JP4932573B2 - オーディオ再生装置 - Google Patents

Description

本発明は、シングルエンド型のデジタル増幅装置およびこれを用いたオーディオ再生装置に関する。

デジタル増幅器またはＤ級アンプは、デジタルオーディオ信号出力をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号として出力しスピーカから音を出力するものであり、近年では普通に使われるようになってきている。

携帯端末においては、イヤホンを鳴らす程度の小電力出力用として使われる例は現状多くは無いが、携帯端末で音楽を聞く用途は増えてきており、さらに出力効率が良く低消費電力化の為に今後デジタルアンプの採用が増えると思われる。

デジタル増幅器は、図２に示すように、パンピング現象と呼ばれる電源電圧が上昇する現象が生じることが知られている。電源電圧最大変化量ΔＶBUSmaxは次式で表される。ここに、ＶBUSは電源電圧、ｆpwmはＰＷＭデジタル信号の周波数、Rloadは負荷抵抗、Cbusは電源キャパシタを示している。
ΔＶBUSmax＝ＶBUS／（８・π・ｆpwm・Rload・Cbus）

実際の電源電圧変化量は信号の状態（ＰＷＭ信号のデューティ比等）で大きく変化し、特に、このような現象は、低周波出力時、低負荷時、電源キャパシタの容量が小さい場合、デューティが５０％から大きくずれるとき（例えば２５％、７５％）、等に生じる。

図１（ａ）に示すハーフブリッジ型や図１（ｂ）に示すフルブリッジ型のデジタル増幅装置の出力回路部分では、２個または４個の複数のトランジスタ（ＦＥＴ）を用いて差動動作でスピーカを駆動している。一般的なスピーカ駆動はこの回路形式で行われることが多い。

しかしながら、携帯機器でイヤホンを駆動するときには特別な接続が必要となる差動出力を使うことはできず、図３に示すようにシングルエンド型のデジタル増幅装置の出力回路部分を用いてイヤホンの接続が使われる。図３中、ＬＤＯ（Low Drop Out）は定電圧電源ＩＣ、すなわち、入力電圧が所望の出力電圧を超える場合に動作するリニア電圧レギュレータである。また、Ｃｐは電源キャパシタ、ＬおよびＣはそれぞれフィルタ用インダクタおよびキャパシタ、Ｃｏはカップリングコンデンサ、Ｄ−ａｍｐはデジタル増幅器を示している。デジタル増幅器の出力は、ＰＷＭデジタル信号であり、ＬＣフィルタを通してアナログ信号としてイヤホンに供給される。

このような回路方式でパンピング現象が生じると、電源電圧が上昇するだけでなく、オーディオ歪率の劣化やステレオチャンネルセパレーション（左右分離度）の劣化が顕著に生じる場合がある。

パンピング対策として電源キャパシタに十分大きなものを入れたり、特許文献１に示されるように電源制御を行う技術や、特許文献２に示されるようにデジタル増幅器の出力を監視しそれを入力にフィードバックして歪を抑える技術も提案されている。
特開２００６−４０１６９号公報 特開２００６−２７９５０９号公報

しかしながら、携帯機器ではサイズ制限から電源キャパシタを余り大きくすることはできず、フィードバック回路による特性改善等も回路構成や消費電力の問題から現状携帯機器では採用が難しい。

本発明はこのような背景においてなされたものであり、シングルエンド型のデジタル増幅装置であって、携帯機器においても容易に採用可能な簡単な対策で特性劣化を最小限に抑えることを企図している。

本発明によるオーディオ再生装置は、デジタル電源電圧を生成する電源部と、オーディオ信号を生成する手段と、生成されたオーディオ信号をパルス幅変調するパルス幅変調部と、前記パルス幅変調された信号を制御信号として受け、電源電圧と接地との間に直列に接続された導電チャンネルを有する異なる導電型の１対の出力トランジスタと、この１対の出力トランジスタの接続点に接続され、出力信号をスピーカに出力する低域通過フィルタと、この低域通過フィルタの前段において、接地との間に接続された抵抗とキャパシタとの直列回路と、前記スピーカの音量を調節する音量調節部とを有する。前記直列回路の抵抗は可変抵抗であり、前記音量調節部の調節に応じて前記可変抵抗の抵抗値が制御される。

本発明による他のオーディオ再生装置は、電源電圧を生成する電源部と、この電源部を共用し、左右両チャンネル用のオーディオ信号を処理する１対のオーディオ信号処理部とを備える。各オーディオ信号処理部は、オーディオ信号をパルス幅変調する１対のパルス幅変調部と、前記パルス幅変調された信号を制御信号として受け、電源電圧と接地との間に直列に接続された導電チャンネルを有する異なる導電型の１対の出力トランジスタと、前記１対の出力トランジスタの接続点に接続され、出力信号をスピーカに出力する低域通過フィルタと、この低域通過フィルタの前段において、接地との間に接続された抵抗とキャパシタとの直列回路と、前記スピーカの音量を調節する音量調節部とを有する。前記直列回路の抵抗は可変抵抗であり、前記音量調節部の調節に応じて前記可変抵抗の抵抗値が制御される。

このように、本発明では、出力トランジスタと低域通過フィルタとの間に、抵抗とキャパシタとの直列回路を配置することにより、低域通過フィルタ内のインダクタによる起電力が当該直列回路により吸収され、インダクタの起電力による悪影響を抑えられる。

本発明によれば、デジタル増幅装置において、次のような効果が得られる。
１．電源電圧上昇が抑えられる。
２．オーディオ歪が抑えられる。
３．ステレオ再生に利用する場合、チャンネルセパレーションが改善できる。
４．フィードバック回路のような複雑な回路が不必要で、わずかな回路サイズの増加とコストの増加で実現できる。

以下、本発明の好適な実施の形態について、さらに図面を参照しながら詳細に説明する。

本実施の形態によるオーディオ再生装置のデジタル増幅装置の構成は図９に示すが、この構成を説明する前に、本発明をよりよく理解するために、本発明の構成を採用しないデジタル増幅装置について具体的な例を挙げて説明する。

上述したパンピング現象を確認するために、図３に示した構成で、あるメーカーのデジタル増幅器を使用して実験測定を行ったところ、図４の波形図に示すように、実際に０．７５Ｖもの電圧上昇が確認できた。この場合、電源電圧は１．６Ｖでデバイスの最大耐圧は１．８Ｖなので、この環境でこの現象が生じると、デバイスを破壊する恐れが高い。また、電源ＩＣ（ＬＤＯ）も逆電圧に弱い場合があり、最悪の場合、ＬＤＯを破壊する恐れもある。

また、歪率も図５に示すように、５００Ｈｚ以下の低周波数帯域でかなり悪くなり、最大１３％弱になっている。図４の下側２本の波形は２０ＨｚのＳｉｎ波を入力したときの出力波形であり、これをみても波形歪が大きいことがわかる。この測定は、ステレオ左右チャンネルに同一の信号を加え測定したものであるが、左右のどちらかの信号を無信号状態とし片方のチャンネルのみに信号を入れて無信号としたチャンネルのオーディオ出力の差を測定すると左右のチャンネルセパレーションを測定することができる。

このようにしてチャンネルセパレーションを測定すると、図６のグラフに示すように、歪率と同様、低周波数帯域で２０ｄＢ程度と悪くなる。

この測定は一定の条件下で行ったものであるが、ＬＣフィルタの値など測定条件次第ではさらに悪くなることも、実験で確認できた。

また、この現象は電源キャパシタが小さいと顕著に発生することも確認できたが、携帯機器の電源で通常使用される数十マイクロファラッド（μＦ）の容量では不十分であることも分かった。発明者の実験では４７００μＦもの大きなキャパシタを電源に入れることで、パンピング現象をほぼ完全に抑えることができた。しかし、現状、携帯機器でこのような大容量のコンデンサを入れるのはサイズなどを考えると難しくまたコストアップにもなり、余り現実的ではない。

これを改善するためにさらに回路検討を行い波形を詳しく調べた。

図７に、本実施の形態のデジタル増幅装置と対照するデジタル増幅装置（出力回路部分）の構成例を示す。この回路は図３に示したものとほぼ等しいが、回路自体がステレオ化されている。

デジタル増幅器（Ｄ−ａｍｐ）７００は、左右両チャンネル用のオーディオ信号復調器を有し、復調されたオーディオ信号をパルス幅変調する１対のＰＷＭ発生器７１１と、２組の出力トランジスタを含む。２組の出力トランジスタは、左右のそれぞれのチャンネル用に１対のＦＥＴ７１２，７１３を含む。それぞれの１対のＦＥＴは、オーディオ信号をパルス幅変調した信号を制御信号としてそれぞれのゲートに受け、電源電圧と接地との間に直列に接続された導電チャンネルを有する異なる導電型のＦＥＴである。それぞれの１対のＦＥＴの接続点に、抵抗ＲLおよびＲRを介して、低域通過フィルタ７１５が接続される。低域通過フィルタ７１５は、デジタル増幅器７００の出力を受けるインダクタンスと、その他端を交流的に接地するキャパシタとにより構成される。低域通過フィルタ７１５の出力は、それぞれ、カップリングコンデンサＣｏLおよびＣｏRを介して左右のスピーカ７１７に接続される。図中、下付の添え字のＲ，Ｌはそれぞれ右チャンネルおよび左チャンネルを示している。特に左右を区別しない場合には、添え字を除去して表記する。この回路では、抵抗Ｒ（ＲL，ＲR）が接続されているが、これはデジタル増幅器の音質改善目的で挿入される場合がある抵抗であり、無くても構わない。この抵抗を挿入した場合には、その分スピーカ（イヤホン）へ供給する電力は減ることになる。

デジタル増幅器７００の両チャンネルの出力トランジスタには、電源部として共通のＬＤＯ７３０が接続される。また、ＬＤＯの出力端には電源キャパシタＣｐが接地との間に設けられる。

このように、共通の電源部が両チャンネルの出力トランジスタに直結されている為、一方のチャンネルで電源電圧変動を引き起こすような現象が生じると、他方のチャンネルヘそれが影響しやすい構成となっている。その為に、前述のようにチャンネルセパレーションも悪くなると考えられる。

図７の回路において、デジタル増幅器７００の出力波形もＰＷＭにより、図８（ａ）に示すような矩形の波形になる。この波形がＨｉｇｈレベルの時は、デジタル増幅器の上側のトランジスタがＯＮとなり、下側トランジスタはＯＦＦ状態であるので矢印７１のように電流Ｉｏ（ＩｏL）が流れる。逆に、波形がＬｏｗレベルの時は、デジタル増幅器の上側のトランジスタはＯＦＦであり、下側トランジスタはＯＮ状態にある為、矢印７１とは逆に矢印７２の方向に、電流Ｉｒ（ＩｒL）が流れる。このようなＰＷＭ波形をＬＣからなるフィルタに通すと平滑されて図８（ｂ）に示すようなオーディオ波形が得られる。

パンピング現象は、Ｌｏｗレベルで矢印７１と反対の矢印７２の方向に電流が流れている時に電圧レベルが急にＨｉｇｈとなると、インダクタＬの性質により電流は以前と同じように矢印７２の方向に流れようとするために、電流が矢印７２のように流れ、デジタル増幅器の上側トランジスタを通して電源に流れ込むことにより発生する。図８（ａ）の波形のようにＬｏｗレベル期間が長い時に、本来の電源電圧にＬで発生する起電力が足されＨｉｇｈパルス期間で電圧が上昇し、これがトランジスタを通して電源に逆流する。

このような現象を防ぐためには、前述のように電源キャパシタ容量を大きくしてインダクタＬから逆流した電流を吸収するのが一つの手段であることは容易に考えられる。その他の手段として、インダクタの起電力を減少させるためにＬの値を小さくすることも有効ではあるが、本来の役割であるＬＣフィルタの特性に問題が生じたりまた回路インピーダンスが下がったりすることにより、オーディオの周波数特性に影響が出ることもあり、大きくＬの値を下げることはできない。

図７に示したように出力に直列に抵抗Ｒを接続する場合には、この抵抗を大きくすれば逆電流もこの抵抗により制限される為、パンピング現象の影響を低減することは可能である。しかし前述のようにこの抵抗を大きくするとオーディオ出力レベルにも直接の影響がある為、あまり大きくすることはできない。

これらの検討を元に、図９に示すように、新たにインダクタＬで発生する起電圧を抑制（吸収）する回路方式の出力回路を創出した。図９において、図７に示した各部と同様の要素には同じ参照符号を付し、重複した説明は省略する。図９の出力回路は、図７の回路における低域通過フィルタ７１５のそれぞれ前段において接地との間に、すなわち、インダクタＬの前に、抵抗ＲｃとキャパシタＣｃとの直列回路（フィルタ）９０を追加したものである。

図７の回路では、インダクタＬで逆起電力が生じる際に元の回路では起電流の逃げるパスがトランジスタを通って電源に回りこむしかないことが問題となる。これに対して、図９の回路では、ＲＣフィルタ９０がインダクタＬによる起電流の逃げ場として機能する。

通常、デジタル増幅器の出力は数百ＫＨｚ以上の周波数のＰＷＭ信号なので、この箇所にＲＣフィルタ９０を追加するとフィルタの定数によっては、オーディオ出力特性や消費電力等に影響を与えることもあるので、ＲＣフィルタ９０の定数の選定には注意が必要である。動作電圧やＰＷＭ周波数等を考慮し、必要に応じて実験的に決定することができる。

発明者の検討では暫定的にＲ＝２２Ω、Ｃ＝０．０１ｕＦとして左右両チャンネルに図９のようにＲＣフィルタ９０を追加して実験を行ってみた。その結果を図１０、図１１に示す。図１０はオーディオ信号の歪率特性を示している。このグラフにおいて、２０Ｈｚでの歪率が０．４％以下であり、元の回路で図５での低域の歪率が１０％以上であることと比べると、大幅な改善となっていることが分かる（図１０と図５のグラフでは垂直軸のスケールが異なっており、図１０のグラフが垂直方向に拡大して示されていることに留意されたい）。

図１１にチャンネルセパレーションの測定結果を示す。このグラフから分かるように、チャンネルセパレーションも元の回路と比べて改善しており、上記ＲＣフィルタ９０を追加することでパンピング現象はほぼ無視できる程度まで抑えられている。電源電圧の測定も行ったが、この測定でもパンピング現象による電源電圧上昇は観測できなかった。

図１１に示したチャンネルセパレーションの測定結果において、信号入力した上側のグラフの特性はほぼ周波数特性を表す。これを元の特性と比べてもほぼ同じ特性であり、ＲＣフィルタ９０を挿入することによる周波数特性の劣化はほとんど無い。また、オーディオ信号出力レベルも元の特性と比べたがこの例では特に差は無かった。

なお、この例でＲＣフィルタ９０の挿入による消費電流の増加を調べると１０ｍＡ程度の増加が認められ、消費電流と歪率改善値はあるトレードオフの関係にあると考えられる。従って、実際これについても、ＲＣフィルタ９０の定数を調整することで消費電流の増加を２〜３ｍＡ抑えながら歪率も数％程度に改善することも既に確認している。したがって、本実施の形態の出力回路はデジタル増幅器を使用する携帯機器に十分有効に使えると考えられる。

図１２に、本発明のデジタル増幅装置を採用したオーディオ再生装置の概略の装置構成を示す。オーディオ再生装置は、好適には、携帯電話端末や携帯音楽プレーヤ等の携帯端末である。

制御部１００は、このオーディオ再生装置の各部を制御する部位であり、典型的にはＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを含み、各部のプログラム制御を行う。オーディオ再生部１０１は、ＭＤ，ＣＤなどの記録媒体の再生を行うオーディオ再生部である。この代わりに、またはこれに加えて、放送によりオーディオ信号を受信する放送受信部や、通信ネットワーク経由でオーディオ信号の受信をを行うデータ通信部を備えてもよい。オーディオ復号部１０３は、通常、圧縮符号化されている形態のオーディオ信号の復号を行う部位である。本発明における復号されたオーディオ信号はＰＷＭ信号に変換され、デジタル増幅装置１０５へ入力される。このデジタル増幅装置１０５は、上述した出力回路部分を有し、その出力がスピーカ１０７へ供給される。オーディオ再生装置は、さらに、ユーザの操作やデータの入力等を受けるための操作部１１１、ユーザに対して情報を表示する表示部１１３、装置各部に電源を供給する電源部１１５を有する。オーディオ再生部１０１がステレオ再生を行う場合には、オーディオ復号部１０３、デジタル増幅装置１０５、スピーカ１０７はそれぞれ１対設けられる。

デジタル増幅器はＩＣとして提供されることが多い。図６の回路ではＲＣフィルタ９０を外付け回路として追加したが、場合によってはデジタル増幅器ＩＣの中にこの回路を組み込むことも可能である。この場合、フィルタの抵抗Ｒｃの値をＩＣ外部から設定できるようにしておけば、利用者が必要に応じて消費電流と歪率を検討して使用状況に応じて適切な値を選択することも可能となる。

ところで、オーディオ再生装置は、音量（Volume）を絞った状態（音量が小さい状態）では、パンピングが生じにくい。そこで、オーディオ処理ＩＣに内蔵した抵抗Ｒｃを可変抵抗として、上記のような状態を自動的に検出して、抵抗Ｒｃの抵抗値を増加させるようにしてもよい。これにより、音量が小さい状態での消費電流をさらに低減することができる。

図１３は、本発明の応用例に関するオーディオ再生装置の構成を示している。この装置は、ＣＰＵ２００、メモリ２０１、オーディオ処理ＩＣ２１０、低域通過フィルタ７１５、スピーカ７１７、ＲＣフィルタ９０を含む。図の例では片側のチャンネルのみを示し、他方のチャンネルの構成を省略している。オーディオ処理ＩＣ２１０は、圧縮されたオーディオデータを伸長するデコーダ２１１、ＣＰＵ２００とのインタフェースをとるＣＰＵインタフェース２１２、ＣＰＵ２００の制御下でオーディオ処理ＩＣの制御を行う制御部２１３、音量を調整するためのボリュームを含む音量調節部２１４、各種音響効果を設定するエフェクタ２１５、および本発明に係るデジタル増幅器２１６、および抵抗Ｒｃを含んでいる。ＲＣフィルタ９０の抵抗Ｒｃはオーディオ処理ＩＣ２１０に内蔵され制御部２１３によりその抵抗値を制御できる。ＲＣフィルタ９０のキャパシタＣｃは外付けされているが、容量値によってはＩＣ内に内蔵することも可能である。

通常、メモリ２０１内の圧縮された音楽データを再生する場合、ＣＰＵ２００からの制御により音楽データがメモリ２０１からオーディオ処理ＩＣ２１０へ転送され、デコーダ２１１で伸長され、音量調節部２１４、エフェクタ２１５を通してデジタル増幅器２１６で増幅された後、外部へ出力される。

オーディオ処理ＩＣ２１０の内部では上記のように音量調節部２１４もデジタル増幅器補正用の抵抗ＲｃもＣＰＵ２００から制御することができる。しかし、抵抗ＲｃはＣＰＵ２００からの制御によらず、音量調節部２１４の音量設定により自動的にその抵抗値を決めるようにすることもできる。このようにすれば、別々に制御を行うよりも制御アルゴリズムが簡単になる。その制御の方法の一例として、例えば音量のレンジ（範囲）を大、中、小の３段階に分ける方法が考えられる。すなわち、制御部２１３で現在の音量のレンジを判断し、音量が「大」の場合はパンピング量が大きくなるので、制御部２１３により抵抗値を下げて（例えば３３Ω程度）に設定し、音量が「中」の場合は抵抗値を上げて（例えば３３０Ω）、音量が「小」の場合は抵抗値をさらに上げて設定可能な最大値にする。ここで例示した抵抗値は補正用外部キャパシタＣｃの値にも依存する。そこで、キャパシタＣｃの値を大きくし、少し消費電力は高いが高音質のモードと、キャパシタの値を小さくして消費電力は低いが高音質が期待できないモードとを、設計者が選択することが可能である。また、キャパシタＣｃをユーザが切り換え可能とすれば、当該両モードをユーザが選択可能とすることもできる。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、ステレオ再生に対応した左右両チャンネルの回路構成について説明したが、本発明はステレオ再生に限定されるものではなく、単一のチャンネルの回路構成であってもよい。ＲＣフィルタ９０の抵抗とキャパシタの接続順序は図示と逆であってもよい。

従来のハーフブリッジ型やフルブリッジ型のスピーカ駆動用のデジタル増幅装置の出力回路部分を示す図である。 デジタル増幅器におけるパンピング現象の説明図である。 イヤホンの接続のためのシングルエンド型のデジタル増幅装置の出力回路部分を示す図である。 図３に示した構成でデジタル増幅器を使用して実験測定の電源電圧の電圧上昇を示すグラフである。 図４の実験測定におけるオーディオ歪率特性を示すグラフである。 図４の実験測定におけるチャンネルセパレーションのグラフである。 本発明の実施の形態のデジタル増幅装置と対照するデジタル増幅装置（出力回路部分）の構成例を示す図である。 デジタル増幅器の出力波形およびこれに対応したオーディオ波形を示す波形図である。 本発明の実施の形態におけるオーディオ再生装置のデジタル増幅装置の構成を示す図である。 図９の回路におけるオーディオ信号の歪率特性を示すグラフである。 図９の回路におけるチャンネルセパレーションの測定結果を示すグラフである。 本発明のデジタル増幅装置を採用したオーディオ再生装置の概略の装置構成を示す図である。 本発明の応用例に関するオーディオ再生装置の構成を示す図である。

符号の説明

９０…ＲＣフィルタ、１００…制御部、１０１…オーディオ再生部、１０３…オーディオ復号部、１０５…デジタル増幅装置、１０７…スピーカ、１１１…操作部、１１３…表示部、１１５…電源部、２１０…オーディオ処理ＩＣ、７００…デジタル増幅器、７１１…ＰＷＭ発生器、７１５…低域通過フィルタ、７１７…スピーカ

Claims (2)

1. 電源電圧を生成する電源部と、
   オーディオ信号を生成する手段と、
   生成されたオーディオ信号をパルス幅変調するパルス幅変調部と、
   前記パルス幅変調された信号を制御信号として受け、電源電圧と接地との間に直列に接続された導電チャンネルを有する異なる導電型の１対の出力トランジスタと、
   この１対の出力トランジスタの接続点に接続され、出力信号をスピーカに出力する低域通過フィルタと、
   この低域通過フィルタの前段において、接地との間に接続された抵抗とキャパシタとの直列回路と、
   前記スピーカの音量を調節する音量調節部とを有し、
   前記直列回路の抵抗は可変抵抗であり、前記音量調節部の調節に応じて前記可変抵抗の抵抗値が制御される
   オーディオ再生装置。
2. 電源電圧を生成する電源部と、
   この電源部を共用し、左右両チャンネル用のオーディオ信号を処理する１対のオーディオ信号処理部とを備え、
   各オーディオ信号処理部は、
   オーディオ信号をパルス幅変調する１対のパルス幅変調部と、
   前記パルス幅変調された信号を制御信号として受け、電源電圧と接地との間に直列に接続された導電チャンネルを有する異なる導電型の１対の出力トランジスタと、
   前記１対の出力トランジスタの接続点に接続され、出力信号をスピーカに出力する低域通過フィルタと、
   この低域通過フィルタの前段において、接地との間に接続された抵抗とキャパシタとの直列回路と、
   前記スピーカの音量を調節する音量調節部とを有し、
   前記直列回路の抵抗は可変抵抗であり、前記音量調節部の調節に応じて前記可変抵抗の抵抗値が制御される
   オーディオ再生装置。