CN102271300A

CN102271300A - 一种集成的麦克风偏置电压控制方法和偏置电压生成电路

Info

Publication number: CN102271300A
Application number: CN2010101991215A
Authority: CN
Inventors: 杨少军
Original assignee: BEIJING ACUTI MICROSYSTEMS Co Ltd
Current assignee: Shandong Gettop Acoustic Co Ltd
Priority date: 2010-06-04
Filing date: 2010-06-04
Publication date: 2011-12-07
Anticipated expiration: 2030-06-04
Also published as: CN102271300B

Abstract

一种集成的麦克风偏置电压控制方法和偏置电路，采用CMOS或者BiCMOS集成电路生产工艺实现，用于包括电荷泵升压电路、整流电路和滤波电路的硅麦克风的偏置电压生成电路，所述方法包括：控制所述偏置电压生成电路的输出电压和输入电流之间的关系，使其在电流为0值的邻域内，其输出节点的输入电流随输出电压的增加而增加，并且其增加的斜率随电压增加而快速增加。其电路实现为在整流电路的输出端与接地端之间并联连接一补偿电路实现，且所述补偿电路具有这样的功能：在电流接近于0的区域，且麦克风的偏置电压工作点电压附近，其输出节点的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率快于电压增长率。

Description

一种集成的麦克风偏置电压控制方法和偏置电压生成电路

技术领域

本发明涉及电子声音采集器件麦克风，更确切地说，涉及一种集成的对麦克风的偏置电压进行控制的方法和麦克风的电压偏置电路。

背景技术

在电容式麦克风，尤其是电容式硅麦克风中，需要一个额外的电路从麦克风电源产生高电压偏置，以得到合适的麦克风灵敏度。典型的硅麦克风构成原理图如图1所示，其中，硅麦克风包括：外壳101、由上下两层极板构成的电容组件102、偏置电压生成电路103和麦克风缓冲放大器电路104。电源105和“接地”端106分别连接于缓冲放大器电路104和偏置电压生成电路103以给二者提供工作电压；由偏置电压生成电路103生成一高电位的偏置电压供给电容组件102的一输入端以控制麦克风灵敏度；电容组件102的输出端则连接到缓冲放大器电路104的输入端，经放大后供给输出端107作为麦克风的输出。

对于手机等便携式设备而言，一般情况下，麦克风电源的电压范围为1.5V～3.6V，而高压偏置电压则需要为8V～14V左右。现有技术中，一般主要是通过电荷泵电路从低电源电压生成高压偏置。图2A是现有技术的偏置电压生成电路的一种典型结构的原理框图。其主要由电荷泵升压电路222、整流电路226和滤波电容227构成。电荷泵升压电路222的两个输入端220、221分别连接电源电压VDD和接地端GND，升压后的脉冲输出电压被送入整流电路226，经整流后形成直流输出，该直流输出经由滤波电容227过滤除去高频成分后，作为高压输出端228的最终输出VHigh。

设置整流和滤波电路主要是由于电荷泵升压电路的工作原理是按照一周期性的时钟信号，将电荷从低电压端泵送到高电压端。因为电荷泵是周期工作的，其输出节点2221电压存在较大的波动。因此需要额外的整流和滤波电路滤除这些电压波动，从而在输出端节点2222得到比较稳定的高压偏置电压。其中整流电路一般采用二极管或者工作在二极管模式的其它器件(例如PMOS管等)。

图2B到2E给出了现有技术中典型的偏置电压生成电路的电路图及时钟信号时序和节点电压变化。图2B为现有技术中典型的偏置电压生成电路的基本电路原理图，其中电容C1～C4、二极管D1～D4构成了电荷泵升压电路；二极管D5为整流电路，电容Cf为滤波电容。时钟输入端201、203分别接第一和第二时钟信号CK1、CK2；电压输入端202接电源电压VDD；高偏置电压VHigh经由输出端208输出。也可以使用另外的元件来代替图2B中的二极管。例如使用肖特基二极管，或者使用浮栅NMOS管或者PMOS管，或者使用衬底电压可以调节的两个或多个PMOS构成的等价二极管电路。无论是用何种方法来代替，其基本的工作原理和等效电路不变。

图2C为偏置电压生成电路的另一实施例。其中，通过使用二极管接法的PMOS管替换图2B中的二极管得到同样类似的结果。其中电容C1～C4、PMOS晶体场效应管P1～P4构成了电荷泵升压电路；PMOS晶体场效应管P5为整流电路，电容Cf为滤波电容。时钟输入端211、213分别接第一和第二时钟信号CK1、CK2；电压输入端212接电源电压VDD；高偏置电压VHigh经由输出端218输出。

如图2D所示，在图2B和图2C中，第一和第二时钟信号CK1和CK2为相位相反的两相时钟信号。它们的低电平为0V，高电平为电源电压Vdd。图2E给出了图2B和图2C的电路的各节点电压波形。其中当CK1上升时，节点20A和20C的电压被分别充电到2×Vdd-Vth和4×Vdd-3×Vth。而当CK2上升时，节点20B和节点20D的电压分别被充电到3×Vdd-2×Vth和5×Vdd-4×Vth。节点20D的电压通过整流电路后，由于整流二极管存在着导通压降，因此最后的输出电压VHigh为5×(Vdd-Vth)。其中Vdd为输入电源电压，Vth为二极管的阈值电压。

要说明的是，以上的节点电压只是理想元件情况下的近似估值，列举于此目的在于大致说明电荷泵的工作原理，以便于后续对本发明技术方案的理解。关于电荷泵电路的更为精确的动态分析可以参见文献1：Toru Tanzawa，Tomoharu Tanaka，″A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit″，IEEE Journal of Solid-state Circuits，Vol.32，No.8，August 1997。

图3给出了如图2B、2C那样的现有偏置电压生成电路的电流/电压输出特性曲线。参见图3，在麦克风正常工作状态下，麦克风电容组件的两个极板间的电阻非常高，典型直流电阻大于10G欧姆(Ohm)，因此正常工作状态下，从偏置电压引脚输出的电流为零；此时即对应图3中输出电流为“0”之处，输出电压即为麦克风的正常偏置电压(例如12V)。

在图3中可以看出，由于整流二极管的影响，在输出电流接近0安培时，输出电压上升速度变缓，曲线的斜率迅速下降，即输出阻抗迅速增加。从而在正常偏置电压工作点附近，偏置电压生成电路的输出阻抗很高，导致输出偏置电压随输出电流的波动变化很大，由此给麦克风带来以下不利的影响：1、当麦克风工作在潮湿环境中时，例如耳道式或内耳式助听器中使用的麦克风，其输出电流会增加，由此带来偏置电压的波动。而偏置电压的变化会引起麦克风的灵敏度波动。2、现有技术的整体麦克风的灵敏度随工艺波动带来的电荷泵输出电流的波动也会直接导致较大的偏置电压的波动。

为了克服上述问题，现有技术中采用了增加电荷泵驱动能力的方式，以期将输出阻抗控制在一定范围之内，但是这种方式显然需要较大的电路功耗，对于靠电池供电的移动设备来说并不可取。并且，当电荷泵驱动能力增加时，如果麦克风在工作状态中由于冲击或者吹气等原因造成麦克风的两个电容极板碰撞时，高压偏置端的电荷难以通过两个电容极板导通而产生的放电通路泄放掉，从而导致两个电容极板被静电力吸合在一起，易造成麦克风无声等可靠性方面的故障。

另一类防止偏置电压波动的方法是引入反馈回路，通过监测偏置电压输出生成反馈信号，并通过适当的反馈控制算法，运用调整电荷泵的时钟等方式来改变电荷泵的输出。例如，申请号US2006062406A1，名为“Voltage supply circuitand microphone unit comprising the same”的美国专利公开了这样一种电路，其包括：一电压控制电路，用于根据传感器测量的偏压和基准电压来输出偏置电压控制信号；以及一电压生成电路，用于根据所述偏置电压控制信号生成偏置电压。但是，控制电路的引入势必导致电路复杂度的增加，随之带来集成电路布图面积的增加和成本的提高，同时，反馈和控制电路会引入额外的噪声，造成输出偏置电压的噪声增加，从而是麦克风性能恶化。甚至复杂的控制逻辑还需要有运算能力的芯片的参与，更不适于应用到对成本和噪声性能有着苛刻限制的麦克风芯片中。另外，这种反馈控制方式虽然解决了潮湿环境中麦克风灵敏度下降的问题，但对于极板碰撞导致的静电力吸合的可靠性问题无能为力。

发明内容

本发明正是有鉴于现有技术中的上述缺陷，力求解决麦克风电路中偏置电压随工作点变动而波动的问题，同时避免能耗和电路复杂性的增加。

为此，本发明提出了一种麦克风偏置电压控制方法，用于硅麦克风的偏置电压生成电路，所述偏置电压生成电路包括电荷泵升压电路、整流电路和滤波电路，其中，电荷泵升压电路的两个电压输入端分别连接电源电压VDD和接地端GND；其输出端连接到整流电路的输入端；在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接有滤波电路，所述方法包括：控制所述偏置电压生成电路的输出电压和输入电流之间的关系，使其在电流为0值的邻域内，输入电流随输出电压的增加而增加，并且其增加的斜率随电压增加而快速增加。其中，所述控制所述偏置电压生成电路的输出电压和电流之间的关系是通过在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接一补偿电路实现，且所述补偿电路具有这样的功能：在电流接近于0的区域，其工作点电压在麦克风的偏置电压附近，补偿电路的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率远远快于电压增长率。优选地，所述补偿电路为一金属氧化物场效应管，且在麦克风正常工作状态下，其工作较弱的电场击穿区，在电路断电后该场效应管可恢复至正常状态，不会由于击穿而损坏。

优选地，所述补偿电路为一采用CMOS工艺或BiCMOS工艺所制造的集成金属-半导体型肖特基二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向非饱和区。且其中，所述麦克风的额定偏置电压是在所述稳压二极管的反向击穿电压的正向邻域内。或者说近似地，该反向击穿电压为偏置电路的输出电压，也即所述麦克风的额定偏置电压。

优选地，所述补偿电路为一采用CMOS工艺或BiCMOS工艺所制造的寄生的P/N结型二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向非饱和区。且其中，所述麦克风的额定偏置电压是在所述稳压二极管的反向击穿电压的正向邻域内。或者说近似地，该反向击穿电压为偏置电路的输出电压，也即所述麦克风的额定偏置电压。

同时本发明还提供了一种麦克风偏置电压生成电路，其包括电荷泵升压电路、整流电路和滤波电路，其中，电荷泵升压电路的两个电压输入端分别连接电源电压VDD和接地端GND；其输出端连接到整流电路的输入端；在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接有滤波电路，所述电路还包括一并联在整流电路的输出端与接地端GND之间的补偿电路，且所述补偿电路具有这样的功能：在电流接近于0的区域，且麦克风的偏置电压工作点电压附近，其输出电压节点的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率快于电压增长率。

优选地，所述补偿电路为一稳压二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向非饱和区。

且其中，所述麦克风的额定偏置电压是在所述稳压二极管的反向击穿电压的正向邻域内。

作为补偿电路的该稳压二极管可为一采用CMOS工艺或BiCMOS工艺所制造的集成金属-半导体型肖特基二极管，或者是一采用CMOS工艺或BiCMOS工艺所制造的寄生的P/N结型二极管。且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向非饱和区。且其中，所述麦克风的额定偏置电压是在所述稳压二极管的反向击穿电压的正向邻域内。或者说近似地，该反向击穿电压为偏置电路的输出电压，也即所述麦克风的额定偏置电压。优选地，所述补偿电路为一金属氧化物场效应管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在击穿区。在电路断电后该场效应管可恢复至正常状态，不会由于击穿而损坏。

特别是，所述补偿电路为一NMOS金属氧化物场效应管，且其栅极、衬底和源极均连接到所述接地端GND，其漏极连接到整流电路的输出端。

此外，本发明还提供了使用上述各种偏置电压生成电路的麦克风产品，以及应用此类麦克风产品的手机、多媒体播放器等消费电子产品以及汽车电子产品。

应用本发明的偏置电压生成方法和偏置电压生成电路，可以有效抑制电路输出阻抗的增加，即减小输出偏置电压随电流变化的波动，从而提高麦克风灵敏度的稳定性。并且，由于本发明巧妙地利用了不同电路元件工作区间的电路特性，使得可以在仅增加极少的元件的前提下，完成预定的功能，即减少了能量消耗，也节约了生产成本。

附图说明

图1是典型的硅麦克风构成原理图；

图2A是现有的偏置电压生成电路的一种典型结构的原理框图；

图2B是现有的偏置电压生成电路的电路图一；

图2C是现有的偏置电压生成电路的电路图二；

图2D是图2B、2C中时钟信号的时序图；

图2E是图2B、2C中电荷泵各节点电压的时序图；

图3是是现有的偏置电压生成电路的输出电压-电流曲线；

图4是根据本发明的偏置电压生成电路的原理框图；

图5是根据本发明的偏置电压生成电路的第一实施例的电路图；

图5A是N沟道耗尽型MOS管的输出特性曲线；

图6是根据本发明的偏置电压生成电路的第二实施例的电路图；

图6A、6B分别是稳压二极管的电压-电流特性和动态电阻特性；

图7是根据本发明的偏置电压生成电路的输出电压-电流曲线；

图8是现有技术与本发明的偏置电压生成电路的输出电压-电流曲线比较。

具体实施方式

针对现有技术中对于麦克风偏置电压的控制思想主要是通过且增大电荷泵的驱动功率，被动地使电压电流曲线起点移动来改变图3中电流为0点附近的曲线斜率，效果有限，控制的能量成本也高的问题，本发明提出了一种不同的控制思路。

发明人通过多年的实践，发现如果能对偏置电压生成电路的输出电压进行控制而使得能在不改变电荷泵驱动输出功率的前提下，使得图3中电流为0点附近的曲线斜率改变，将能够有效的改进偏置电压的稳定性。因此，本发明提出了这样一种控制思想和控制方法：控制所述偏置电压生成电路的输出电压和电流之间的关系，使其在电流为0值的邻域内，电压随电流的变化率减小。例如，使所述偏置电压生成电路的输出电压和电流之间的关系从图3的形态改变为图7的形态。

更进一步地，本发明提出了通过在现有的偏置电压生成电路(或简称偏压电路)的输出端增加并联的补偿电路来使输出偏置电压随电流波动变化趋缓的偏压调节方法。根据本发明的方法，该补偿电路应具有这样的功能：在电流接近于0的区域，且在麦克风的偏置电压工作点电压附近，其输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率快于电压增长率。在本发明中，所述补偿电路或是偏置电压生成电路的输入电流，作为简称指的是输出节点的输入电流，其定义为在相应电路的两个输出端点之间，输出电流的互补电流，即输出电流的反向形式，如此以便于描述。例如，电路的两个输出端点之间的对外输出电流为I，则输入电流为-I。

从而，当偏置电压生成电路的输入电流增大时，大部分的增加的电流将通过补偿电路，而不会给输出偏置电压VHigh带来很大影响。

应用上述方法的思路的偏置电压生成电路的原理框图如图4所示。其包括：电荷泵升压电路422、整流电路426、滤波电路427和补偿电路429。其中，电荷泵升压电路422的两个电压输入端420、421分别连接电源电压输入端电源电压VDD和接地端GND；其输出端连接到整流电路426的输入端，经整流后形成直流输出；在整流电路426的输出端与接地端GND之间并联连接有滤波电路427和补偿电路429；整流电路426的直流输出经由滤波电路427过滤除去高频成分后，作为高压输出端428的最终输出VHigh。补偿电路应具有这样的性质：在电流接近于0的区域，且麦克风的偏置电压工作点电压附近，其偏置电压输出节点的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率快于电压增长率。

其中，电荷泵升压电路422、整流电路426、滤波电路427可应用现有技术中成熟的结构，例如，采用与图2B和图2C中整流电路和滤波电容类似的结构，在此不再赘述。应理解的是，实际上本发明的方法适用于并将延及所有类似于图3所示的电压电流特性的偏压电路，并能通过改善整体电路在工作点附近的曲线特性而解决稳定输出麦克风偏置电压的问题。因此，在各种现有麦克风电压偏置电路基础上应用本发明的方法，均将落入本发明的权利要求保护范围，而不仅仅以本案背景技术以及具体实施方式所列举的实现形式为限。

下面以本领域最常见的标准电荷泵电路为例来说明本发明的方法和电路结构。且以二极管为整流电路，单个电容为滤波电路为例。虽然未曾列举，本领域技术人员应知晓，各种常见的整流电路，例如桥式整流电路、相应接法的MOS晶体管、可控硅等等均可应用于图4中的整流电路426；以及常用的滤波电路如一阶或高阶阻容滤波电路等均可应用于图4中的滤波电路427。这种常见技术手段的等同替换亦将落入本发明的权利要求范围内。

接下来分别介绍补偿电路的两种优选实现形式。图5是根据本发明的偏置电压生成电路的第一实施例的电路图。电容C1～C4、二极管D1～D4构成了电荷泵升压电路；二极管D5为整流电路，电容Cf为滤波电容。时钟输入端411、413分别接第一和第二时钟信号CK1、CK2；电压输入端412接电源电压VDD；电荷泵升压电路的输出连接到二极管D5的反向端，二极管D5的正向端连接到高偏置电压VHigh的输出端418；且在输出端418与接地端GND之间并联有滤波电容Cf和补偿电路419。其中，补偿电路419为一NMOS晶体管。NMOS晶体管419的衬底和源极一起连接到接地端GND，其漏极连接到高偏置电压VHigh的输出端418；其栅极也连接到接地端GND。图5A是图5中用到的N沟道耗尽型MOS管的输出特性曲线。较佳的是，本发明中，NMOS晶体管419工作在弱击穿区，特别是C点的正向邻域δ(C⁺)内，亦即，偏置电压的绝对值大于NMOS的夹断电压的绝对值，且偏置电压的绝对值略大于NMOS的漏源击穿电压的绝对值。并且在电路断电后该场效应管可恢复至正常状态，不会由于击穿而损坏。

图6是根据本发明的偏置电压生成电路的第二实施例的电路图。图6中，电容C1～C4、二极管D1～D4构成了电荷泵升压电路；二极管D5为整流电路，电容Cf为滤波电容。时钟输入端401、403分别接第一和第二时钟信号CK1、CK2；电压输入端402接电源电压VDD；电荷泵升压电路的输出连接到二极管D5的反向端，二极管D5的正向端连接到高偏置电压VHigh的输出端408；且在输出端408与接地端GND之间并联有滤波电容Cf和补偿电路409。其中，补偿电路409为一普通稳压二极管或肖特基稳压二极管。并且，在麦克风的工作电压点，该稳压二极管并非工作于稳压区，而是工作在反向击穿电压以下。

图6A、6B分别是稳压二极管的电压-电流特性和动态电阻特性。实际上本发明利用的是稳压二极管在I＜I_Zmin范围内的工作特性，因此，也就稳压二极管的反向击穿电压U_Z最好略大于偏置电压VHigh。特别是令稳压二极管工作在A点附近的正向邻域δ(A⁺)内将是本发明较佳的实施方式。此时，其动态电阻将落入于图6B中的ΔU_Z所对应的区间。

本领域技术人员当可在本发明的教导下，在现有技术基础上选择或搭建具有类似电压电流特性的元件或电路来实现补偿电路，这种修改或变化属于对本发明的等同替换，将会落入本发明权利要求的范围。

图7是根据本发明的偏置电压生成电路的输出电压-输入电流曲线。图8是现有技术与本发明的偏置电压生成电路的输出电压-输入电流曲线比较。其中，实现为本发明的情况，虚线为现有技术未应用本发明之前。从图8可见，应用本发明的补偿电路后，能够在不过多增大电荷泵输出功率的前提下，使曲线整体性能得以改善。例如，当麦克风的电容组件发生极板接触时，对应P1和P2点，其中，本发明电压下降更多，从而减小静电力，使极板释放更容易。而当麦克风在工作电压12V附近，由于某种因素导致电流增大，例如湿度加大时，偏压电路的输出电压对应P3和P4点，可见，在同样的电流变动条件下，本发明的电压下降更少，从而对麦克风灵敏度影响更小。

此外，本发明还将延及结合了现有公知麦克风生产技术和工艺与本发明的上述各种偏置电压生成电路的麦克风产品，以及应用此类麦克风产品的手机、多媒体播放器等消费电子产品以及汽车电子产品。

以上对本发明的描述是说明性的，而非限制性的，本专业技术人员理解，在权利要求限定的精神与范围之内可对其进行许多修改、变化或等效，但是它们都将落入本发明的保护范围内。

Claims

1.一种麦克风偏置电压控制方法，用于硅麦克风的偏置电压生成电路，所述偏置电压生成电路包括电荷泵升压电路、整流电路和滤波电路，其中，电荷泵升压电路的两个电压输入端分别连接电源电压VDD和接地端GND；其输出端连接到整流电路的输入端；在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接有滤波电路，其特征在于，

所述方法包括：控制所述偏置电压生成电路的输出电压和输入电流之间的关系，使其在电流为0值的邻域内，其输出节点的输入电流随输出电压的增加而增加，并且其增加的斜率随电压增加而快速增加。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制所述偏置电压生成电路的输出电压和输出节点的输入电流之间的关系是通过在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接一补偿电路实现，且所述补偿电路具有这样的功能：在电流接近于0的区域，其工作点电压在麦克风的偏置电压附近，补偿电路的输出节点的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率远远快于电压增长率。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述补偿电路为一金属氧化物场效应管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在较弱的电场击穿区，在电路断电后该场效应管可恢复至正常状态，不会由于击穿而损坏。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述补偿电路为一集成在CMOS或者BiCMOS集成电路工艺中的金属-半导体二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向击穿区域，该反向击穿电压为偏置电路的输出电压，也即所述麦克风的额定偏置电压。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述补偿电路为一集成在CMOS或者BiCMOS集成电路工艺中的P-N半导体二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向击穿区域。该反向击穿电压为偏置电路的输出电压，也即所述麦克风的额定偏置电压。

6.一种麦克风偏置电压生成电路，其包括电荷泵升压电路、整流电路和滤波电路，其中，电荷泵升压电路的两个电压输入端分别连接电源电压VDD和接地端GND；其输出端连接到整流电路的输入端；在整流电路的输出端与接地端GND之间并联连接有滤波电路，其特征在于，

所述电路还包括并联在整流电路的输出端与接地端GND之间的补偿电路，且所述补偿电路具有这样的功能：在电流接近于0的区域，且麦克风的偏置电压工作点电压附近，其输出节点的输入电流随着补偿电路两端电压的增加而增加，且电流增长率快于电压增长率。

7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述补偿电路为一稳压二极管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在反向非饱和区。

8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述麦克风的额定偏置电压是在所述稳压二极管的反向击穿电压的正向邻域内。

9.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述补偿电路为一金属氧化物场效应管，且在麦克风正常工作状态下，其工作在弱击穿区；在电路断电后该场效应管可恢复至正常状态，不会由于击穿而损坏。

10.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述补偿电路为一NMOS金属氧化物场效应管，且其栅极、衬底和源极均连接到所述接地端GND，其漏极连接到整流电路的输出端。

11.一种麦克风，其特征在于，所述麦克风的偏置电压生成电路为根据上述权利要求6到10中任意一项所述的电路或者是使用了上述权利要求1-5任意一项所述的偏置电压控制方法。