JP4933773B2 - 高速発光ｌｅｄの点灯回路およびそれを用いる距離画像センサ - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤを高周波大電流で駆動する点灯回路およびそれを用いる距離画像センサに関する。

前記距離画像センサとは、概略的には、物体に対して変調光を照射し、それをアレイ状の受光素子で受光し、信号処理することで、各アレイに対応した物体の各部位までの距離を求めることができるものである。種々提案されているが、たとえば本件出願人によって、特許文献１が提案されている。それによれば、図７で示すように、発光ダイオードから成る発光源２を制御回路部４が駆動し、強度変調した光を物体５に対して照射させ、物体５での反射光を受光光学系６を通して受光素子１で受光し、その結果を評価部３で解析することで前記物体５の各部位までの距離を求めている。

前記発光源２は、多数個の発光ダイオードを一平面上に配列して成り、前記制御回路部４は、たとえば２０ＭＨｚの正弦波で発光源２から放射する光を強度変調させる。放射光の周波数を高くすることで、測定単位を小さくすることができ、たとえば１０ＭＨｚで１０ｃｍ程度、３０ＭＨｚで数ｃｍ程度となる。前記受光素子１の出力から、空間情報としてどのような情報を抽出するかは評価部３の構成によって決定され、空間に照射されている強度変調された光の元の位相と受光素子１で受光した光との位相差を求め、この位相差からは、前述のように空間に存在する物体５までの距離を求めることができる。

前記受光素子１の機能は、半導体層から成る感光部１ａが光の入射により電子を生成し、電荷集積部１ｃが前記感光部１ａで生成された電子を集積する。そして、前記感光部１ａと電荷集積部１ｃとの間に介在される感度制御部１ｂが前記制御回路部４からの制御出力に応答して、前記感光部１ａの制御電極への制御電圧の印加パターンを変調光に適応して変化させることによって、前記のように距離を求めることができるようになる。前記電荷集積部１ｃで集積された電荷は、電荷取出部１ｄが取出し、前記評価部３に与える。

前記制御回路部４に内蔵され、このような用途に用いられるＬＥＤの点灯回路は、前述のようにＬＥＤを高速発光させる必要がある。しかしながら、１０〜２０ＭＨｚというＬＥＤにとっては高周波で、しかも１［Ａ］相当の大パワーを高速でＯＮ／ＯＦＦする技術はあまり提案されていない。

図８および図９にＬＥＤ点灯回路の典型的な従来例を示す。図８の点灯回路では、マイクロコンピュータ出力レベルの入力信号を、インバータ１１において電力増幅してＬＥＤ１０に与え、その電流は抵抗１２で決定させている。前記インバータ１１は、図１０で示すように、電源ライン間にＰＭＯＳＦＥＴ１３とＮＭＯＳＦＥＴ１４とを直列に接続して成り、ゲートに前記入力信号が共通に与えられ、ドレインが出力端子となって前記ＬＥＤ１０のアノードが接続される。そして、入力信号が、‘Ｈ’の場合にＧＮＤ（＝０Ｖ）レベルの‘Ｌ’を出力してＬＥＤ１０は消灯し、‘Ｌ’の場合にＶＤＤ電位の‘Ｈ’を出力し、ＬＥＤ１０は発光する。この時、ＬＥＤ１０に流れる電流は大まかに“（ＶＤＤ−Ｖｆ（ＬＥＤの端子間電位差））÷ＲＬ（抵抗１２の抵抗値）”によって算出することができる。ＶＤＤ電位は、前述のようにＬＥＤ１０として直列に接続される素子数に応じて設定され、たとえばＬＥＤを１２個接続した場合、２４Ｖ程度である。

一方、図９の点灯回路は、図８の点灯回路がＮＭＯＳとＰＭＯＳとによってＬＥＤ１０を駆動しているのに対し、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のみで駆動しているのが特徴である。ＮＭＯＳＦＥＴ１５は、前記ＬＥＤ１０および抵抗１２と共に電源ライン間に直列に接続され、そのゲートには前記マイクロコンピュータ出力レベルの入力信号が与えられ、ドレイン電流をＯＮ／ＯＦＦすることでＬＥＤ１０を点滅させる。

これら図８の点灯回路と図９の点灯回路とは、ＬＥＤ１０を発光させる時の動作はほぼ同じ原理であるが、ＯＦＦする時に、図８の点灯回路はＬＥＤ１０のアノード電位をＮＭＯＳＦＥＴ１４で強制的にＧＮＤ電位に短絡させ、ＬＥＤ１０に電流が流れないようにするのに対して、図９の点灯回路では、ＮＭＯＳＦＥＴ１５をＯＦＦして、ＬＥＤ電流の電流経路を強制的に遮断するという点が異なる。

これら図８の点灯回路および図９の点灯回路の動作波形を、図１１および図１２にそれぞれ示す。図８の点灯回路の場合、図１１の動作波形において、ＬＥＤ１０のアノード電位は、インバータ１１によって、入力信号を反転した（ＶＤＤ−ＧＮＤ）の振幅幅を持った電圧となる。この時のスイッチング速度は、インバータ１１に用いているＭＯＳＦＥＴ１３，１４の寄生容量（入力容量）および入力抵抗のＣＲによる時定数と、どれ位の電位差を充電させるかとによって決定される。そのため、時定数が一定でも、アノード電位の変化する電位幅が大きければ、それだけスイッチングに時間を要してしまう。

これに対して、図９の点灯回路の場合、図１２の動作波形において、入力信号を、’Ｈ’にすると、ＮＭＯＳＦＥＴ１５がＯＮして、そのドレイン電位はＧＮＤ電位となってＬＥＤ１０に電流が流れ、’Ｌ’にした場合、ＮＭＯＳＦＥＴ１５がＯＦＦしてＬＥＤ１０に流れる電流が遮断され、前記ドレイン電位はＬＥＤ１０に電流が流れ出さないぎりぎりの電圧である閾値電圧Ｖｄに過渡的に落ち着く。そのため、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン電位は、ＶＤＤ−Ｖｄまで上昇した後、ＬＥＤ１０の寄生容量に充電された電荷が放電されてゆき、ゆっくりＶＤＤ電位まで上昇してゆく。

次に、図８の点灯回路と図９の点灯回路とのスイッチング時の立ち上がり：ｔｒ、立ち下がり：ｔｆ特性の比較を行う。図８の点灯回路の場合、インバータ１１に用いているＭＯＳＦＥＴ１３，１４のサイズを大きくし、またそれらを制御ＩＣに内蔵化して入力容量を小さくする等の方策を講じることで、高速化が可能である。また、図９の点灯回路の場合は、立ち上がり時間ｔｒは、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のサイズを大きくし、制御ＩＣに内蔵化することによって、図８の点灯回路と同様に高速化が可能であるが、立ち下がり時間ｔｆは、図８の点灯回路のような強制的にＧＮＤ電位に短絡する手法に比べ、一般的に大きい（スイッチング動作が遅い）と考えられる。

したがって、高速なスイッチング動作を望むのであれば、図８の点灯回路の方が高速であると考えられるが、実機検証を行った結果、図９の点灯回路も高速動作に優れていることが判明した。その理由を以下に詳しく説明する。

先ず、前記距離画像センサに適応した仕様として、駆動周波数：１０〜３０［ＭＨｚ］、ｔｒ，ｔｆ：数［ｎｓｅｃ］以下、ＬＥＤ電流：１［Ａ］程度、直列ＬＥＤ数：〜３０個程度とすると、現在開発されている前記図８や図９で示すＬＥＤ点灯回路において、これ程のＬＥＤ数を、大電流で、かつ高速に駆動した例は見受けられない。周波数が高いと、たとえば図１２に示す動作波形の振る舞いも若干変わってくる。

図１３に、図９の点灯回路の高速動作時の波形を示す。周波数が高いと、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のＯＦＦ時に、ドレイン電位が、図１２で示すようにＶＤＤまで上昇する前に、次のスイッチング動作が始まってしまう。しかしながら、ドレイン電位がＶＤＤまで上昇しなくても、ＬＥＤ１０に流れる電流の波形には影響が出ない上、ドレイン電位がＶＤＤまで上昇しないことで、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のスイッチング動作によって充電しなければならない電圧幅が小さくて済み、スイッチング動作をより高速化することが可能となる。

また、前記数［ｎｓｅｃ］以下のｔｒ，ｔｆを得ようとした場合、一般に数百［ＭＨｚ］以上の周波数帯域を扱わなければならないが、この領域の周波数帯域になると、ＬＥＤのリード配線や基板のパターン配線の寄生インダクタ成分が無視できなくなってくる。そこで、図１３に示した動作波形に、さらにその寄生インダクタの影響を加味したものを図１４に示す。

図１４に示すように、寄生インダクタの影響によって、入力信号の立ち下がり時に、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン電位にリンギングが生じてしまう。リンギングによる電圧変動は、回路動作に影響を与えてしまう程大きい。たとえば、プリント基板のパターン配線等で通常生じてしまうような数十［ｎＨ］程度の寄生インダクタであっても、前記数［ｎｓｅｃ］程度の立ち上がり時間ｔｒおよび立ち下がり時間ｔｆを得ようとした場合、１００［Ω］程度のインピーダンスを生じてしまう。ＬＥＤ１０に流す電流を最大１［Ａ］とすると、その１００［Ω］のインピーダンスによって、立ち上がり・立ち下がり時に、１００［Ｖ］という電子回路を破壊してしまうような大きな電圧を発生させてしまう恐れがある。

また、たとえ前記寄生インダクタが電子回路を破壊する程大きくないとしても、リンギングを生じさせるのは避けられず、電源電圧を変動させる等、雑音を生じさせ、回路特性を著しく劣化させてしまうと考えられる。前記基板のパターン配線を該寄生インダクタが最小になるように最適に設計したとしても、ＬＥＤのリード線もインダクタを有しており、したがってこの寄生インダクタを完全にゼロにすることは非常に困難であり、インダクタの影響を考慮した回路設計が必須である。

ところが、寄生インダクタの影響は、雑音を生じさせるという悪い点だけでなく、一方ではＬＥＤ電流の立ち下がり時間ｔｆを高速化するというメリットも生じさせる。それは、図１４に示すように、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン電位にはリンギングが生じてしまうが、このリンギングは、プリント基板のパターン配線やＬＥＤのリード線の寄生インダクタと該ＮＭＯＳＦＥＴ１５の出力容量による共振現象によって生じるものであり、この共振を利用することで、ＬＥＤ電流の立ち下がり時間を高速にすることができる。したがって、本発明は、前記図８で示す点灯回路よりも構成が簡単な図９で示す点灯回路を前提構成として、高速動作させるものとする。

ここで、特許文献２や特許文献３にも、高速化の例が示されている。特許文献２の点灯回路は、図１５で示すように、ＬＥＤ１０のカソードとＧＮＤとの間で駆動トランジスタ２１をＯＮ／ＯＦＦさせ、アノードをコンデンサ２２および抵抗２３の直列回路と、抵抗２４との並列回路で電源に接続し、前記コンデンサ２２と抵抗２３との接続点を、トランジスタ２５によって、前記駆動トランジスタ２１と逆相の信号でＯＦＦ／ＯＮすることで、ＬＥＤ１０の消灯時に、該ＬＥＤ１０に蓄積された電荷を引き抜き、高速で消灯させている。

また、特許文献３の点灯回路は、図１６で示すように、電流源２６によってＬＥＤ１０に電流Ｉ２を与えるとともに、それらの接続点に、インバータ１１の出力端を、ダイオード２７，２８を逆方向に配列して接続し、インバータ１１の出力が、‘Ｈ’となったときにはダイオード２７，２８をＯＦＦさせてＬＥＤ１０に前記電流Ｉ２が流れるようにし、‘Ｌ’となったときにはダイオード２７，２８をＯＮさせて電流源２６から該インバータ１１に電流Ｉ１を取込んでＬＥＤ１０に前記電流Ｉ２が流れないようにすることで、点灯時と消灯時とのアノードの電位差を小さくして高速動作させている。
特開２００４−３０９３１０号公報 特開平６−２９６０４２号公報 特開２０００−２３２２４０号公報

しかしながら、上記特許文献２および特許文献３の従来技術は、上述の寄生インダクタの影響を考慮しておらず、特に特許文献２では構成が複雑であるという問題がある。

本発明の目的は、簡単な構成で、リンギングによる立ち下がり特性の高速化の効果を失わず、寄生インダクタによる電源電圧の変動を抑制し、安定した回路動作を実現することができる高速発光ＬＥＤの点灯回路およびそれを用いる距離画像センサを提供することである。

本発明の高速発光ＬＥＤの点灯回路は、電源ライン間に、ＬＥＤとスイッチング素子との直列回路が接続され、前記スイッチング素子の制御端子に駆動信号を印加することで前記ＬＥＤを高速点灯させるようにしたＬＥＤの点灯回路であって、前記スイッチング素子と並列にツェナダイオードを接続し、そのツェナ電圧を、前記スイッチング素子のＯＦＦ時における端子間電圧に略等しく設定することを特徴とする。

上記の構成によれば、電源ライン間に、ＬＥＤと、トランジスタやＦＥＴなどで実現されるスイッチング素子との直列回路を接続し、前記スイッチング素子の制御端子に駆動信号を印加することで前記ＬＥＤを点灯させるようにした簡単な構成のＬＥＤの点灯回路において、高速点灯させるにあたって、前記スイッチング素子と並列にツェナダイオードを接続し、そのツェナ電圧を、前記スイッチング素子のＯＦＦ時における端子間電圧に略等しく設定する。

したがって、ＬＥＤの端子やパターン配線等による寄生インダクタと前記スイッチング素子の出力容量となどによって、スイッチング素子の端子に発生するリンギングの内、スイッチング素子の端子間に高電圧が加わる側の成分は前記ツェナダイオードでバイパスされて除去され、前記スイッチング素子の端子間に低電圧が加わる側の成分は除去されないので、リンギングによる立ち下がり特性の高速化の効果を失わず、前記寄生インダクタによる電源電圧の変動を抑制し、安定した回路動作を実現することができる。

なお、前記スイッチング素子およびＬＥＤと直列に、必要に応じて、電流を規定する抵抗を挿入してもよく、またハイ側の電源電位とロー側の電源電位とのいずれにスイッチング素子を配置するかは、スイッチング素子の極性や電源の極性などに応じて適宜選択されればよい。

また、本発明の高速発光ＬＥＤの点灯回路は、前記ツェナダイオードと直列に、電圧可変のバイアス電源を接続することを特徴とする。

上記の構成によれば、多段に直列接続されるＬＥＤの閾値電圧にばらつきがあっても、前記のようにスイッチング素子と並列に設けられるツェナダイオードのツェナ電圧は一定のままで、前記ばらつきに対応して、バイアス電源の発生する電圧を変化すればよい。

したがって、ＬＥＤの閾値電圧のばらつきに対して、ツェナダイオードを共通化することができ、低コスト化を図ることができる。

さらにまた、本発明の高速発光ＬＥＤの点灯回路では、前記バイアス電源は、アナログ／デジタル変換器であることを特徴とする。

上記の構成によれば、ＬＥＤの閾値電圧のばらつきを補償するバイアス電源の発生する電圧を、容易に、所望とする電圧に設定することができ、調整が容易である。

また、本発明の高速発光ＬＥＤの点灯回路では、前記ＬＥＤは、多段直列に接続されることを特徴とする。

上記の構成によれば、ＬＥＤが多段直列に接続されると、その端子などによる前記寄生インダクタが大きくなり、リンギングが大きくなるので、本発明が特に好適である。

さらにまた、本発明の距離画像センサは、前記の高速発光ＬＥＤの点灯回路を用いることを特徴とする。

上記の構成によれば、距離画像センサには、ＬＥＤを高周波大電流で駆動することが要求されるので、本発明の点灯回路を用いることは、特に好適である。

本発明の高速発光ＬＥＤの点灯回路は、以上のように、電源ライン間に、ＬＥＤと、トランジスタやＦＥＴなどで実現されるスイッチング素子との直列回路を接続し、前記スイッチング素子の制御端子に駆動信号を印加することで前記ＬＥＤを点灯させるようにした簡単な構成のＬＥＤの点灯回路において、高速点灯させるにあたって、前記スイッチング素子と並列にツェナダイオードを接続し、そのツェナ電圧を、前記スイッチング素子のＯＦＦ時における端子間電圧に略等しく設定する。

それゆえ、ＬＥＤの端子やパターン配線等による寄生インダクタと前記スイッチング素子の出力容量となどによって、スイッチング素子の端子に発生するリンギングの内、スイッチング素子の端子間に高電圧が加わる側の成分は前記ツェナダイオードでバイパスされて除去され、前記スイッチング素子の端子間に低電圧が加わる側の成分は除去されないので、リンギングによる立ち下がり特性の高速化の効果を失わず、前記寄生インダクタによる電源電圧の変動を抑制し、安定した回路動作を実現することができる。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の一形態に係る点灯回路３１の電気回路図である。この点灯回路３１は、前述の図７で示す距離画像センサに使用され、高速で発光するＬＥＤＤ１〜Ｄｎを駆動するものであり、多段に直列に接続されるＬＥＤＤ１〜Ｄｎ（総称するときは、以下参照符号ＬＥＤで示す）が前記発光源２となり、この図１で残余の構成が前記制御回路部４となる。この点灯回路３１は、前述の図９で示す点灯回路と同様に、単一のＮＭＯＳＦＥＴ３２によってＬＥＤを駆動する簡単な構成の点灯回路である。

ハイ側の電源ＶＤＤからロー側の電源であるＧＮＤまでの間には、前記多段のＬＥＤと、電流設定抵抗３３と、前記ＮＭＯＳＦＥＴ３２とが直列に接続される。前記ＮＭＯＳＦＥＴ３２のゲートには、パルスジェネレータ３４からの矩形波パルスが抵抗３５を介して与えられる。また、電源ＶＤＤ−ＧＮＤ間には、電源安定化のために、セラミックコンデンサ３６と電解コンデンサ３７とが並列に介在されている。

たとえば、前記矩形波パルスの振幅は５［Ｖ］であり、周波数は１０［ＭＨｚ］であり、前記電源ＶＤＤは２４［Ｖ］であり、ＬＥＤの段数ｎは１２である。

注目すべきは、本実施の形態では、参照符号３８で示すような等価回路で形成されるＬＥＤおよび基板配線のインダクタＬと、参照符号３９で示すＮＭＯＳＦＥＴ３２の出力容量Ｃとによって発生するリンギング（ｆ＝１／（２π√ＬＣ））において、ＮＭＯＳＦＥＴ３２のソース−ドレイン間に高電圧が加わる側の成分をバイパスするために、該ＮＭＯＳＦＥＴ３２のソース−ドレイン間に並列にツェナダイオード４０が接続されていることである。前記ツェナダイオード４０のツェナ電圧Ｖｚは、前記ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＦＦ時における端子間電圧に略等しく設定される。前記ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＦＦ時には、該ＮＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン電圧は、（ＶＤＤ−ｎ×（ＬＥＤの閾値電圧Ｖｆ））まで上昇する。したがって、たとえば前記閾値電圧Ｖｆが１．２［Ｖ］、ｎ＝１２で１４．４［Ｖ］とすると、ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＦＦ時におけるドレイン電圧は、９．６［Ｖ］となるので、前記ツェナ電圧Ｖｚが、より９．６［Ｖ］に近いツェナダイオードを選択する。

図２〜図４は、本件発明者による実験結果を示す波形図である。先ず、図２は、参照符号α１で示すパルスジェネレータ３４からＮＭＯＳＦＥＴ３２のゲートへの入力信号に対して、前記電流設定抵抗３３とＮＭＯＳＦＥＴ３２との接続点ＡおよびＬＥＤと電流設定抵抗３３との接続点Ｂの電位の変化を、それぞれ参照符号α２，α３で示すものである。したがって、それらの差が前記電流設定抵抗３３の端子間に加わる電圧となる。そして、図２（ａ）が前記ツェナダイオード４０を設けていない場合の波形であり、図２（ｂ）が前記ツェナダイオード４０を設けた場合の波形である。図２（ａ）と図２（ｂ）とを比較して、ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＮ時には電流設定抵抗３３に電流が流れ、ＯＦＦ時にはＮＭＯＳＦＥＴ３２の両端子の電位はほぼ等しくなっている。そして、ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＦＦ時に発生するリンギングは、図２（ａ）で示すツェナダイオード４０を設けていない場合、１５Ｖ程度にもなり、電子回路を破壊してしまう可能性があるのに対して、図２（ｂ）で示すようにツェナダイオード４０を設けた場合には、特にＮＭＯＳＦＥＴ３２の端子間に高電圧が加わる側の成分がクランプされ、これによって電子回路の破壊を招くようなことのないレベルの電圧に抑制される。

また、図３は、参照符号α１で示すパルスジェネレータ３４からＮＭＯＳＦＥＴ３２のゲートへの入力信号に対して、前記電流設定抵抗３３とＮＭＯＳＦＥＴ３２との接続点Ａの電位の変化を前記参照符号α２で示し、これに対応した電源ＶＤＤの電圧変化を参照符号α４で示すものである。ただし、接続点Ａの電位の変化に対して、電源ＶＤＤの電圧変化は、スケールを２倍程度に拡大している。この図３も図２と同様に、図３（ａ）が前記ツェナダイオード４０を設けていない場合の波形であり、図３（ｂ）が前記ツェナダイオード４０を設けた場合の波形である。図３（ａ）と図３（ｂ）とを比較して、ＮＭＯＳＦＥＴ３２のＯＦＦ時に発生するリンギングによって、前記セラミックコンデンサ３６および電解コンデンサ３７を接続しているのにも関わらず、前記電源ＶＤＤの電圧変化は、図３（ａ）で示すツェナダイオード４０を設けていない場合は１．５Ｖ程度にもなり、集積回路内のトランジスタの閾値を超えて、論理回路を誤動作させてしまう可能性があるのに対して、図３（ｂ）で示すようにツェナダイオード４０を設けた場合には、０．３Ｖ程度にまで抑制（８０［％］程度を抑制）されていることが理解される。これによって、前記集積回路の誤動作を招くようなことはない。

さらにまた、図４は、前記参照符号α１で示すパルスジェネレータ３４からＮＭＯＳＦＥＴ３２のゲートへの入力信号に対して、ＬＥＤに流れる電流波形を、ツェナダイオード４０を設けていない場合と、設けた場合とで、それぞれ参照符号α５，α６で示すものである。共に、リンギングの影響によって、立ち上がりに比べ、立ち下がり特性が高速である。そして、ツェナダイオード４０を設けても、それら立ち上がりおよび立ち下がり特性は劣化していないことが理解される。

このように構成することで、ＬＥＤの端子やパターン配線等による寄生インダクタとＮＭＯＳＦＥＴ３２の出力容量３９となどによって、該ＮＭＯＳＦＥＴ３２の端子に発生するリンギングの内、該ＮＭＯＳＦＥＴ３２の端子間に高電圧が加わる側の成分は前記ツェナダイオード４０でバイパスされて除去され、前記ＮＭＯＳＦＥＴ３２の端子間に低電圧が加わる側の成分は除去されないので、リンギングによる立ち下がり特性の高速化の効果を失わず、前記寄生インダクタによる電源電圧の変動を抑制し、安定した回路動作を実現することができる。

また、ＬＥＤが多段直列に接続されると、その端子などによる前記寄生インダクタが大きくなり、リンギングが大きくなるので、本実施の形態の点灯回路３１を用いることは、特に好適である。さらにまた、前記距離画像センサには、ＬＥＤを高周波大電流で駆動することが要求されるので、本実施の形態の点灯回路３１を用いることは、特に好適である。

なお、上述の例では、スイッチング素子にはＮＭＯＳＦＥＴ３２が用いられ、ロー側の電源電位（ＧＮＤ）に接続されているけれども、ハイ側の電源電位（ＶＤＤ）とロー側の電源電位（ＧＮＤ）とのいずれにスイッチング素子を配置するかは、スイッチング素子の極性や電源の極性などに応じて、適宜選択されればよい。また、電流設定抵抗３３とＮＭＯＳＦＥＴ３２とは、どちらがスイッチング素子側となってもよく、さらにスイッチング素子でＬＥＤに規定される電流値に制限することができれば、必ずしも前記電流設定抵抗３３を設けなくてもよい。

［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の他の形態に係る点灯回路４１の電気回路図である。この点灯回路４１は、前述の図１で示す点灯回路３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この点灯回路４１では、ツェナダイオード４０ａと直列に、電圧可変のバイアス電源４２が接続されていることである。そして、このバイアス電源４２は、アナログ／デジタル変換器から成る。距離画像センサの調整時に、ＬＥＤの閾値電圧Ｖｆの和が測定され、その測定結果に応じて、ディップスイッチの設定などによって、前記アナログ／デジタル変換器に予め定めるマルチビットの制御信号が入力されるようになる。ツェナダイオード４０ａのツェナ電圧Ｖｚは、リンギングによる電圧変動を充分クランプできる程度の大きさに選ばれる。

このように構成することで、多段に直列接続されるＬＥＤの段数が異なる場合や、閾値電圧Ｖｆにばらつきがある場合にも、前記のようにＮＭＯＳＦＥＴ３２と並列に設けられるツェナダイオード４０ａのツェナ電圧Ｖｚは一定のままで、リンギングが最小になるようにバイアス電源４２の発生する電圧を変化すれば対応することができ、ＬＥＤの段数の変化や閾値電圧Ｖｆのばらつきに対して、ツェナダイオード４０ａを共通化することができ、低コスト化を図ることができる。また、バイアス電源４２をアナログ／デジタル変換器で構成することで、上述のようにＬＥＤの閾値電圧Ｖｆのばらつきを補償するにあたって、該バイアス電源４２の発生する電圧を、容易に、所望とする電圧に設定することができ、調整が容易である。

［実施の形態３］
図６は、本発明の実施のさらに他の形態に係る点灯回路５１の電気回路図である。この点灯回路５１も、前述の図１で示す点灯回路３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この点灯回路５１では、照射強度をアップするために、１または多段のＬＥＤが、複数列、相互に並列に設けられていることである。各列のＬＥＤＬ１〜Ｌ３には、前記閾値電圧Ｖｆのばらつきに対応して、それぞれ所望とする電流が流れるように、個別に電流設定抵抗Ｒ１〜Ｒ３が設けられている。

このように構成することで、前記距離画像センサとして、相互に同期して駆動しなければならないＬＥＤを多数駆動することができる。

本発明の実施の一形態に係る点灯回路の電気回路図である。 本件発明者による実験結果を示す波形図であり、リンギングによる電流設定抵抗の両端の電位の変化を示す。 本件発明者による実験結果を示す波形図であり、前記リンギングによる電源電圧の変化を示す。 本件発明者による実験結果を示す波形図であり、前記リンギングによるＬＥＤ電流の変化を示す。 本発明の実施の他の形態に係る点灯回路の電気回路図である。 本発明の実施のさらに他の形態に係る点灯回路の電気回路図である。 距離画像センサの一構成例を示すブロック図である。 ＬＥＤ点灯回路の典型的な従来技術のブロック図である。 ＬＥＤ点灯回路の他の従来技術の電気回路図である。 図８で示す点灯回路におけるインバータの一構成例を示す図である。 前記図８で示す点灯回路の動作波形図である。 前記図９で示す点灯回路の動作波形図である。 図９で示す点灯回路の高速動作時の動作波形図である。 図１３に、寄生インダクタの影響を加味した動作波形図である。 ＬＥＤ点灯回路のさらに他の従来技術の電気回路図である。 ＬＥＤ点灯回路の他の従来技術のブロック図である。

符号の説明

１ 受光素子
２ 発光源
３ 評価部
４ 制御回路部
５ 物体
６ 受光光学系
７ 距離画像センサ
３１，４１，５１ 点灯回路
３２ ＮＭＯＳＦＥＴ
３３，Ｒ１〜Ｒ３ 電流設定抵抗
３４ パルスジェネレータ
３５ 抵抗
３６ セラミックコンデンサ
３７ 電解コンデンサ
３８ ＬＥＤの等価回路
３９ ＮＭＯＳＦＥＴの出力容量
４０，４０ａ ツェナダイオード
４２ バイアス電源
Ｄ１〜Ｄｎ，Ｌ１〜Ｌ３ ＬＥＤ

Claims (5)

1. 電源ライン間に、ＬＥＤとスイッチング素子との直列回路が接続され、前記スイッチング素子の制御端子に駆動信号を印加することで前記ＬＥＤを高速点灯させるようにしたＬＥＤの点灯回路であって、
   前記スイッチング素子と並列にツェナダイオードを接続し、そのツェナ電圧を、前記スイッチング素子のＯＦＦ時における端子間電圧に略等しく設定することを特徴とする高速発光ＬＥＤの点灯回路。
2. 前記ツェナダイオードと直列に、電圧可変のバイアス電源を接続することを特徴とする請求項１記載の高速発光ＬＥＤの点灯回路。
3. 前記バイアス電源は、アナログ／デジタル変換器であることを特徴とする請求項２記載の高速発光ＬＥＤの点灯回路。
4. 前記ＬＥＤは、多段直列に接続されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の高速発光ＬＥＤの点灯回路。
5. 前記請求項１〜４のいずれか１項に記載の高速発光ＬＥＤの点灯回路を用いることを特徴とする距離画像センサ。