ＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートし、周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開する。

段階型掃引式局部発振器９２及び混合器９３の具体例はそれぞれ第３局部発振器４４及び第３ミキサ４３である。周波数区分の周波数幅とは例えば図６の（８）式のＢｐｆ２＿ｐａｓｓｂｗであり、所定の離隔周波数とは例えば図６の（８）式のＢｐｆ２＿ａｔｔｂｗ／２である。各段階で発振周波数が所定時間持続する場合の該所定時間は例えば図４のＮ／ｆｓに対応する。

好ましくは、無線機７０はさらに合計レベル算出器９７を備える。合計レベル算出器９７は、混合器による展開後の周波数区分別ＩＦ信号であって時間的に対応する周波数区分別ＩＦ信号同士のレベルを合計した合計レベル（例：ＳＵＭＢＵＦＦ（１）＝ＢＵＦＦ（１，１）＋ＢＵＦＦ（２，１）＋ＢＵＦＦ（３，１））を算出する。これに対し、高速フーリェ変換器７３は、複数の合計レベル（例：ＳＵＭＢＵＦＦ（１）＋ＳＵＭＢＵＦＦ（２）＋・・・＋ＳＵＭＢＵＦＦ（Ｎ））に対して高速フーリェ変換を実施する。合計レベル算出器９７の具体例はバッファ加算器４９である。

好ましくは、スペクトラム表示手段７４は、高速フーリェ変換器７３が、展開後のＩＦ信号に対して実施した高速フーリェ変換によるスペクトラムから、周波数区分に対応するスペクトラム部分のみを抽出し、隣接する抽出スペクトラム部分同士を連結した補正スペクトラムを生成し、該補正スペクトラムを前記表示器に表示する。

スペクトラム表示手段７４が周波数区分に対応するスペクトラム部分のみを抽出した時のスペクトラムの状態例は図５の"スペクトラム抽出"のものである。また、スペクトラム表示手段７４が、隣接する抽出スペクトラム部分同士を連結した補正スペクトラムの状態例は図５の"表示器におけるスペクトラム表示"のものである。

図８は無線機制御方法１１０のフローチャートである。無線機制御方法１１０は無線機７０に適用される。Ｓ１１１では、受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分して、周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する。

Ｓ１１２では、共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして、周波数軸方向への重なりを避けつつ、周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開する。Ｓ１１３では、展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する。Ｓ１１４では、高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示する。

Ｓ１１１〜Ｓ１１４の処理は、無線機７０（図７）の共通範囲ＩＦ信号変換器７１〜スペクトラム表示手段７４の処理にそれぞれ対応している。したがって、共通範囲ＩＦ信号変換器７１〜スペクトラム表示手段７４の処理について述べた具体的態様はそれぞれＳ１１１〜Ｓ１１４の処理についての具体的態様としても適用可能である。無線機制御方法１１０では、また、無線機７０のアナログ−デジタル変換器７８及び合計レベル算出器９７の処理に対応する処理を実行するステップを適宜、追加可能である。アナログ−デジタル変換器７８に対応するステップは、Ｓ１１１とＳ１１２との間に挿入するとともに、アナログ−デジタル変換器７８について述べた具体的態様を適用することができる。合計レベル算出器９７に対応するステップは、Ｓ１１２とＳ１１３との間に挿入するとともに、合計レベル算出器９７について述べた具体的態様を適用することができる。

本明細書は様々な範囲及びレベルの発明を開示している。それら発明は、本明細書で説明した様々な技術的範囲及び具体的レベルの各装置及び各方法だけでなく、当業者の自明の範囲内で、各装置及び各方法から独立の作用、効果を奏する１つ又は複数の要素を抽出したものや、１つ又は複数の要素を自明の範囲で変更したものや、さらに、各装置間及び各方法間で１つ又は複数の要素の組合せを入れ換えたものを含む。

無線機の主要部の回路図である。 第２ＩＦバンドパスフィルタの通過特性を示す図である。 第２局部発振器が第２ミキサへ供給する局部発振信号の１周期分の時間変化を示す図である。 第３局部発振器が第３ミキサへ供給する局部発振信号の１周期分の時間変化を示す図である。 無線機のスペクトラムアナライザにおける各部位の周波数変換の概念説明図である。 無線機のスペクトラムアナライザに関連する各種計算式を示す図である。 無線機のブロック図である。 無線機制御方法のフローチャートである。 スペクトラムアナライザを装備する従来の無線機の構成図である。 従来の無線機のスペクトラムアナライザに関連する各種計算式を示す図である。

符号の説明

７０：無線機、７１：共通範囲ＩＦ信号変換器、７２：ＩＦ信号展開器、７３：高速フーリェ変換器、７４：スペクトラム表示手段、７８：アナログ−デジタル変換器、８２：１次ダウンコンバータ、８３：２次ダウンコンバータ、８４：バンドパスフィルタ、８７：段階型掃引式局部発振器、８８：混合器、９２：段階型掃引式局部発振器、９３：混合器、９７：合計レベル算出器、１１０：無線機制御方法。

Claims (8)

1. 受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分して周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する共通範囲ＩＦ信号変換器、
   前記共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開するＩＦ信号展開器、
   展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する高速フーリェ変換器、及び
   高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示するスペクトラム表示手段、
   を備えることを特徴とする無線機。
2. 前記共通周波数範囲のＩＦ信号のアナログレベルを該ＩＦ信号に対応する周波数区分別にデジタル値へ変換するアナログ−デジタル変換器、及び
   デジタル値へ変換されたＩＦ信号に対するデジタル処理によりダウンコンバート及び展開を実施する前記ＩＦ信号展開器、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の無線機。
3. 前記共通範囲ＩＦ信号変換器は、
   受信ＲＦ信号を１次ＩＦ信号へダウンコンバートする１次ダウンコンバータ、
   受信ＲＦ信号についての前記所定周波数範囲に対応する１次ＩＦ信号周波数範囲を網羅して、１次ＩＦ信号を前記共通周波数範囲の２次ＩＦ信号へダウンコンバートする２次ダウンコンバータ、及び
   前記２次ＩＦ信号に対して前記共通周波数範囲内の周波数成分に限定して通過させるバンドパスフィルタ、
   を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の無線機。
4. 前記２次ダウンコンバータは、
   発振周波数が、前記周波数区分の周波数幅を段階周波数として段階的に変化するとともに各段階では発振周波数が所定時間持続する段階型掃引式局部発振器、及び
   前記段階型掃引式局部発振器からの発振周波数と前記１次ＩＦ信号とを混合して前記２次ＩＦ信号を生成する混合器、
   を備えることを特徴とする請求項３記載の無線機。
5. 前記ＩＦ信号展開器は、
   発振周波数が、前記周波数区分の周波数幅と所定の離隔周波数との和で段階的に変化するとともに各段階では発振周波数が所定時間持続する段階型掃引式局部発振器、及び
   前記段階型掃引式局部発振器からの発振周波数と前記共通範囲ＩＦ信号変換器からのＩＦ信号とを混合して該ＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開する混合器、
   を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の無線機。
6. 前記ＩＦ信号展開器の前記混合器による展開後の周波数区分別ＩＦ信号であって時間的に対応する周波数区分別ＩＦ信号同士のレベルを合計した合計レベルを算出する合計レベル算出手段を備え、
   前記高速フーリェ変換器は、複数の前記合計レベルに対して高速フーリェ変換を実施することを特徴とする請求項５記載の無線機。
7. 前記スペクトラム表示手段は、前記高速フーリェ変換器が、展開後のＩＦ信号に対して実施した高速フーリェ変換によるスペクトラムから、前記周波数区分に対応するスペクトラム部分のみを抽出し、隣接する抽出スペクトラム部分同士を連結した補正スペクトラムを生成し、該補正スペクトラムを前記表示器に表示することを特徴とする請求項５記載の無線機。
8. 受信ＲＦ信号についての所定周波数範囲を複数の周波数区分に区分して周波数区分別に順番にそのＲＦ信号を、全周波数区分に対する共通周波数範囲のＩＦ信号へ変換する共通範囲ＩＦ信号変換ステップ、
   共通周波数範囲のＩＦ信号をそれに対応する周波数区分別にダウンコンバートして周波数軸方向への重なりを避けつつ周波数区分の周波数順に周波数軸方向へ展開するＩＦ信号展開ステップ、
   展開後のＩＦ信号に対して高速フーリェ変換を実施する高速フーリェ変換ステップ、及び
   高速フーリェ変換結果に基づき生成したＲＦ信号のスペクトラムを表示器に表示するスペクトラム表示手ステップ、
   を備えることを特徴とする無線機制御方法。

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