JP4912832B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関する。特に、複数の負荷が接続された３段以上のブリッジインバータ回路において、各負荷に流れる負荷電流の算出に関する。

従来、例えば、特許文献１には、３段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、３つの前記直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路と、該トリプルブリッジインバータ回路の各列の１段目の前記スイッチング素子と２段目のスイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの制御端子を有する第１負荷と、トリプルブリッジインバータ回路の各列の２段目の前記スイッチング素子と３段目のスイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの制御端子を有する第２負荷と、スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段とを備えたインバータ装置が知られている。

一般に、インバータ回路との間で電力変換を行うモータ等の負荷の目標トルクに対応する目標負荷電流を相毎に算出し、負荷に流れる実負荷電流を検出し、各相の実負荷電流が各相の目標負荷電流に一致するように、フィードバック制御を行うことにより、負荷に目標トルクが供給されるよう制御している。従来、トリプルブリッジインバータ回路において、第１及び第２負荷の各負荷について、各相に設けられた相電流センサにより実負荷電流を検出していた。
特開２００４−１１２９７０号公報

しかしながら、従来のように、各負荷について、相毎に相電流センサが必要となり、例えば、トリプルブリッジインバータ回路では、６個の相電流センサが必要となっていた。そのため、数多くの相電流センサによりインバータ装置のコストが高くなるとともに、サイズが大きくなるという問題点があった。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、電流センサの数を少なくして、コスト削減及びサイズを小さくすることのできるインバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明によると、３段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、３つの前記直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路と、前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の１段目の前記スイッチング素子と２段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第１負荷と、前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の２段目の前記スイッチング素子と３段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第２負荷と、前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、前記第１負荷および前記第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記他方が駆動されて前記一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流とゼロベクトルによる前記スイッチング素子に流れる還流電流を検出する配置として、１段目乃至３段目のいずれかの段の各列に配置された複数の電流検出手段と、前記一方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記一方の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記一方に流れる負荷電流を算出し、かつ前記他方の駆動状態において、算出された前記一方に流れる負荷電流及び前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記他方の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記他方に流れる負荷電流を算出する電流算出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項２記載の発明によると、３段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、３つの前記直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路と、前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の１段目の前記スイッチング素子と２段目の前記スイッチング素子との第１接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第１負荷と、前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の２段目の前記スイッチング素子と３段目の前記スイッチング素子との第２接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第２負荷と、前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、前記第１負荷および前記第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記他方が駆動されて前記一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置として、前記第１接続点と２段目の段の各列の前記スイッチング素子との間、又は前記第２接続点と２段目の段の各列の前記スイッチング素子との間に配置された複数の電流検出手段と、前記一方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段に検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記一方に流れる負荷電流を算出し、かつ前記他方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記他方に流れる負荷電流を算出する電流算出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項３記載の発明によると、請求項１又は２記載の発明において、前記インバータ制御手段は、前記スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、該パルス幅変調方式における１キャリア周期内を２つ以下の駆動期間に分割し、該駆動期間毎に前記第１及び第２負荷を交互に時分割で通電制御を行うインバータ装置が提供される。

請求項４記載の発明によると、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の前記直列回路が並列に接続されたＭ段ブリッジインバータ回路と、前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の各列のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目の前記スイッチング素子と（前記ｊ＋１）段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる前記Ｎ個の制御端子を有する第ｊ負荷と、前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、前記第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記何れか１つ以外である他が駆動されて前記何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流とゼロベクトルによる前記スイッチング素子に流れる還流電流を検出する配置として、前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の所定段の各列に配置された複数の電流検出手段と、前記何れか１つの駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記何れか１つの駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ前記何れか１つ以外である他の駆動状態において、算出された前記何れか１つに流れる負荷電流及び前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記何れか１つ以外である他の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出する電流算出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項５記載の発明によると、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の前記直列回路が並列に接続されたＭ段ブリッジインバータ回路と、前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の各列のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目の前記スイッチング素子と（前記ｊ＋１）段目の前記スイッチング素子との第ｊ接続点に接続された各制御端子からなる前記Ｎ個の前記制御端子を有する第ｊ負荷と、前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、前記第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記何れか１つ以外である他が駆動されて前記何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置として、第ｋ（ｋは１から（Ｍ−２）までの自然数）接続点と（前記ｋ＋１）段目の段の各列の前記スイッチング素子との間、又は第（前記ｋ＋1）接続点と（前記ｋ＋１）段目の段の各列の前記スイッチング素子との間に配置された複数の電流検出手段と、前記何れか１つの駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ前記何れか１つ以外である他の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出する電流算出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項６記載の発明によると、請求項４又は５記載の発明において、前記インバータ制御手段は、前記スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、該パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個以下の駆動期間に分割し、該駆動期間毎に前記第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行うことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項１記載の発明によると、電流検出手段を各負荷について相毎に設けるのではなく、第１負荷および第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出し、他方が駆動されて一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置とする。
そして、一方の駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及び一方の駆動状態に応じたスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、一方に流れる負荷電流を算出し、かつ他方の駆動状態において、算出された一方に流れる負荷電流及び複数の電流検出手段により検出された電流及び他方の駆動状態に応じたスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、他方に流れる負荷電流を算出するので、電流検出手段の数を減少させることができ、インバータ装置のコストを低減するとともにサイズを小さくすることができる。

請求項２記載の発明によると、電流検出手段を各負荷について相毎に設けるのではなく、第１負荷および第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出し、他方が駆動されて一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置とする。
そして、一方の駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及びスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、一方に流れる負荷電流を算出し、かつ他方の駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及びスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、他方に流れる負荷電流を算出するので、電流検出手段の数を減少させることができ、インバータ装置のコストを低減するとともにサイズを小さくすることができる。

請求項３記載の発明によると、スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、該パルス幅変調方式における１キャリア周期内を２つ以下の駆動期間に分割し、該駆動期間毎に第１及び第２負荷を交互に時分割で通電制御を行うので、インバータ装置により第１及び第２負荷を駆動制御することができる。

請求項４記載の発明によると、Ｍ段ブリッジインバータ回路の各ｊ（ｊ＝１〜Ｍ−１）列にＮ相の第ｊ負荷が接続されたインバータ装置において、第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出し、何れか１つ以外である他が駆動されて何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流とゼロベクトルによるスイッチング素子に流れる還流電流を検出する配置とする。
そして、何れか１つの駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及び何れか１つの駆動状態に応じたスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ何れか１つ以外である他の駆動状態において、算出された何れか１つに流れる負荷電流及び複数の電流検出手段により検出された電流及び何れか１つ以外である他の駆動状態に応じたスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出するので、電流検出手段の数を減少させることができ、インバータ装置のコストを低減するとともにサイズを小さくすることができる。

請求項５記載の発明によると、Ｍ段ブリッジインバータ回路の各ｊ（ｊ＝１〜Ｍ−１）列にＮ相の第ｊ負荷が接続されたインバータ装置において、第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出し、何れか１つ以外である他が駆動されて何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対するスイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置とする。
そして、何れか１つの駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及びスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ何れか１つ以外である他の駆動状態において、複数の電流検出手段により検出された電流及びスイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出するので、電流検出手段の数を減少させることができ、インバータ装置のコストを低減するとともにサイズを小さくすることができる。

請求項６記載の発明によると、スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行うので、１個のインバータ装置により（Ｍ−１）個の負荷を駆動制御することができる。

第１実施形態
図１は本発明の第１実施形態による示すインバータ装置３の構成図である。インバータ装置３は、２つの３相電力機器、例えば、ハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両などの車両に駆動源として搭載されるＤＣブラシレスモータ等の第１負荷６と、例えば、車両に搭載される空調装置等を駆動する車両用補機としてのＤＣブラシレスモータなどの第２負荷８とを駆動制御するインバータ回路２０を備え、例えば、直流電源２を直流電源として、モータＥＣＵ１８から入力されるゲート信号を受けて、第１負荷６及び第２負荷８の駆動及び回生を制御する。

インバータ装置３は、直流電源２、インバータ回路４、第１モータ（第１負荷）６及び第２モータ（第２負荷）８、バッテリ電圧センサ１０、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ、位置検出センサ１４，１６、並びにモータＥＣＵ１８を具備する。直流電源２は、第１及び第２負荷６，８を駆動するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。直流電源２はキャパシタでも良い。

インバータ回路４は、平滑コンデンサＣ、トランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路２０及びゲート駆動回路２２を有する。平滑コンデンサＣは、直流電源２の正極端及び負極端の電源ラインに接続され、ブリッジ回路２０のスイッチングによるノイズを除去するためのコンデンサである。

ブリッジ回路２０は、各３段に配置されたＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ、ＷＬにより３つの直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路である。

直流電源２の正極端側（Ｐ側）のＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタは直流電源２の正極側端子に接続され、負極端側（Ｎ側）のＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタは直流電源２の負極側端子に接続され、Ｐ側のＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタは中段のＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのコレクタに接続され、中段のＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのエミッタはＮ側のＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタに接続され、Ｐ側のＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ、中段のＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＶＭ，ＷＭ、Ｎ側のＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間にはエミッタからコレクタに向けて順方向となるようにしてフライホイールダイオードＤＵＨ，ＤＵＭ，ＤＵＬ、ＤＶＨ，ＤＶＭ，ＤＶＬ、ＤＷＨ，ＤＷＭ，ＤＷＬが接続されている。

ゲート駆動回路２２は、モータＥＣＵ１８から入力されるゲート信号に応じて、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ，ＷＬをオン／オフするパルスをＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ，ＷＬのゲートに入力する。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＭ，ＷＬをパルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりＯＮ／ＯＦＦするパルス信号（ゲート信号）がＥＣＵ１８よりゲート駆動回路２２を通してＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＭ，ＷＬのゲートに入力される。各ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタ及び各ＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのコレクタは、第１モータ６のＵ，Ｖ，Ｗ相の例えば固定子巻線などのコイル端子（制御端子）に接続されている。また、各ＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのエミッタ及び各ＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタは、第２モータ８のＵ，Ｖ，Ｗ相の例えば固定子巻線などのコイル端子（制御端子）に接続されている。

インバータ回路４においては、第１モータ６の駆動及び回生作動を制御する際には、トリプルブリッジインバータ回路２０の各相にある３つのＩＧＢＴ素子においてＮ側のＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態に固定され、例えば、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ、ＶＨ，ＶＭ、ＷＨ，ＷＭによる構成される等価的な第１インバータ４Ａに対して、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ、ＶＨ，ＶＭ、ＷＨ，ＷＭをパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦ駆動するゲート信号がモータＥＣＵ１８から入力される。

また、第２モータ８の駆動及び回生作動を制御する際には、トリプルブリッジインバータ回路２０の各相にある３つのＩＧＢＴ素子においてＰ側のＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態に固定され、例えば、図２（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＵＬ、ＶＭ，ＶＬ、ＷＭ，ＷＬにより構成される等価的な第２インバータ４Ｂに対して、ＩＧＢＴ素子ＵＭ，ＵＬ、ＶＭ，ＶＬ、ＷＭ，ＷＬをパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦ駆動するゲート信号がモータＥＣＵ１８から入力される。

第１及び第２モータ６，８は、インバータ回路４との間で電力変換が行われる負荷であり、３相電力機器、例えば、ハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両などの車両に駆動源として搭載されるＤＣブラシレスモータ等である。バッテリ電圧センサ１０は、直流電源２の電圧を検出するセンサである。電流センサ（電流検出手段）１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗは、直流電源２の正極側に接続される電源ラインとＰ側のＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタ間に接続され、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタに流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するセンサである。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、直流電源２の正極端の電源ラインからＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタに流れる電流を正とする。第１及び第２モータ６，８のＵ，Ｖ，Ｗの相電流を検出するセンサは設けられていない。

位置検出センサ１４，１６は、第１及び第２モータ６，８のステータとロータとの相対回転角θ１，θ２を検出するセンサである。センサ１０，１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ，１４，１６の出力信号は、モータＥＣＵ１８に入力され、アナログ／デジタル変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換されて、モータＥＣＵ１８で処理される。

モータＥＣＵ１８は、第１モータ６及び第２モータ８の負荷の駆動及び非駆動を制御するモータ制御手段（負荷制御手段）（インバータ制御手段）として機能するものであり、図３に示すように、第１目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５０、第１目標Ｖα^＊，Ｖβ^＊算出手段５２、第１ＰＷＭ制御手段５４、第１ゲート信号出力手段５６、第１相電流算出手段５８、第２目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段６０、第２目標Ｖα^＊，Ｖβ^＊算出手段６２、第２ＰＷＭ制御手段６４、第２ゲート信号出力手段６６及び第２相電流算出手段６８をプログラムの実行などにより実現する機能を有する。

第１及び第２モータ６，８の二つのモータが同時に駆動されている期間は、両方のモータ６，８を駆動するためにＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ、ＷＬにパルス幅制御信号に対応するゲート信号を出力する必要がある。そのため、図４に示すように、パルス幅変調方式に基づいてゲート信号を生成する際に用いるキャリア信号の１周期（キャリア周期Ｔｓ）を、二つの駆動期間に時分割し、Ｔ１を第１モータ６の駆動期間に、Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）を第２モータ８の駆動期間に割り当てる。

例えば、１キャリア周期Ｔｓの前半が第１モータ６の駆動期間Ｔ１に、後半が第２モータ８の駆動期間Ｔ２に割り当てられる。第１モータ６の駆動期間Ｔ１では、第１インバータ回路４Ａが駆動され、第２モータ８の駆動期間Ｔ２では、第２インバータ回路４Ｂが駆動される。駆動期間Ｔ１，Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）を第１インバータ駆動期間，第２インバータ駆動期間と呼ぶ。

第１及び第２インバータ駆動期間Ｔ１,Ｔ２は、第１インバータ回路４Ａ及び第２インバータ回路４Ｂが第１及び第２負荷６，８との間で電力変換を行っている期間であり、第１負荷６及び第２負荷８がモータである場合は、モータの駆動及び回生の期間を含む。

第１インバータ駆動期間Ｔ１において、図５（ａ）に示すように、第２インバータ回路４Ｂをゼロベクトル、即ち、第２インバータ回路４ＢのＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを全てＯＮ状態にして、第１インバータ回路４Ａを駆動制御する。同様に、第２インバータ駆動期間Ｔ２において、第１インバータ回路４Ａをゼロベクトル、即ち、第１インバータ回路４ＡのＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨを全てＯＮ状態にして、第２インバータ回路４Ｂを駆動制御する。

第１目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５０は、第１モータ６について、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度を検出する図示しないアクセル開度センサ及び運転者のブレーキ操作に係る図示しないブレーキスイッチのＯＮ／ＯＦＦ等の各センサによる検出信号等から算出された車両の運転状態に応じた第１モータ６に対する第１トルク指令値から、第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θ１、並びに第１相電流算出手段５８により算出されたＵ相電流ｉｕ１、Ｖ相電流ｉｖ１及びＷ相電流ｉｗ１の算出値をｄｑ座標上に変換して得た第１ｄ軸電流ｉｄ及び第１ｑ軸電流ｉｑから、第１ｄ軸電流ｉｄ及び第１ｑ軸電流ｉｑと第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、第１目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第１目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

第１目標Ｖα^＊，Ｖβ^＊算出手段５２は、第１目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第１目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を静止座標系であるαβ座標軸上に変換して、第１目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊を演算する。
αβ座標系におけるベクトル（Ｖα^＊，Ｖβ^＊）を指令電圧ベクトルとする。第１ＰＷＭ制御手段５４は、第１目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊に基づき、Ｔ１を周期とする空間ベクトル変調方式により、ＵＨ，ＵＭ、ＶＨ，ＶＭ、及びＷＨ，ＷＭのゲートに印加するための４個のＰＷＭ制御パターンを求める。尚、パルス幅変調は、空間ベクトル変調方式以外の方式、例えば、正弦波・三角波比較方式でも良い。

空間ベクトル変調方式では、αβ座標空間が図６（ａ）に示すようにベクトルＶ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）により領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩに分割される。（＊＊＊）は、第１インバータ回路４Ａを駆動する場合は、（ＵＨ／ＵＭ），（ＶＨ／ＶＭ），（ＷＨ／ＷＭ）のＯＮ，ＯＦＦ状態を示し、１はＨ側がＯＮ、Ｍ側はＯＦＦ状態、０はＨ側がＯＦＦ状態，Ｍ側はＯＮ状態である。また、第２インバータ回路４Ｂを駆動する場合は、（ＵＭ／ＵＬ），（ＶＭ／ＶＬ），（ＷＭ／ＷＬ）のＯＮ状態，ＯＦＦ状態を示し、１はＭ側がＯＮ状態、Ｌ側はＯＦＦ状態、０はＭ側がＯＦＦ状態，Ｌ側はＯＮ状態である。

図６（ａ）に示すαβ座標空間において、第１目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊に該当する空間ベクトルである指令電圧ベクトルを算出する。例えば、第１インバータ回路４Ａについて、ある時点での指令電圧ベクトルが領域Ｉにある場合、領域Ｉの指令電圧ベクトルは、Ｖ１（１００），Ｖ２（１１０）及びゼロベクトルの和で表され、第１インバータ駆動期間Ｔ１のＴｓ／２において、Ｖ７→Ｖ１→Ｖ２→Ｖ７となる。

従って、そのときのＰＷＭ制御パターンは、（１１１）→（１００）→（１１０）→（１１１）となる。パルス幅変調の変調率が高い場合は、ゼロベクトル期間が無くなることがある。また、ゼロベクトルはＶ７（１１１）の代わりに、Ｖ０（０００）でも良い。ゼロベクトルの選択は、例えば、ＩＧＢＴ素子のスイッチング回数が少なくなるようにする。

尚、三角波キャリア変調方式の場合でも、Ｔ１において、三角波キャリア信号と目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を座標変換して得られる目標相電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を比較して、４個のＰＷＭ制御パターンを生成する。

第１ゲート信号出力手段５６は、第１インバータ駆動期間Ｔ１において、第１ＰＷＭ制御手段５４により算出されたＰＷＭ制御パターンに対応するゲート信号をゲート駆動回路２２を通して、ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ，ＷＬのゲートに出力する。第１インバータ駆動期間Ｔ１において、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬに（１１１）ゼロベクトルを出力する。

第１相電流算出手段５８は、第１インバータ駆動期間Ｔ１において電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから以下に説明するように第１モータ６のＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流（負荷電流）ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。まず、検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと第１モータ６の相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及びＰＷＭ制御パターンの関係について、例を挙げて説明する。

第１インバータ回路４Ａの指令電圧ベクトルが領域Ｉであると、図６（ｂ）に示すように、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態Ａ、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭがＯＦＦ、ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態Ｂ、ＵＨ，ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭ，ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態Ｃ、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態ＤがＰＷＭ制御パターンの時間幅だけそれぞれ継続し、回路状態が順次遷移する。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となっていることから、第２モータ８の相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ又はＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬを還流している。相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が還流し、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタ電流であることから、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１のみを含み、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を含むことがない。

回路状態Ａでは、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態であることから、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ、第１モータ６、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタとＰ側の電源ラインに接続されるバスラインを通して、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が還流する。ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であることから、図７（ａ）に示すように、電流ｉｕ＝ｉｕ１，ｉｖ＝ｉｖ１，ｉｗ＝ｉｗ１となる。

回路状態Ｂでは、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭがＯＦＦ状態、ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態であることから、図７（ａ）に示すように、電流ｉｕ＝相電流ｉｕ１となる。また、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態であることから、電流ｉｖ＝ｉｗ＝０となる。

回路状態Ｃでは、ＵＨ，ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭ，ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態であることから、図７（ａ），（ｂ）に示すように、電流ｉｕ＝相電流ｉｕ１となる。また、図７（ａ），（ｂ）に示すように、電流ｉｖ＝相電流ｉｖ１となる。ＷＨがＯＦＦ状態であることから、電流ｉｗ＝０となる。第１モータ６は、３相モータであることから、ｉｕ１＋ｉｖ１＋ｉｗ１＝０が成り立ち、ｉｗ１＝−（ｉｕ１＋ｉｖ１）により算出することができる。回路状態Ｄでは、回路状態Ａと同様に、図７（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ１，ｉｖ＝ｉｖ１，ｉｗ＝ｉｗ１となる。

このように、例えば、ＰＷＭ制御パターンが（１１１），（１００），（１１０），（１１１）の場合には、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗより相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出することができる。また、相電流が２個求められている場合は、残りの相電流は、その２個の相電流の和のマイナス値とすれば良い。パルス幅制御の変調率が高いことにより回路状態Ａ，Ｄが存在しない場合でも、回路状態Ｃで相電流ｉｕ１，ｉｖ１を検出し、相電流ｉｗ１を算出することが可能である。

図６（ａ）で取り上げた指令電圧ベクトルでは、上記のように、回路状態Ａ，Ｃ，Ｄで相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が検出・算出が可能となったが、どれか１つの回路状態から相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が検出又は演算により算出可能であれば制御上は問題ない。

全ＰＷＭ制御パターンに通用する電流値の算出方法について説明する。図８において、Ｈ＿ＩＧＢＴ ＯＮはＰ側ＩＧＢＴがＯＮ状態、Ｍ＿ＩＧＢＴ ＯＮはＭ側ＩＧＢＴがＯＮ状態、Ｌ＿ＩＧＢＴ ＯＮはＮ側ＩＧＢＴがＯＮ状態であることを示す。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、Ｐ側及びＭ側のＩＧＢＴを利用して、ＰＷＭ制御を行うため、各相のスイッチング状態はＨ＿ＩＧＢＴ ＯＮ、Ｍ＿ＩＧＢＴ ＯＮのどちらかの状態にある。電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗは各相のＰ側ＩＧＢＴのコレクタ端に存在するため、Ｈ＿ＩＧＢＴ ＯＮ状態で検出する電流値は、ｉｕ＝ｉｕ１，ｉｖ＝ｉｖ１，ｉｗ＝ｉｗ１となり、Ｍ＿ＩＧＢＴ ＯＮ状態では、ｉｕ＝０，ｉｖ＝０，ｉｗ＝０となる。

また、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、Ｍ側及びＮ側のＩＧＢＴを利用して、ＰＷＭ制御を行うため、各相のスイッチング状態は、Ｍ＿ＩＧＢＴ ＯＮ、Ｌ＿ＩＧＢＴ ＯＮのどちらかの状態にある。電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗは各相のＰ側ＩＧＢＴのコレクタ端に存在するため、Ｍ＿ＩＧＢＴ ＯＮ状態で検出する電流値は、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となり、Ｌ＿ＩＧＢＴ ＯＮ状態では、ｉｕ＝ｉｕ１，ｉｖ＝ｉｖ１，ｉｗ＝ｉｗ１となる。これをスイッチング関数に表すと以下のようになる。

Ｎ相Ｘ段のＩＧＢＴのスイッチング関数Ｓ_NXを次のように定義する。スイッチング関数Ｓ_NXは、Ｎ相Ｘ段のＩＧＢＴ素子がＯＮ状態のとき、Ｓ_NX＝１、Ｎ相Ｘ段のＩＧＢＴ素子がＯＦＦ状態のとき、Ｓ_NX＝０と定義する。図９（ａ）において、Ｓ_UH，Ｓ_VH，Ｓ_WHはＵＨ，ＶＨ，ＷＨのスイッチング関数、Ｓ_UM，Ｓ_VM，Ｓ_WMはＵＭ，ＶＭ，ＷＭのスイッチング関数、Ｓ_UL，Ｓ_VL，Ｓ_WLはＵＬ，ＶＬ，ＷＬのスイッチング関数である。

電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが検出する値は、スイッチング関数をあわせて表現すると、図９（ｂ）に示すようになる。即ち、第１インバータ駆動期間Ｔ１では、電流ｉｕ＝Ｓ_UH＊ｉｕ１、電流ｉｖ＝Ｓ_VH＊ｉｖ１、電流ｉｗ＝Ｓ_WH＊ｉｗ１となる。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間に存在する４つの回路状態Ａ〜Ｄのうち、１つの状態で少なくとも２つのＰ側のスイッチング素子は必ずＯＮ状態になる。上記より、ＯＮ状態となった２つの相は相電流を算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ａ〜Ｄが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出することができる。

第１相電流算出手段（負荷電流算出手段）５８は、第１インバータ駆動期間Ｔ１において、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ／ＯＦＦ状態により以下のようにして、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を検出及び算出し、図示しないメモリ等に書き込む。ＵＨがＯＮ状態であれば、相電流ｉｕ１＝電流ｉｕとする。ＶＨがＯＮ状態であれば、相電流ｉｖ１＝電流ｉｖとする。ＷＨがＯＮ状態であれば、相電流ｉｗ１＝電流ｉｗとする。尚、二つの相電流ｕ１，ｖ１等が電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから算出されているとき、残りの相電流は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

第２目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段６０は、第２モータ８について、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば、車両の運転状態等に応じた第２モータ８に対する第２トルク指令値から、第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θ２、並びに、第２相電流算出手段６８により算出されたＵ相電流ｉｕ２、Ｖ相電流ｉｖ２及びＷ相電流ｉｗ２の算出値をｄｑ座標上に変換して得た第２ｄ軸電流ｉｄ及び第２ｑ軸電流ｉｑから、第２ｄ軸電流ｉｄ及び第２ｑ軸電流ｉｑと第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、第２目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第２目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

第２目標Ｖα^＊，Ｖβ^＊算出手段６２は、第２目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第２目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を静止座標系であるαβ座標軸上に変換して、第２目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊を演算する。第２ＰＷＭ制御手段６４は、第２インバータ駆動期間Ｔ２において、第２目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊に基づき、Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）を周期とする空間ベクトル変調方式により、ＵＭ，ＵＬ、ＶＭ，ＶＬ及びＷＭ，ＷＬのゲートに印加するための４個のＰＷＭ制御パターンを求める。尚、パルス幅変調方式は、空間ベクトル変調方式以外の三角波キャリア変調方式でも良い。

第２ゲート信号出力手段６６は、第２インバータ駆動期間Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）において、第２ＰＷＭ制御手段６４により算出されたＰＷＭ制御パターンに対応するゲート信号をゲート駆動回路２２を通して、ＵＨ，ＵＭ，ＵＬ、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬ、ＷＨ，ＷＭ，ＷＬのゲートに出力する。第２インバータ駆動期間Ｔ２において、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨに（１１１）ゼロベクトルを出力する。

第２相電流算出手段（負荷電流算出手段）６８は、第２インバータ駆動期間Ｔ２において、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及び第１相電流算出手段５８により算出された相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及びＰＷＭ制御パターンから次のようにして第２モータ８のＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出し、図示しないメモリ等に書き込む。

まず、図６及び図７を用いて、具体例を説明する。図６（ａ）に示すように、例えば、第２インバータ回路４Ｂついて、ある時点の指令電圧ベクトルが領域ＶＩに存在したとき、その時のＰＷＭ制御パターンは、Ｖ７（１１１），Ｖ６（１０１），Ｖ１（１００），Ｖ７（１１１）となる。

ゼロベクトルは（１１１）の代わりに、（０００）でも良い。ゼロベクトルの選択は、ＩＧＢＴ素子のスイッチング回数が少なくなるようにする。パルス幅制御の変調率が高い場合は、ゼロベクトル期間が無くなることがある。尚、三角波キャリア変調方式の場合でも、Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）において、三角波キャリア信号と目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を座標変換して得られる目標Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を比較して、ＰＷＭ制御パターンを生成すれば良い。

第２インバータ回路４Ｂについて、ある時点の指令電圧ベクトルが領域ＶＩに存在すると、図６（ｂ）に示すように、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態となる回路状態Ｅ、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態、ＵＬ，ＷＬがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態となる回路状態Ｆ、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＮ状態、ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態Ｇ、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＮ状態、ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となる回路状態Ｇ、及びＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態となる状態ＨがＰＷＭ制御パターンの時間幅、それぞれ継続し、回路状態が順次遷移する。

第２インバータ駆動期間Ｔ２では、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態となっていることから、第１モータ６では、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを通して、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が還流している。このときの相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、直前の第１モータ駆動期間Ｔ１で算出された相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１（最後のゼロベクトル期間で算出された相電流を含む）が利用できる。

回路状態Ｅでは、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ及び第１モータ６を通して、還流していること、並びにＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態であることより、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。従って、相電流ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｕ１，ｉｖ２＝ｉｖ−ｉｖ１，ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ２により相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１で算出された相電流である。

回路状態Ｆでは、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを通して、還流していること、並びにＵＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態であり、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態、ＷＬがＯＦＦ状態であることから、図７（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２となる。

また、ＶＭがＯＦＦ状態であることから、電流ｉｖは相電流ｉｖ１として還流し、図７（ａ）に示すように、ｉｖ＝ｉｖ１となる。ＷＭがＯＮ状態であることから、電流ｉｗはＷＨのエミッタ側で第１モータ６のＷ相のコイルに流れる電流とＷＭに流れる電流に分岐し、相電流ｉｗ１は還流する。ＷＭに分岐した電流は、ＷＭ→第２モータ８のＷ相のコイル→第２モータ８のＶ相のコイル→ＶＬと流れ、図７（ａ）に示すように、ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。よって、ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｕ１，ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ１により、相電流ｉｕ２，ｉｗ２を算出することができる。また、ｉｖ２＝−（ｉｕ２＋ｉｗ２）により相電流ｉｖ２を算出することができる。

回路状態Ｇでは、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを通して、還流していること、並びにＵＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態、ＷＬがＯＮ状態であることから、図７（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２となる。

また、ＶＭがＯＦＦ状態であることから、電流ｉｖは相電流ｉｖ１として還流し、図７（ａ）に示すように、ｉｖ＝ｉｖ１となる。ＷＭがＯＦＦ態であることから、電流ｉｗは相電流ｉｗ１として還流し、図７（ａ）に示すように、ｉｗ＝ｉｗ１となる。よって、ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｖ１により、相電流ｉｕ２を算出することができる。

尚、このｉｖ１，ｉｗ１を用いて、ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２が成立したとき、ｉｖ２＝ｉｖ−ｉｖ１，ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ１により相電流ｉｖ２，ｉｗ２を算出しても良い。

回路状態Ｈでは、回路状態Ｅと同様に、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となり、ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｕ１，ｉｖ２＝ｉｖ−ｉｖ１，ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ１より相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出できる。

図６（ａ）で取り上げた指令電圧ベクトルでは、上記説明のように、回路状態Ｅ，Ｆ，Ｈでｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が検出可能となったが、どれか１つの回路状態で検出可能であれば、制御上は問題ない。

以上より、全ＰＷＭ制御パターンに通用する電流値の算出方法について説明する。第２インバータ回路４ＢのＵＭ，ＶＭ，ＷＭ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのスイッチング状態と電流との関係を表すと、図８のようになる。即ち、ＵＭがＯＮ状態でｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２，ＶＭがＯＮ状態でｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ＷＭがＯＮ状態でｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはスイッチング関数をあわせて表現すると図９（ｂ）に示すようになる。即ち、図９（ｂ）に示すように、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、電流ｉｕ＝Ｓ_UH＊ｉｕ１＋Ｓ_UM＊ｉｕ２、電流ｉｖ＝Ｓ_VH＊ｉｖ１＋Ｓ_VM＊ｉｖ２、電流ｉｗ＝Ｓ_WH＊ｉｗ１＋Ｓ_WM＊ｉｗ２となる。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ２に存在する４つの回路状態Ｅ〜Ｆのうち、少なくとも、１つの状態で２つのＭ側のＩＧＢＴは必ずＯＮ状態になること、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は第１インバータ駆動制御期間Ｔ１で算出されていることから、ＯＮ状態となった２つの相電流を必ず算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ｅ〜Ｆが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。

第２相電流算出手段６８は、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのＯＮ／ＯＦＦ状態より以下のようにして、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。ＵＭがＯＮ状態であれば、相電流ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｕ１とする。ＶＭがＯＮ状態であれば、相電流ｉｖ２＝ｉｖ−ｉｖ１とする。ＷＭがＯＮ状態であれば、相電流ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ１とする。ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１で検出された相電流である。尚、二つの相電流ｉｕ２，ｉｖ２等が算出されているとき、残りの相電流ｉｗ２等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

図１０に示すように、例えば、２つの連続するキャリア周期Ｔｓについて、時間順に、第１インバータ駆動期間Ｔ１ａ，第２インバータ駆動期間Ｔ２ａ，第１インバータ駆動期間Ｔ１ｂ，第２インバータ駆動期間Ｔ２ｂとする。

第1相電流算出手段５８は、第１インバータ駆動期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｂにおいて、第１相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。また、第２相電流算出手段６８は、第２インバータ駆動期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂにおいて、直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｂにおいて第1相電流算出手段５８が検出・算出した第１相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を用いて、第２相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。

第１インバータ駆動期間Ｔ１ａにおけるＰＷＭ制御パターンは直前の第２インバータ駆動期間で決定される。第１インバータ駆動期間Ｔ１ｂにおけるＰＷＭ制御パターンは直前の第２インバータ駆動期間Ｔ２ａで決定される。第２インバータ駆動期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂにおけるＰＷＭ制御パターンは直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｂで決定される。

第１インバータ駆動期間Ｔ１ａで決定される第２インバータ駆動期間Ｔ２ａのＰＷＭ制御パターンは、直前の第２インバータ駆動期間で算出された相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を用いて決定される。第１インバータ駆動期間Ｔ１ｂで決定される第２インバータ駆動期間Ｔ２ｂのＰＷＭ制御パターンは、直前の第２インバータ駆動期間Ｔ２ａで算出された相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を用いて決定される。

第２インバータ駆動期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂで決定される第１インバータ駆動期間Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃのＰＷＭ制御パターンは、直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｂで算出された相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を用いて決定される。

図１１〜図１５を参照して、本発明の実施形態によるモータ制御方法の一例の説明をする。図１１中のステップＳ２で第１インバータ回路４Ａを駆動するか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ４に進む。否定判定ならば、ステップＳ８に進む。ステップＳ４で第２インバータ回路４Ｂを駆動するか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ６に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０に進む。ステップＳ６で第１インバータ回路４Ａ及び第２インバータ回路４Ｂを以下のようにして駆動する。

第１インバータ駆動期間Ｔ１において、第１インバータ回路４Ａを次のようにして、駆動する。次のようにして、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。

図１２中のステップＳ８０で第１インバータ駆動期間Ｔ１において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ８２でＵＨがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ８４に進む。否定判定ならば、ステップＳ８６に進む。ステップＳ８４で相電流ｉｕ１＝ｉｕとする。

ステップＳ８６でＶＨがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ８８に進む。否定判定ならば、ステップＳ９０に進む。ステップＳ８８で相電流ｉｖ１＝ｉｖとする。ステップＳ９０でＷＨがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ９２に進む。否定判定ならば、ステップＳ９４に進む。ステップＳ９２で相電流ｉｗ１＝ｉｗとする。

ステップＳ９４で第１インバータ駆動期間Ｔ１が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ９６に進む。否定判定ならば、ステップＳ８０に戻る。ステップＳ９６で相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ９８に進む。ステップＳ９８で検出済みの相電流の和のマイナス値とすることにより未検出相電流を算出する。例えば、ｉｗ１＝−（ｉｕ１＋ｉｖ１）により算出する。

算出された相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、図１０に示すように、直後の第２インバータ駆動期間Ｔ２において、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出、及び直後の第２インバータ駆動期間Ｔ２において、直後の第１インバータ駆動期間Ｔ１のためのＰＷＭ制御パターン決定のための第１目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第１目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊の演算に使用される。

第２インバータ駆動期間Ｔ２において、図１３中のステップＳ３８で直前の第１インバータ駆動期間Ｔ１においてステップＳ８０〜Ｓ９８により算出された相電流ｉｕ１，ｉｗ１，ｉｗ１を読み込む。ステップＳ４０で車両の運転状態に応じた第１モータ６に対する第１トルク指令値から、第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θ１、並びにステップＳ３８で読み込まれたＵ相電流ｉｕ１、Ｖ相電流ｉｖ１及びＷ相電流ｉｗ１をｄｑ座標上に変換して得た第１ｄ軸電流ｉｄ及び第１ｑ軸電流ｉｑから、第１ｄ軸電流ｉｄ及び第１ｑ軸電流ｉｑと第１目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第１目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、第１目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第１目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

ステップＳ４２で第１目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第１目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を静止座標系であるαβ座標軸上に変換して、第１目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊を演算する。ステップＳ４４で第１目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊に基づき、Ｔ１におけるパルス幅変調により、ＵＨ，ＵＭ、ＶＨ，ＶＭ及びＷＨ，ＷＭのゲートに印加するための４個のＰＷＭ制御パターンを求める。

直後の第１インバータ駆動期間Ｔ１において、ステップＳ４６でＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのゲートにＰＷＭ制御パターンに該当するゲート信号を出力するとともに、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬにゼロベクトル（１１１）を出力する。

第２インバータ駆動期間Ｔ２において、第２インバータ回路４Ｂを以下のようにして、駆動する。次のようにして、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。図１４中のステップ１１０で第２インバータ駆動期間Ｔ２において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ１１２でＵＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１１４に進む。否定判定ならば、ステップＳ１１６に進む。ステップＳ１１６で相電流ｉｕ２＝ｉｕ−ｉｕ１とする。

ステップＳ１１６でＶＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１１８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１２０に進む。ステップＳ１１８で相電流ｉｖ２＝ｉｖ−ｉｖ１とする。ステップＳ１２０でＷＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１２２に進む。否定判定ならば、ステップＳ１２４に進む。ステップＳ１２２で相電流ｉｗ２＝ｉｗ−ｉｗ１とする。

ステップＳ１２４で第２インバータ駆動期間Ｔ２が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１２６に進む。否定判定ならば、ステップＳ１１０に戻る。ステップＳ１２６で相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ１２８に進む。ステップＳ１２８で検出済みの相電流の和のマイナス値とすることにより未検出の相電流を算出する。例えば、ｉｗ２＝−（ｉｕ２＋ｉｖ２）により算出する。

第１インバータ駆動期間Ｔ１において、図１５中のステップＳ５９で直前の第２インバータ駆動期間Ｔ２においてステップＳ１１０〜Ｓ１２８により算出された相電流ｉｕ２，ｉｗ２，ｉｗ２を読み込む。ステップＳ６０で車両の運転状態等に応じた第２モータ８に対する第２トルク指令値から、第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θ２、並びにステップＳ５９で読み込まれたＵ相電流ｉｕ２、Ｖ相電流ｉｖ２及びＷ相電流ｉｗ２をｄｑ座標上に変換して得た第２ｄ軸電流及び第２ｑ軸電流から、第２ｄ軸電流ｉｄ及び第２ｑ軸電流ｉｑと第２目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び第２目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、第２目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第２目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

ステップＳ６２で第２目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び第２目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を静止座標系であるαβ座標軸上に変換して、第２目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊を演算する。ステップＳ６４で第２目標電圧Ｖα^＊，Ｖβ^＊に基づき、Ｔ２（＝Ｔｓ−Ｔ１）における空間ベクトル変調方式により、ＵＭ，ＵＬ、ＶＭ，ＶＬ及びＷＭ，ＷＬのゲートに印加するための４個のＰＷＭ制御パターンを求める。

直後の第２インバータ駆動期間Ｔ２において、ステップＳ６６でＵＭ，ＶＭ，ＷＭ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートにＰＷＭ制御パターンに該当するゲート信号を出力するとともにＵＨ，ＶＨ，ＷＨにゼロベクトル（１１１）を出力する。

図１１中のステップＳ１０で第１インバータ回路４Ａを駆動、第２インバータ回路４Ｂを非駆動とする。即ち、ＵＨ，ＵＭ，ＶＨ，ＶＭ，ＷＨ，ＷＭには、１キャリア周期ＴｓにおいてＰＷＭ制御パターンに該当するゲート信号を出力するとともに、第２インバータ回路４ＢのＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となるようゼロベクトル（１１１）に該当するゲート信号を出力する。第１インバータ回路４Ａが駆動されている場合は、第１インバータ駆動期間Ｔ１と同様にして、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗより相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出し、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１等に基づいて、第１インバータ駆動期間Ｔ１における第１インバータ回路４Ａの駆動制御と同様にして第１モータ６を駆動制御する。

ステップＳ１２で第１インバータ回路４Ａを非駆動、第２インバータ回路４Ｂを駆動とする。即ち、ＵＨ，ＵＭ，ＶＨには、ＯＮ状態となるゼロベクトル（１１１）に該当するゲート信号を出力するとともに、ＵＭ，ＵＬ，ＶＭ，ＶＬ，ＷＭ，ＷＬには、１キャリア周期ＴｓにおいてＰＷＭ制御パターンに該当するゲート信号を出力する。

第１インバータ回路４Ａが非駆動であるときは、第１モータ６が停止しており、相電流ｉｕ１＝ｉｖ１＝ｉｗ１＝０であることから、上述の第２インバータ駆動期間Ｔ２において、相電流ｉｕ１＝ｉｖ１＝ｉｗ１＝０として、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出し、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２等に基づいて、第２インバータ駆動期間Ｔ２の第２インバータ回路４Ｂの駆動制御と同様にして第２モータ８を駆動制御する。ステップＳ１４で第１インバータ回路４Ａ及び第２インバータ回路４Ｂを非駆動とする。

第１実施形態によれば、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタに流れる電流を検出する電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを設けたのみなので、電流センサの数を少なくすることができ、インバータ装置のコストを削減できるとともにサイズを小さくすることができる。

第１実施形態では、トリプルブリッジインバータ回路の場合を例に説明したが、一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、初段の各列のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設ける。

この場合、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行う。そして、各電流センサを流れる電流及び各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に基づき負荷電流を算出する。

第２実施形態
図１６は本発明の第２実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図１６に示すように、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷをＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタ電流を検出するためにＵＨ，ＶＨ，ＷＨを流れるエミッタ電流が相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１に分岐する分岐点よりも上流側に設けた点が図１のインバータ装置と異なる。図１７に示すように、この電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが検出する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係は第１実施形態の場合と同じになる。よって、第２実施形態は、第１実施形態と同様の効果を奏する。

一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、第１実施形態と同様に、初段の各列のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設け、電流センサの検出値より負荷電流を算出することができる。

第３実施形態
図１８は本発明の第３実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図１８に示すように、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷをＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタ電流が検出されるように設けた点が図１のインバータ装置と異なる。

図１９はモータＥＣＵ１００のモータ制御手段に係る機能ブロック図であり、図３中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図１９に示すように、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及びｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係が第１実施形態とは異なるので、第１相電流算出手段１１０及び第２相電流算出手段１１２が第１実施形態の第１相電流算出手段５８及び第２相電流算出手段６８と異なる。電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは直流電源２の負極側の電源ラインからＵＬ，ＶＬ，ＷＬに流れる電流を正とする。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、図６（ｂ）中の回路状態Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおいて、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となっていることから、第２モータ８では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ又はＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬを通して、第２モータ８の相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が還流しているので、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を含む。

図２０に示すように、回路状態Ａでは、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であるため、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを通して、還流するので、ｉｕ＝ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ２となる。

回路状態Ｂでは、ＵＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態であるので、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＨがＯＦＦ状態、ＶＭがＯＮ状態であり、相電流ｉｖ１はＶＭ→ＶＬと流れるので、ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２となる。同様に、ＷＨがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態であることから、相電流ｉｗ１はＷＭ→ＷＬと流れるので、ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。

回路状態Ｃでは、ＵＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態であることから、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＨがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態であることから、ｉｖ＝ｉｖ２となる。また、ＷＨがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態であることから、相電流ｉｗ１はＷＭ→ＷＬと流れるので、ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。回路状態Ｄでは、回路状態Ａと同様に、ｉｕ＝ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ２となる。

後述するように、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が算出されるので、第１インバータ駆動期間Ｔ１では、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が算出されるように電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の関係を算出する。即ち、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２を算出する。

図２１（ａ）に示すように、ＵＭがＯＮ状態であれば、ｉｕ＝ｉｕ１＋ｉｕ２となる。ＶＭがＯＮ状態であれば、ｉｖ＝ｉｖ１＋ｉｖ２となる。ＷＭがＯＮ状態であれば、ｉｗ＝ｉｗ１＋ｉｗ２となる。これをスイッチング関数を用いて表すと図２１（ｂ）に示すようになる。即ち、ｉｕ＝Ｓ_UM＊ｉｕ１＋Ｓ_UL＊ｉｕ２，ｉｖ＝Ｓ_VM＊ｉｖ１＋Ｓ_VL＊ｉｖ２，ｉｗ＝Ｓ_WM＊ｉｗ１＋Ｓ_WL＊ｉｗ２が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ１に存在する４つの回路状態Ａ〜Ｄのうち、少なくとも１つの状態で２つの相は必ずＯＮ状態になること、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は直前のキャリア周期の第２インバータ駆動制御期間Ｔ２で算出されていることから、ＯＮ状態となった２つの相電流を必ず算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ａ〜Ｄが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出することができる。

第１相電流算出手段１１０は、ＵＭがＯＮ状態であれば、電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）＝電流ｉｕとする。ＶＭがＯＮ状態であれば、電流（ｉｖ１＋ｉｖ２）＝電流ｉｖとする。ＷＭがＯＮ状態であれば、電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）＝電流ｉｗとする。尚、二つの検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２），（ｉｖ１＋ｉｖ２）等が相電流ｉｕ，ｉｖ等から算出されているとき、残りの電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。そして、検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２），（ｉｖ１＋ｉｖ２），（ｉｗ１＋ｉｗ２）及び第２相電流算出手段１１２により算出された相電流ｉｕ，ｉｖ２，ｉｗ２より、相電流ｉｕ１＝検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）−相電流ｉｕ２，相電流ｉｖ１＝検出電流（ｉｖ１＋ｉｖ２）−相電流ｉｖ２，相電流ｉｗ１＝検出電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）−相電流ｉｗ２により算出する。

第２インバータ駆動期間Ｔ２では、図６（ｂ）中の回路状態Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈにおいて、センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに通電する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第２インバータ駆動期間Ｔ２では、ＵＨ，ＶＵ，ＷＨがＯＮ状態であることから、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを還流しており、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭに流れる込むことはない。即ち、電流ｉｕ，ｉｖ，ｕｗは相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を含まない。

回路状態Ｅでは、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態であることから、ｉｕ＝ｉｖ＝ｉｗ＝０となる。回路状態Ｆでは、ＵＭがＯＮ状態，ＵＬがＯＦＦ状態であることから、ｉｕ＝０となる。ＶＭがＯＦＦ状態，ＶＬがＯＮ状態であることから、電流ｉｖ＝ｉｖ２となる。また、ＷＭがＯＮ状態、ＷＬがＯＦＦ状態であることから、ｉｗ＝０となる。

回路状態Ｇでは、ＵＭがＯＮ状態、ＵＬがＯＦＦ状態であることから、ｉｕ＝０となる。ＶＭがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態であることから、ｉｖ＝ｉｖ２となる。また、ＷＭがＯＦＦ状態、ＷＬがＯＮ状態であることから、ｉｗ＝ｉｗ２となる。回路状態Ｈでは、回路状態Ｅと同様に、ｉｕ＝ｉｖ＝ｉｗ＝０となる。

以上より、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。図２１（ａ）に示すように、ＵＬがＯＮ状態であれば、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＬがＯＮ状態であれば、ｉｖ＝ｉｖ２となる。ＷＬがＯＮ状態であれば、ｉｗ＝ｉｗ２となる。スイッチング関数を用いて表すと図２１（ｂ）に示すようになる。即ち、ｉｕ＝Ｓ_UL＊ｉｕ２，ｉｖ＝Ｓ_VL＊ｉｖ２，ｉｗ＝Ｓ_WL＊ｉｗ２が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ２に存在する４つの回路状態Ｅ〜Ｆのうち、少なくとも１つの状態で２つの相は必ずＯＮ状態になることから、ＯＮ状態となった２つの相電流を必ず算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ｅ〜Ｆが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。

第２相電流算出手段１１２は、ＵＬがＯＮ状態であれば、相電流ｉｕ２＝電流ｉｕとする。ＶＬがＯＮ状態であれば、相電流ｉｖ２＝電流ｉｖとする。ＷＬがＯＮ状態であれば、相電流ｉｗ２＝電流ｉｗとする。尚、二つの相電流ｉｕ２，ｉｖ２等が電流ｉｕ，ｉｖ等から算出されているとき、残りの相電流ｉｗ２等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

図２２及び図２３を参照して、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出方法の説明をする。図２２中のステップＳ１５０で第１インバータ駆動期間Ｔ１において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ１５２でＵＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１５４に進む。否定判定ならば、ステップＳ１５６に進む。ステップＳ１５４で検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）＝ｉｕとする。

ステップＳ１５６でＶＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１５８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１６０に進む。ステップＳ１５８で検出電流（ｉｖ１＋ｉｖ２）＝ｉｖとする。ステップＳ１６０でＷＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１６２に進む。否定判定ならば、ステップＳ１６４に進む。ステップＳ１６２で検出電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）＝ｉｗとする。

ステップＳ１６４で第１インバータ駆動期間Ｔ１が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１６６に進む。否定判定ならば、ステップＳ１５０に戻る。ステップＳ１６６で電流（ｉｕ１＋ｉｕ２），（ｉｖ１＋ｉｖ２），（ｉｗ１＋ｉｗ２）が検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ１６８に進む。ステップＳ１６８で検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２），（ｉｖ１＋ｉｖ２）等より、残りの電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）等を検出電流の和のマイナス値とする。

図２３中のステップＳ１８０で第２インバータ駆動期間Ｔ２において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ１８２でＵＬがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１８４に進む。否定判定ならば、ステップＳ１８６に進む。

ステップＳ１８４で相電流ｉｕ２＝ｉｕとする。ステップＳ１８６でＶＬがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１８８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１９０に進む。ステップＳ１８８で相電流ｉｖ２＝ｉｖとする。ステップＳ１９０でＷＬがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１９２に進む。否定判定ならば、ステップＳ１９４に進む。ステップＳ１９２で相電流ｉｗ２＝ｉｗとする。

ステップＳ１９４で第２インバータ駆動期間Ｔ２が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１９６に進む。否定判定ならば、ステップＳ１８０に戻る。ステップＳ１９６で電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２００に進む。否定判定ならば、ステップＳ１９８に進む。ステップＳ１９８で検出済み電流ｉｕ２，ｉｖ２等より、残りの電流ｉｗ２等を検出済み電流の和のマイナス値とする。

ステップＳ２００で相電流ｉｕ１＝検出電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）−相電流ｉｕ２とし、相電流ｉｖ１＝検出電流（ｉｖ１＋ｉｖ２）−相電流ｉｖ２とし、相電流ｉｗ１＝検出電流（ｉｗ１＋ｉｗ２）−相電流ｉｗ２とする。

第１インバータ回路４Ａの駆動、第２インバータ回路４Ｂの非駆動の場合は、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２＝０として、第１インバータ駆動期間Ｔ１と同様にして、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。第１インバータ回路４Ａの非駆動、第２インバータ回路４Ｂの駆動の場合は、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１＝０として、第２インバータ駆動期間Ｔ２と同様にして、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。

第３実施形態によれば、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタに流れる電流を検出する電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを設けたのみなので、電流センサの数を少なくすることができ、インバータ装置のコストを削減できるともにサイズを小さくすることができる。

一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、最終段の各列のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設ける。

この場合、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行う。そして、そして、各電流センサを流れる電流及び各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に基づき負荷電流を算出する。

第４実施形態
図２４は本発明の第４実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図１８中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図２４に示すように、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷをＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタ電流を検出するために、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのエミッタと第２モータ８への出力ラインとの接続点よりも下流側に設けた点が図１８のインバータ装置と異なる。図２５に示すように、この電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが検出する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係は第３実施形態の場合と同じになる。よって、第４実施形態は、第３実施形態と同様の効果を奏する。

一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、第３実施形態と同様に、最終段の各相のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設け、電流センサの検出値より負荷電流を算出する。

第５実施形態
図２６は本発明の第５実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図２６に示すように、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷをＵＭ，ＶＭ，ＷＭのコレクタ電流が検出されるように設けた点が図１のインバータ装置と異なる。

図２７はモータＥＣＵ１２０のモータ制御手段（インバータ制御手段）に係る機能ブロック図であり、図３中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図２７に示すように、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及びｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係が第１実施形態と異なるので、第１相電流算出手段１２２及び第２相電流算出手段１２４が第１実施形態の第１相電流算出手段５８及び第２相電流算出手段６８と異なる。電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはＵＭ，ＶＭ，ＷＭのコレクタからエミッタへ流れる電流を正とする。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、図６（ｂ）中の回路状態Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおいて、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに通電する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態となっていることから、第２モータ８では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ又はＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬを通して、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が還流しているので、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を含まない。

回路状態Ａでは、図２８（ｂ）に示すように、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であるので、図２９（ａ）に示すように、相電流ｉｕ＝ｉｖ＝ｉｗ＝０となる。回路状態Ｂでは、図２９（ｂ）に示すように、ＵＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態であるので、ｉｕ＝０となる。ＶＨがＯＦＦ状態、ＶＭがＯＮ状態であることから、電流ｉｖ＝ｉｖ１となる。ＷＨがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｗ＝ｉｗ１となる。

回路状態Ｃでは、図２８（ａ）に示すように、ＵＨがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｕ＝０となる。ＶＨがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｖ＝０となる。また、ＷＨがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｗ＝ｉｗ１となる。回路状態Ｄでは、回路状態Ａと同様に、ｉｕ＝ｉｖ＝ｉｗ＝０となる。

以上を一般化すると、図２９（ｂ）に示すように、ＵＭがＯＮ状態ならば、ｉｕ＝ｉｕ１となる。ＶＭがＯＮ状態ならば、ｉｖ＝ｉｖ１となる。また、ＷＭがＯＮ状態ならば、ｉｗ＝ｉｗ１となる。スイッチング関数を用いて表すと図２９（ｃ）に示すようになる。即ち、ｉｕ＝Ｓ_UM＊ｉｕ１，ｉｖ＝Ｓ_VM＊ｉｖ１，ｉｗ＝Ｓ_WM＊ｉｗ１が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ１に存在する４つの回路状態Ａ〜Ｄのうち、少なくとも、２つのＭ側のＩＧＢＴは必ずＯＮ状態になることから、ＯＮ状態となった２つの相電流を必ず算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ａ〜Ｄが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出することができる。

第１相電流算出手段１２２は、ＵＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｕ１＝電流ｉｕとする。ＶＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｖ１＝電流ｉｖとする。また、ＷＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｗ１＝電流ｉｗとする。尚、二つの相電流ｉｕ１，ｉｖ１等が電流ｉｕ，ｉｖ等から算出されているとき、残りの相電流ｉｗ１等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

また、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、図６（ｂ）中の回路状態Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈにおいて、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに通電する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第２インバータ駆動期間Ｔ２では、ＵＨ，ＶＵ，ＷＨがＯＮ状態であることから、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨを通して、還流しており、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭに流れる込むことはないので、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を含まない。

回路状態Ｅでは、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態であり、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ２となる。回路状態Ｆでは、ＵＭがＯＮ状態，ＵＬがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＭがＯＦＦ状態，ＶＬがＯＮ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、電流ｉｖ＝０となる。ＷＭがＯＮ状態、ＷＬがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｗ＝ｉｗ２となる。

回路状態Ｇでは、ＵＭがＯＮ状態、ＵＬがＯＦＦ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＭがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｖ＝０となる。ＷＭがＯＦＦ状態、ＷＬがＯＮ状態であることから、図２９（ａ）に示すように、ｉｗ＝０となる。回路状態Ｈでは、回路状態Ｅと同様に、ｉｕ＝ｉｕ２，ｉｖ＝ｉｖ２，ｉｗ＝ｉｗ２となる。

図２９（ｂ）に示すように、ＵＭがＯＮ状態ならば、ｉｕ＝ｉｕ２となる。ＶＭがＯＮ状態ならば、ｉｖ＝ｉｖ２となる。ＷＭがＯＮ状態ならば、ｉｗ＝ｉｗ２となる。スイッチング関数を用いて表すと図２９（ｃ）に示すようになる。即ち、ｉｕ＝Ｓ_UM＊ｉｕ２，ｉｖ＝Ｓ_VM＊ｉｖ２，ｉｗ＝Ｓ_WM＊ｉｗ２が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ２に存在する４つの回路状態Ｅ〜Ｈのうち、少なくとも、２つのＭ側のＩＧＢＴは必ずＯＮ状態になることから、ＯＮ状態となった２つの相電流を必ず算出することができる。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ｅ〜Ｈが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。

第２相電流算出手段１２４は、ＵＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｕ２＝電流ｉｕとする。ＶＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｖ２＝電流ｉｖとする。また、ＷＭがＯＮ状態ならば、相電流ｉｗ２＝電流ｉｗとする。尚、二つの相電流ｉｕ２，ｉｖ２等が電流ｉｕ，ｉｖ等から算出されているとき、残りの相電流ｉｗ２等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

図３０及び図３１を参照して、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出方法の説明をする。図３０中のステップＳ２１０で第１インバータ駆動期間Ｔ１において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ２１２でＵＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２１４に進む。否定判定ならば、ステップＳ２１６に進む。

ステップＳ２１４で相電流ｉｕ１＝ｉｕとする。ステップＳ２１６でＶＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２１８に進む。否定判定ならば、ステップＳ２２０に進む。ステップＳ２１８で相電流ｉｖ１＝ｉｖとする。ステップＳ２２０でＷＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２２２に進む。否定判定ならば、ステップＳ２２４に進む。ステップＳ２２２で相電流ｉｗ１＝ｉｗとする。

ステップＳ２２４で第１インバータ駆動期間Ｔ１が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２２６に進む。否定判定ならば、ステップＳ２１０に戻る。ステップＳ２２６で電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１が検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ２２８に進む。ステップＳ２２８で検出済み電流ｉｕ１，ｉｖ１等より、残りの電流ｉｗ１等を検出済み電流の和のマイナス値とする。

図３１中のステップＳ２４０で第２インバータ駆動期間Ｔ２において電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。ステップＳ２４２でＵＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２４４に進む。否定判定ならば、ステップＳ２４６に進む。

ステップＳ２４４で相電流ｉｕ２＝ｉｕとする。ステップＳ２４６でＶＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２４８に進む。否定判定ならば、ステップＳ２５０に進む。ステップＳ２４８で相電流ｉｖ２＝ｉｖとする。ステップＳ２５０でＷＭがＯＮ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２５２に進む。否定判定ならば、ステップＳ２５４に進む。ステップＳ２５２で相電流ｉｗ２＝ｉｗとする。

ステップＳ２５４で第２インバータ駆動期間Ｔ２が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２５６に進む。否定判定ならば、ステップＳ２４０に戻る。ステップＳ２５６で電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が検出済みであるか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ２５８に進む。ステップＳ２５８で検出済み電流ｉｕ２，ｉｖ２等より、残りの電流ｉｗ２等を検出済み電流の和のマイナス値とする。

第１インバータ回路４Ａの駆動、第２インバータ回路４Ｂの非駆動の場合は、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２＝０として、第１インバータ駆動期間Ｔ１と同様にして、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。第１インバータ回路４Ａの非駆動、第２インバータ回路４Ｂの駆動の場合は、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１＝０として、第２インバータ駆動期間Ｔ２と同様にして、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。

第５実施形態によれば、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのコレクタに流れる電流を検出する電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを設けたのみなので、電流センサの数を少なくすることができ、インバータ装置のコストを削減できるとともにサイズを小さくすることができる。

一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、ｊ（ｊ＝２〜Ｍ−１）段の各列のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設ける。

この場合、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行う。そして、各電流センサを流れる電流及び各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に基づき負荷電流を算出する。

第６実施形態
図３２は本発明の第６実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図２６中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図３２に示すように、電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷをＵＭ，ＶＭ，ＷＭのエミッタ電流を検出するために、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭのエミッタと第２モータ８の出力ラインとの接続点よりも上流側に設けた点が図２５のインバータ装置と異なる。図３３に示すように、この電流センサ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが検出する電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係は第５実施形態の場合と同じになる。よって、第６実施形態は、第５実施形態と同様の効果を奏する。

一般に、Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、ｊ（ｊ＝２〜Ｍ−１）段の各列のスイッチング素子に流れる電流を検知する電流センサを設け、第５実施形態と同様に相電流を算出する。

第７実施形態
図３４は本発明の第７実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図３４に示すように、電流センサ１２がＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタ電流よりも上流の直流電源２の正極側の電源ラインを流れる一次側直流電流を検出するように設けられている点が図１のインバータ装置と異なる。

図３５はモータＥＣＵ１３０のモータ制御手段（インバータ制御手段）に係る機能ブロック図であり、図３中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図３５に示すように、電流ｉＤＣと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及びｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係が第１実施形態と異なるので、第１相電流算出手段１３２及び第２相電流算出手段１３４が第１実施形態の第１相電流算出手段５８及び第２相電流算出手段６８と異なる。電流センサ１２の検出電流ｉＤＣは直流電源２の正極側の電源ラインからＵＨ，ＶＨ，ＷＨへ流れる電流を正とする。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、図６（ｂ）中の回路状態Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおいて、電流センサ１２に通電する電流ｉＤＣと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第１インバータ駆動期間Ｔ１では、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＮ状態であることから、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ又はＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬを通して、還流していることから、電流ｉＤＣは相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を含まない。

回路状態Ａでは、図３６（ｂ）に示すように、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であり、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ又はＤＵＨ，ＤＶＨ，DWHを通して、還流し、電流センサ１２はＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタよりも上流側に配置されていることから、図３７（ａ）に示すように、電流ｉＤＣ＝ｉｕ１＋ｉｖ１＋ｉｗ１＝０となる。

回路状態Ｂでは、図３６（ｂ）に示すように、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨがＯＦＦ状態、ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭがＯＦＦ状態、ＶＨがＯＮ状態、ＶＭがＯＮ状態であることから、図３７（ａ）に示すように、電流ｉＤＣ＝ｉｕ１となる。

回路状態Ｃでは、図３６（ａ）に示すように、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態、ＵＭがＯＦＦ状態、ＶＭがＯＮ状態、ＷＭがＯＮ状態であることから、図３７（ａ）に示すように、ｉＤＣ＝ｉｕ１＋ｉｖ１となる。回路状態Ｄでは、回路状態Ａと同様に、ｉＤＣ＝０となる。

以上を一般化すると、電流ｉＤＣはＵＨ，ＶＨ，ＷＨの中でＯＮ状態となっているＩＧＢＴについての相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の和となる。スイッチング関数を用いて表すと図３７（ｂ）に示すようになる。即ち、ｉＤＣ＝Ｓ_UH＊ｉｕ１＋_VH＊ｉｖ１＋Ｓ_WH＊ｉｗ１が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ１に存在する４つの回路状態Ａ〜Ｄのうち、少なくとも、１個の回路状態では、一相（Ｘ１相）のみが必ずＯＮ状態（例えば、回路状態Ｂ）となることから、そのＸ１相についての相電流が算出することができる。Ｘ１相及び他の１相（Ｙ１相）がＯＮ状態となる回路状態（例えば、回路状態Ｃ）が存在することから、Ｘ１相とＹ１相の相電流の和が検出され、この和からＸ１相の相電流の差分を取ることにより、Ｙ１相の相電流が算出される。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ａ〜Ｄが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出することができる。

第１相電流算出手段１３２は、ＵＨがＯＮ状態、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｕ１＝電流ｉＤＣとする。ＶＨがＯＮ状態、ＵＨ，ＷＨがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｖ１＝電流ｉＤＣとする。ＷＨがＯＮ状態、ＵＨ，ＶＨがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｗ１＝電流ｉＤＣとする。

ＵＨ，ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｕ１＋ｉｖ１）＝電流ｉＤＣとする。ＵＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＶＨがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｕ１＋ｉｗ１）＝電流ｉＤＣとする。ＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＨがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｖ１＋ｉｗ１）＝電流ｉＤＣとする。

二つの相電流（ｉｕ１＋ｉｖ１）等が算出されていて、どちらか一方の相電流ｉｕ１，ｉｖ１等が算出された場合は、前者から後者を引き算することにより、残りの相電流を算出する。更に、二つの相電流ｉｕ１，ｉｖ１等が算出されているときは、残りの相電流ｉｗ１等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

また、第２インバータ駆動期間Ｔ２では、図６（ｂ）中の回路状態Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈにおいて、電流センサ１２に通電する電流ｉＤＣと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は以下のようになる。

第２インバータ駆動期間Ｔ２では、ＵＨ，ＶＵ，ＷＨがＯＮ状態であり、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１は、ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ及びＵＨ，ＶＨ，ＷＨを通して還流し、ｉｕ１＋ｉｖ１＋ｉｗ１＝０であることから、電流ｉＤＣは相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を含まない。

回路状態Ｅでは、ＵＭ，ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態であり、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬがＯＦＦ状態であることから、図３７（ａ）に示すように、ｉＤＣ＝ｉｕ２＋ｉｖ２＋ｉｗ２＝０となる。回路状態Ｆでは、ＵＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＮ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態、ＷＬがＯＦＦ状態であることから、図３７（ａ）に示すように、ｉＤＣ＝ｉｕ２＋ｉｗ２となる。回路状態Ｇでは、ＵＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態、ＷＭがＯＦＦ状態、ＵＬがＯＦＦ状態、ＶＬがＯＮ状態、ＷＬがＯＮ状態であることから、図３７（ａ）に示すように、ｉＤＣ＝ｉｕ２となる。回路状態Ｈでは、回路状態Ｅと同様に、ｉＤＣ＝０となる。

以上より一般化して、電流関数ｉＤＣをスイッチング関数を用いて表すと図３７（ｂ）に示すようになる。即ち、ｉＤＣ＝Ｓ_UM＊ｉｕ２＋Ｓ_VM＊ｉｖ２＋Ｓ_WM＊ｉｗ２が成り立つ。

空間ベクトル変調では、各キャリア期間Ｔ２に存在する４つの回路状態Ｅ〜Ｈのうち、少なくとも、１個の回路状態では、一相（Ｘ２相）のみが必ずＯＮ状態（例えば、回路状態Ｇ）となることから、そのＸ２相についての相電流が算出することができる。Ｘ２相及び他の１相（Ｙ２相）がＯＮ状態となる回路状態（例えば、回路状態Ｆ）が存在することから、Ｘ２相とＹ２相の相電流の和が検出され、この和からＸ２相の相電流の差分を取ることにより、Ｙ２相の相電流が算出される。残りの相は、算出された２つ相電流の和のマイナス値とすることにより算出することができる。従って、４つの回路状態Ｅ〜Ｈが如何なる状態であっても、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出することができる。

第２相電流算出手段１３４は、ＵＭがＯＮ状態、ＶＭ，ＷＨがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｕ２＝電流ｉＤＣとする。ＶＭがＯＮ状態、ＵＭ，ＷＭがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｖ２＝電流ｉＤＣとする。ＷＭがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭがＯＦＦ状態ならば、相電流ｉｗ２＝電流ｉＤＣとする。

ＵＭ，ＶＭがＯＮ状態、ＷＭがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｕ２＋ｉｖ２）＝電流ｉＤＣとする。ＵＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｕ２＋ｉｗ２）＝電流ｉＤＣとする。ＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態ならば、相電流（ｉｖ２＋ｉｗ２）＝電流ｉＤＣとする。

二つの相電流（ｉｕ２＋ｉｖ２）等が算出されていて、どちらか一方の相電流ｉｕ２，ｉｖ２等が算出された場合は、前者から後者を引き算することにより、残りの相電流を算出する。更に、二つの相電流ｉｕ２，ｉｖ２等が算出されているときは、残りの相電流ｉｗ２等は、二つの相電流の和のマイナス値とする。

図３８〜図４１を参照して、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出方法の説明をする。ステップＳ２８０で第１インバータ駆動期間Ｔ１において電流ｉＤＣを検出する。ステップＳ２８２でＵＨがＯＮ状態、ＶＨ，ＷＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２８４に進む。否定判定ならば、ステップＳ２８６に進む。

ステップＳ２８４で相電流ｉｕ１＝ｉＤＣとする。ステップＳ２８６でＶＨがＯＮ状態、ＵＨ，ＷＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２８８に進む。否定判定ならば、ステップＳ２９０に進む。ステップＳ２８８で相電流ｉｖ１＝ｉＤＣとする。ステップＳ２９０でＷＨがＯＮ状態、ＵＨ，ＶＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２９２に進む。否定判定ならば、図３９中のステップＳ２９４に進む。ステップＳ２９２で相電流ｉｗ１＝ｉＤＣとする。

図３９中のステップＳ２９４でＵＨ，ＶＨがＯＮ状態、ＷＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２９６に進む。否定判定ならば、ステップＳ２９８に進む。ステップＳ２９６で検出電流（ｉｕ１＋ｉｖ１）＝ｉＤＣとする。ステップＳ２９８でＵＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＶＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３００に進む。否定判定ならば、ステップＳ３０２に進む。ステップＳ３０２で検出電流（ｉｕ１＋ｉｗ１）＝ｉＤＣとする。ステップＳ３０２でＶＨ，ＷＨがＯＮ状態、ＵＨがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３０４に進む。否定判定ならば、ステップＳ３０６に進む。

ステップＳ３０４で検出電流（ｉｖ１＋ｉｗ１）＝ｉＤＣとする。ステップＳ３０６で第１インバータ駆動期間Ｔ１が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３０８に進む。否定判定ならば、図３８中のステップＳ２８０に戻る。ステップＳ３０８で未検出相電流ｉｕ１等を検出電流（ｉｕ１＋ｉｖ１）等の値から検出済みの相電流領域ｉｖ１の値等を引き算して算出する。更に、未検出相電流ｉｗ１等を検出済みの二つの相電流ｉｕ１，１ｖ１等の和のマイナスとすることにより算出する。

図４０中のステップＳ３１０で第２インバータ駆動期間Ｔ２において電流ｉＤＣを検出する。ステップＳ３１２でＵＭがＯＮ状態、ＶＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３１４に進む。否定判定ならば、ステップＳ３１６に進む。

ステップＳ３１４で相電流ｉｕ２＝ｉＤＣとする。ステップＳ３１６でＶＭがＯＮ状態、ＵＭ，ＷＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３１８に進む。否定判定ならば、ステップＳ３２０に進む。ステップＳ３１８で相電流ｉｖ２＝ｉＤＣとする。ステップＳ３２０でＷＭがＯＮ状態、ＵＭ，ＶＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３２２に進む。否定判定ならば、図４１中のステップＳ３２４に進む。ステップＳ３２２で相電流ｉｗ２＝ｉＤＣとする。

図４１中のステップＳ３２４でＵＭ，ＶＭがＯＮ状態、ＷＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３２６に進む。否定判定ならば、ステップＳ３２８に進む。ステップＳ３２６で検出電流（ｉｕ２＋ｉｖ２）＝ｉＤＣとする。ステップＳ３２８でＵＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＶＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３３０に進む。否定判定ならば、ステップＳ３３２に進む。ステップＳ３３０で検出電流（ｉｕ２＋ｉｗ２）＝ｉＤＣとする。ステップＳ３３２でＶＭ，ＷＭがＯＮ状態、ＵＭがＯＦＦ状態であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３３４に進む。否定判定ならば、ステップＳ３３６に進む。

ステップＳ３３４で検出電流（ｉｖ２＋ｉｗ２）＝ｉＤＣとする。ステップＳ３３６で第２インバータ駆動期間Ｔ２が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３３８に進む。否定判定ならば、図４０中のステップＳ３１０に戻る。ステップＳ３３８で未検出相電流ｉｕ２等を相電流（ｉｕ２＋ｉｖ２）等の値から検出済みの相電流ｉｖ２の値等を引き算して算出する。更に、未検出相電流ｉｗ２等を検出済みの二つの相電流ｉｕ２，１ｖ２等の和のマイナスとすることにより算出する。

第１インバータ回路４Ａの駆動、第２インバータ回路４Ｂの非駆動の場合は、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２＝０として、第１インバータ駆動期間Ｔ１と同様にして、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を算出する。第１インバータ回路４Ａの非駆動、第２インバータ回路４Ｂの駆動の場合は、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１＝０として、第２インバータ駆動期間Ｔ２と同様にして、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を算出する。

第７実施形態によれば、電流センサ１２を直流電源２の正極側のＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタ電流よりも上流の電源ラインを流れる電流が検出されるように設けたのみなので、電流センサの数を少なくすることができ、インバータ装置のコストを削減できるとともに、サイズを小さくすることができる。

Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、初段のブリッジインバータ回路の入力側のバッテリの正極側が接続される電源ラインに流れる一次側直流電流を検知する電流センサを設ける。

この場合、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行う。そして、各電流センサを流れる電流及び各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に基づき負荷電流を算出する。

第８実施形態
図４２は本発明の第７実施形態によるインバータ装置の構成図であり、図３４中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。図４２に示すように、電流センサ１２を直流電源２の負極側のＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタ電流よりも下流側の電源ラインに流れる一次側直流電流を検出するように設けた点が図３３のインバータ装置と異なる。電流センサ１２の検出電流ｉＤＣはＵＬ，ＶＬ，ＷＬから直流電源２の負極側の電源ラインへ流れる電流を正とする。図４３に示すように、この場合の検出電流ＤＣと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１及び相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の関係は第７実施形態の場合と同じになる。よって、第８実施形態は、第７実施形態と同様の効果を奏する。

Ｍ（Ｍ≧３）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎ≧２）個の直列回路が並列に接続されたＭ段Ｎ相ブリッジインバータ回路と、Ｍ段Ｎ相ブリッジインバータ回路の各相のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目のスイッチング素子と（ｊ＋１）段目のスイッチング素子との接続点に各制御端子からなるＮ個の制御端子を有する第ｊ負荷が接続された構成においても、最終段のブリッジインバータ回路の出力側のバッテリの負極側が接続される電源ラインに流れる一次側直流電流を検知する電流センサを設ける。

この場合、パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、駆動期間毎に第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行う。そして、各電流センサを流れる電流及び各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態に基づき負荷電流を算出する。

本発明の第１実施形態によるインバータ装置を示す図である。 第１インバータ回路及び第２インバータ回路を説明する図である。 図１中のモータＥＣＵに係る機能ブロック図である。 第１インバータ回路及び第２インバータ回路の駆動を示すタイムチャートである。 第１インバータ駆動期間及び第２インバータ駆動期間を説明するための図である。 空間ベクトル変調方式による第１インバータ駆動期間及び第２インバータ駆動期間のＰＷＭ制御パターンを示す図である。 本発明の第１実施形態による電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２との関係の例を示す図である。 本発明の第１実施形態によるＩＧＢＴ素子のスイッチング状態と電流の関係を示す図である。 本発明の第１実施形態によるスイッチング関数と電流の関係を示す図である。 相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１、相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２とＰＷＭ制御パターン決定のタイミングを示す図である。 本発明の第１実施形態によるインバータ制御方法を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態による第１インバータの駆動制御方法を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態による相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の算出フローチャートである。 本発明の第１実施形態による第２インバータの駆動制御方法を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態による相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第２実施形態によるインバータ装置を示す図である。 本発明の第２実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第３実施形態によるインバータ装置を示す図である。 図１８中のモータＥＣＵに係る機能ブロック図である。 本発明の第３実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第３実施形態によるスイッチング状態と電流の関係を示す図である。 本発明の第３実施形態による相電流ｉｕ１＋ｉｕ２，ｉｖ１＋ｉｖ２，ｉｗ１＋ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第３実施形態による相電流ｉｕ１，ｉｕ２，ｉｖ１，ｉｖ２，ｉｗ１，ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第４実施形態によるインバータ装置を示す図である。 本発明の第４実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第５実施形態によるインバータ装置を示す図である。 図２６中のモータＥＣＵに係る機能ブロック図である。 本発明の第５実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第５実施形態によるスイッチング状態と電流の関係を示す図である。 本発明の第５実施形態による相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の算出フローチャートである。 本発明の第５実施形態による相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第６実施形態によるインバータ装置を示す図である。 本発明の第６実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第７実施形態によるインバータ装置を示す図である。 図３４中のモータＥＣＵに係る機能ブロック図である。 本発明の第７実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。 本発明の第７実施形態によるスイッチング状態と電流の関係を示す図である。 本発明の第７実施形態による相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の算出フローチャートである。 本発明の第７実施形態による相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の算出フローチャートである。 本発明の第７実施形態による相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第７実施形態による相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の算出フローチャートである。 本発明の第８実施形態によるインバータ装置を示す図である。 本発明の第８実施形態による電流センサに流れる電流と相電流の関係を示す図である。

符号の説明

２ バッテリ
３ インバータ装置
２０ ブリッジインバータ回路
６ 第１負荷
８ 第２負荷
１０ バッテリ検出センサ
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ 電流センサ
１２ 電流センサ
１８，１００，１２０，１３０ モータＥＣＵ

Claims (6)

1. ３段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、３つの前記直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路と、
   前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の１段目の前記スイッチング素子と２段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第１負荷と、
   前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の２段目の前記スイッチング素子と３段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第２負荷と、
   前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、
   前記第１負荷および前記第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記他方が駆動されて前記一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流とゼロベクトルによる前記スイッチング素子に流れる還流電流を検出する配置として、１段目乃至３段目のいずれかの段の各列に配置された複数の電流検出手段と、
   前記一方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記一方の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記一方に流れる負荷電流を算出し、かつ
   前記他方の駆動状態において、算出された前記一方に流れる負荷電流及び前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記他方の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記他方に流れる負荷電流を算出する電流算出手段と、
   を具備したことを特徴とするインバータ装置。
2. ３段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、３つの前記直列回路が並列に接続されたトリプルブリッジインバータ回路と、
   前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の１段目の前記スイッチング素子と２段目の前記スイッチング素子との第１接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第１負荷と、
   前記トリプルブリッジインバータ回路の各列の２段目の前記スイッチング素子と３段目の前記スイッチング素子との第２接続点に接続された各制御端子からなる３つの前記制御端子を有する第２負荷と、
   前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、
   前記第１負荷および前記第２負荷の何れか一方が駆動されて他方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記他方が駆動されて前記一方がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置として、前記第１接続点と２段目の段の各列の前記スイッチング素子との間、又は前記第２接続点と２段目の段の各列の前記スイッチング素子との間に配置された複数の電流検出手段と、
   前記一方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記一方に流れる負荷電流を算出し、かつ
   前記他方の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記他方に流れる負荷電流を算出する電流算出手段と、
   を具備したことを特徴とするインバータ装置。
3. 前記インバータ制御手段は、前記スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、該パルス幅変調方式における１キャリア周期内を２つ以下の駆動期間に分割し、該駆動期間毎に前記第１及び第２負荷を交互に時分割で通電制御を行う請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. Ｍ（Ｍは３以上の自然数）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）個の前記直列回路が並列に接続されたＭ段ブリッジインバータ回路と、
   前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の各列のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目の前記スイッチング素子と（前記ｊ＋１）段目の前記スイッチング素子との接続点に接続された各制御端子からなる前記Ｎ個の制御端子を有する第ｊ負荷と、
   前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、
   前記第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記何れか１つ以外である他が駆動されて前記何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流とゼロベクトルによる前記スイッチング素子に流れる還流電流を検出する配置として、前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の所定段の各列に配置された複数の電流検出手段と、
   前記何れか１つの駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記何れか１つの駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ
   前記何れか１つ以外である他の駆動状態において、算出された前記何れか１つに流れる負荷電流及び前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記何れか１つ以外である他の駆動状態に応じた前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出する電流算出手段と、
   を具備したことを特徴とするインバータ装置。
5. Ｍ（Ｍは３以上の自然数）段に配置されたスイッチング素子により直列回路が構成されるとともに、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）個の前記直列回路が並列に接続されたＭ段ブリッジインバータ回路と、
   前記Ｍ段ブリッジインバータ回路の各列のｊ（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）段目の前記スイッチング素子と（前記ｊ＋１）段目の前記スイッチング素子との第ｊ接続点に接続された各制御端子からなる前記Ｎ個の前記制御端子を有する第ｊ負荷と、
   前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するインバータ制御手段と、
   前記第ｊ負荷の何れか１つが駆動されて該何れか１つ以外である他がゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出し、前記何れか１つ以外である他が駆動されて前記何れか１つがゼロベクトルとなる状態で駆動負荷に対する前記スイッチング素子に流れる電流のみを検出する配置として、第ｋ（ｋは１から（Ｍ−２）までの自然数）接続点と（前記ｋ＋１）段目の段の各列の前記スイッチング素子との間、又は第（前記ｋ＋1）接続点と（前記ｋ＋１）段目の段の各列の前記スイッチング素子との間に配置された複数の電流検出手段と、
   前記何れか１つの駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つに流れる負荷電流を算出し、かつ
   前記何れか１つ以外である他の駆動状態において、前記複数の電流検出手段により検出された電流及び前記スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、前記何れか１つ以外である他に流れる負荷電流を算出する電流算出手段と、
   を具備したことを特徴とするインバータ装置。
6. 前記インバータ制御手段は、前記スイッチング素子のオン／オフをパルス幅変調方式に基づき行い、該パルス幅変調方式における１キャリア周期内を（Ｍ−１）個の以下の駆動期間に分割し、該駆動期間毎に前記第ｊ負荷（ｊは１から（Ｍ−１）までの自然数）を時分割で通電制御を行うことを特徴とする請求項４又は５記載のインバータ装置。