JP4870044B2 - 誘導電動機起動制御装置及び誘導電動機起動制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、誘導電動機起動制御装置及び誘導電動機起動制御方法に関し、特に、誘導電動機の起動電流を低減するのに好適な技術である。

誘導電動機は、固定子の作る回転磁界により、回転子の電気伝導体に誘導電流が発生し滑りに対応した回転トルクを発生させる電動機である。

この誘導電動機を交流電源で通電して直入れ起動すると、固定子のコイルに定格電圧が印可されるが、回転子が回転していないため、誘導電動機の固定子のコイルに流れる起動電流は、一次・二次の全漏れリアクタンスで定まり、その値は一般に小さいことから定格電流の５〜８倍の電流が誘導電動機の固定子のコイルに流れる。このような大電流が流れることは、電動機巻線の絶縁性等の面から誘導電動機の寿命とって悪い影響を及ぼす。

そこで、誘導電動機に大電流が流れることを防ぐ起動方法として、従来からインバータ起動、リアクトル起動、Ｙ−Δ起動等種々の方式が採用されている。

特開２００４−２６０９９１号公報 特開２００５−５７９８０号公報

しかし、従来の誘導電動機の起動方式としてのインバータ起動によれば、装置が複雑になり製造コストが高いため、数百ｋＷ以上と電動機容量が大きく高い制御性能を必要とする誘導電動機に主として採用されており、数〜数十ｋＷの比較的小容量で定速運転を行う電動機の場合には、リアクトル起動方式やＹ−Δ起動方式が主な起動方法として採用されている。

一方、Ｙ−Δ起動によっても、ＹからΔへの切替え時に大きな突入電流が流れるため誘導電動機の寿命に悪影響を及ぼし、リアクトル起動によっても、起動時の力率が非常に低いため起動効率が悪く、起動時の問題を抱えている。また、両起動方式は、小容量の誘導電動機に使用するには製造コスト的にも問題がある。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、誘導電動機の起動電流を低減して、従来よりも寿命への悪影響を抑えつつ、効率的に起動することが可能な誘導電動機の制御を簡便かつ低コストで行うことにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、交流電源と誘導電動機との間に直列に接続され、誘導電動機のコイルに印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、誘導電動機の起動時に、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御して、誘導電動機の回転数の増加が負荷電圧の増加に追従するように、負荷電圧を０から誘導電動機の定格電圧まで増加させるスイッチ制御部と、を備えることを特徴とする、誘導電動機起動制御装置が提供される。

かかる構成によれば、スイッチ制御部により、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することができる。そして、制御された磁気エネルギー回生双方向電流スイッチにより、誘導電動機の起動時に、誘導電動機の回転数の増加が追従するように、０から誘導電動機の定格電圧まで増加する負荷電圧を、誘導電動機に印可することができる。換言すれば、制御された磁気エネルギー回生双方向電流スイッチにより、起動時に誘導電動機に印可する交流の負荷電圧の振幅値を、誘導電動機の回転数の増加が追従するように０から誘導電動機の定格電圧まで増やすことができる。よって、誘導電動機の回転数が増加する前に、誘導電動機に大きな負荷電圧が印可されることを防ぐことができる。

また、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、第１経路に第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第２経路に第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとの間の第１経路と、第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとの間の第２経路との間に接続されたコンデンサと、を含み、スイッチ制御部は、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第１逆導通型半導体スイッチ及び第３逆導通型半導体スイッチと、第２逆導通型半導体スイッチ及び第４逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン／オフして、コンデンサに充電及び放電させ、かつ、スイッチ切替タイミングを変更することにより、コンデンサの充電量及び放電量を変化させ、負荷電圧を０から誘導電動機の定格電圧まで増加させてもよい。

かかる構成によれば、スイッチ制御装置により、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第１逆導通型半導体スイッチ及び第３逆導通型半導体スイッチと、第２逆導通型半導体スイッチ及び第４逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン／オフする。このようなスイッチングにより、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのコンデンサは、充電及び放電される。そして、この放電が十分にされない場合、コンデンサは、回路に対して抵抗として働く。よって、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、供給された定格電圧よりも低い低電圧を、起動直後の誘導電動機に印可することができる。

また、誘導電動機の起動時に、誘導機電動機の回転数の増加が追従可能な速さで０から誘導電動機の定格電圧まで増加する指令電圧を生成する指令電圧生成部と、誘導電動機に印可された負荷電圧を検出する負荷電圧検出部と、負荷電圧が指令電圧に追従するように、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのスイッチ切替タイミングと交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を変更するゲート位相角変更部と、を更に備え、スイッチ制御部は、ゲート位相角変更部により変更されたゲート位相角に基づくスイッチ切替タイミングで、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御してもよい。
かかる構成によれば、指令電圧生成部により、誘導電動機の回転数の増加が追従可能な速さで０から定格電圧まで増加する指令電圧を生成する。一方、負荷電圧検出部により、誘導電動機に印可された負荷電圧を検出する。そして、ゲート位相角変更部により、負荷電圧が指令電圧に追従するように、ゲート位相角を変更し、このゲート位相角だけ交流電源電圧のゼロクロスポイントからずれたスイッチ切替タイミングで、スイッチ制御部は、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチの制御を行う。従って、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、指令電圧に追従して変化する負荷電圧を誘導電動機に印可することができる。この際、指令電圧は、誘導電動機の回転数の増加が追従可能な速さで増加するため、誘導電動機の回転数が増加する前に、大きな電圧を印可することを防ぐことができる。

また、ゲート位相角変更部は、誘導電動機の起動時に、９０°以上２７０°以下の角度にゲート位相角を変更してもよい。
かかる構成によれば、スイッチ制御部により、このゲート位相角変更部が変更した９０°以上２７０°以下のゲート位相角に基づいて磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御するので、誘導電動機に印可する負荷電圧を交流電源の定格電圧以下にすることができる。

また、ゲート位相角変更部は、誘導電動機の起動時に、負荷電圧が指令電圧に追従するように、ゲート位相角を１８０°から１３０°へと減少させてもよい。
かかる構成によれば、ゲート位相角変更部により、ゲート位相角を１８０°から１３０°へと減少させることができる。これに伴い、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチから出力される負荷電圧を、誘導電動機の定格電圧まで増加させることができる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、誘導電動機に印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを用いて誘導電動機の起動を制御する誘導電動機起動制御方法であって、
誘導電動機の起動時に、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御して、誘導電動機の回転数の増加が負荷電圧の増加に追従するように、誘導電動機に印可する負荷電圧を０から誘導電動機の定格電圧まで増加させることを特徴とする、誘導電動機起動制御方法が提供される。
かかる構成によれば、誘導電動機の回転数が増加する前に、誘導電動機に大きな負荷電圧が印可されることを防ぐことができる。

また、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、第１経路に第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第２経路に第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとの間の第１経路と、第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとの間の第２経路との間に接続されたコンデンサと、を含み、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第１逆導通型半導体スイッチ及び第３逆導通型半導体スイッチと、第２逆導通型半導体スイッチ及び第４逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン／オフして、コンデンサに充電及び放電させ、かつ、スイッチ切替タイミングを変更することにより、コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、負荷電圧を０から誘導電動機の定格電圧まで増加させてもよい。

また、誘導機電動機の回転数の増加が追従可能な速さで０から誘導電動機の定格電圧まで増加する指令電圧を生成し、誘導電動機に印可する負荷電圧が指令電圧に追従するように、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのスイッチ切替タイミングと交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を変更し、変更したゲート位相角に基づくスイッチ切替タイミングで、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御してもよい。

また、誘導電動機の起動時に、ゲート位相角を９０°以上２７０°以下の角度に変更してもよい。

また、誘導電動機の起動時に、負荷電圧が指令電圧に追従するように、ゲート位相角を１８０°から１３０°へと減少させてもよい。

以上説明したように本発明によれば、誘導電動機の起動電流を低減して、従来よりも寿命への悪影響を抑えつつ、効率的に起動することが可能な誘導電動機の制御を簡便かつ低コストで行うことができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

＜従来のモータ＞
本願の実施形態に係る誘導電動機起動制御装置について説明する前に、図６を参照して、従来の誘導電動機の起動方法、特に直入れ起動について説明する。図６は、従来の直入れ起動時にモータに流れる起動電流を示すグラフである。

図６には、誘導電動機（以下「モータ」ともいう。）として定格電圧４００Ｖ、出力電力５．５ｋＷの籠型誘導電動機を使用し、このモータを直入れ起動した場合にモータに流れる起動電流の時間変化を示す。

図６に示すように、起動直後に４００Ｖの電圧をモータに印可することにより、最大で８３．４Ａの起動電流がモータに流れることが判る。この起動電流は、電動機巻線の耐絶縁性の面から、モータの寿命を短くする一要因となり、かつ、エネルギー効率の観点からも好ましくない。

尚、このようにモータの起動時に大電流が流れることは、モータの回転子が回転を開始する前から定格電圧を印可することによる。つまり、モータの回転子の回転速度が通常運転時の回転速度よりも低い状態においては、モータの固定子のコイルに流れる起動電流は、一次・二次の全漏れリアクタンスで定まり、その値は一般的に小さいことから定格電流の５〜８倍の電流が誘導電動機の固定子に流れることとなる。

そこで、本発明の発明者は、かかる誘導電動機の起動時における問題点ついて熟考し、モータの制御について鋭意研究を行った結果、本発明に想到した。以下、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置について説明する。

＜本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１００の構成＞
まず、図１及び図２を参照して、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成の概要を説明するための説明図であり、図２は、本実施形態に係るモータ制御装置の回路構成の一例を説明するための説明図である。

図１に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置１００は、誘導電動機起動制御装置の一例であって、交流電源２０とモータ１０との間に配置される。そして、モータ制御装置１００は、交流電源２０から交流電源電圧を印可され、モータ１０に交流の負荷電圧を印可する。この交流電源２０からの交流電源電圧の定格電圧（振幅値）をＶａとし、モータ１０に印可する交流の負荷電圧の振幅値をＶｌｏａｄとする。以下では、説明の便宜上、交流の負荷電圧及びこの負荷電圧の振幅値を総称して「負荷電圧Ｖｌｏａｄ」といい、電圧の大きさ等について説明をする際に、「負荷電圧Ｖｌｏａｄ」は、交流の負荷電圧の振幅値を示すものとする。

換言すれば、このモータ制御装置１００は、交流電源からの定格電圧Ｖａを変圧等して負荷電圧Ｖｌｏａｄをモータ１０に印可する。また、このモータ制御装置１００は、特にモータ１０の起動時にモータ１０に印可する負荷電圧Ｖｌｏａｄを調節する。尚、モータ１０は、交流電源２０とモータ制御装置１００との間に配置されたスイッチ３０がＯＮされることにより、起動される。

このモータ制御装置１００は、図１に示すように、ＭＥＲＳ１１０と、スイッチ制御部１２０と、位相検出部１３０と、ゲート位相角変更部１４０と、指令電圧生成部１５０と、負荷電圧検出部１６０と、を有する。

負荷電圧検出部１６０は、モータ１０に印可される電圧である負荷電圧Ｖｌｏａｄを検出し、検出した負荷電圧Ｖｌｏａｄを、ゲート位相角変更部１４０に出力する。尚、負荷電圧検出部１６０が検出する電圧は、Ｖｌｏａｄの実効値でもよい。

例えば、交流電源２０が三相電源であり、モータ１０が三相誘導電動機であった場合における負荷電圧検出部１６０の回路構成例を図２に示す。図２に示すように、負荷電圧検出部１６０は、例えば、三相−二相変換回路１６１と、実効値回路１６２と、ローパスフィルタ１６３と、を有する。

三相−二相変換回路１６１は、入力された三相交流電圧であるＶｌｏａｄを二相に変換する。そして、実効値回路１６２は、二相に変換されたＶｌｏａｄの相間電圧の実効電圧を算出する。更に、ローパスフィルタ１６３は、実効電圧が有する低周波のノイズを除去したＶｒｍｓをゲート位相角変更部１４０に出力する。

指令電圧生成部１５０は、例えばランプジェネレータ等で構成され、スイッチ３０とＭＥＲＳ１１０との間の経路から電圧等をタッピングし、モータ１０が起動されたこと、つまり定格電圧Ｖａが印可されたことを検出して動作を開始する。そして、動作を開始した指令電圧生成部１５０は、モータ１０の起動時に、所定の時間をかけてモータ１０の定格電圧までランプ状に上昇する指令電圧Ｖｏを生成してゲート位相角変更部１４０に出力する。この指令電圧Ｖｏは、起動時のモータ１０の負荷電圧Ｖｌｏａｄの増加量を調節するために使用される電圧である。

ゲート位相角変更部１４０は、負荷電圧検出部１６０が検出した負荷電圧Ｖｌｏａｄと指令電圧生成部１５０が生成した指令電圧Ｖｏとに基づいて、ＭＥＲＳ１１０の制御において時間的な基準として使用されるゲート位相角αを変更する。そして、ゲート位相角変更部１４０は、変更したゲート位相角αをスイッチ制御部１２０に出力する。このゲート位相角αは、電源電圧Ｖａの周期に対して、ＭＥＲＳ１１０のスイッチングをいつ行うかという時間的な基準を表す。

このゲート位相角変更部１４０の回路構成例について図２を参照して説明する。図２に示すように、ゲート位相角変更部１４０は、例えば、差分回路１４１と、ゲイン回路１４２と、リミッタ１４３と、ゲート位相角決定回路１４４と、を有する。

差分回路１４１は、負荷電圧検出部１６０が検出した負荷電圧Ｖｌｏａｄ（例えばＶｒｍｓ）と、指令電圧生成部１５０が生成した指令電圧Ｖｏとの差電圧ΔＶを算出する。ゲイン回路１４２は、差分回路１４１が算出した差電圧ΔＶをＫ倍に増幅し、ゲート位相角αの変更量Δαを出力する。つまり、ゲイン回路１４２では、Δα＝Ｋ×ΔＶの計算が行われる。

リミッタ１４３は、ゲイン回路１４２から出力されたゲート位相角αの変更量Δαが、下限値未満である場合は出力せず、上限値超過である場合は当該上限値を出力し、下限値以上で上限値未満である場合は変更量Δαを出力する。この下限値は、回路構成上のオフセット値であり、上限値は、ゲート位相角αの変更量Δαの最大値である。この下限値及び上限値は、回路構成及び実測値等を基に予め設定される。

ゲート位相角決定回路１４４は、ゲート位相角αを、既に設定されている値から、リミッタ１４３から出力されたゲート位相角αの変更量Δα又はその上限値だけ変更して決定する。そして、ゲート位相角決定回路１４４は、変更して新たに決定したゲート位相角αをスイッチ制御部に出力する。

位相検出部１３０は、交流電源２０とＭＥＲＳ１１０との間と、ＭＥＲＳ１１０とモータ１０との間とから電圧をタッピングして、定格電圧Ｖａを有する電源電圧の位相と負荷電圧Ｖｌｏａｄの位相とを検出する。そして、位相検出部１３０は、これらの位相に関する情報をスイッチ制御部１２０に供給する。

スイッチ制御部１２０は、位相検出部１３０が検出した電源電圧の位相及び負荷電圧Ｖｌｏａｄの位相と、ゲート位相角変更部１４０が出力したゲート位相角αとに基づいてＭＥＲＳ１１０を制御する。スイッチ制御部１２０による制御については後述する。

このスイッチ制御部１２０の回路構成例について図２を参照して説明する。図２に示すように、スイッチ制御部１２０は、スイッチ切替タイミング決定回路１２１と、ゲート信号生成回路１２２と、を有する。

スイッチ切替タイミング決定回路１２１は、ＭＥＲＳ１１０のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを切り替えるスイッチ切替タイミングを、位相検出部１３０が検出した電源電圧の位相のゼロクロスポイントから、ゲート位相角変更部１４０が変更したゲート位相角αだけずらして決定する。そして、スイッチ切替タイミング決定回路１２１は、この決定したスイッチ切替タイミングをゲート信号生成回路１２２に出力する。

ゲート信号生成回路１２２は、ＭＥＲＳ１１０のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを行うためのゲート信号を生成して、ＭＥＲＳ１１０の各スイッチに出力する。この際、ゲート信号生成回路１２２は、スイッチ切替タイミング決定回路１２１が決定したスイッチ切替タイミングで、ＭＥＲＳ１１０のスイッチのＯＮとＯＦＦとを切り替える。

ＭＥＲＳ１１０は、特許文献１に開示されている磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ（ＭＥＲＳ：Magnetic Energy Recovery Switch）の一例であって、交流電源２０とモータ１０との間に配置される。ＭＥＲＳ１１０は、スイッチ制御部１２０によって制御され、交流電源２０から供給される定格電圧Ｖａを有する電源電圧を変圧して、負荷電圧Ｖｌｏａｄをモータ１０に印加するための回路であり、この負荷電圧Ｖｌｏａｄを調整することができる。尚、このような磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによる誘導電動機の制御については、特許文献２にも開示されている。

（ＭＥＲＳ１１０の構成）
このＭＥＲＳ１１０の構成について、図１を参照して説明する。
図１に示すように、ＭＥＲＳ１１０は、ブリッジ回路と、コンデンサＣと、を含む。

ブリッジ回路は、２つの経路に２つづつ配置された４つの逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４によって構成され、コンデンサＣは、ブリッジ回路の２つの経路の間に配置される。

より詳細には、ブリッジ回路は、交流電源２０と接続される交流端子ａ（以下、端子ａという）から、端子ｂを介して、モータ１０と接続される交流端子ｄ（以下、端子ｄという）までの経路である第１経路と、端子ａから端子ｃを介して端子ｄまでの経路である第２経路とを含み、第１経路には、端子ｄと端子ｂとの間に逆導通型半導体スイッチ１１１が配置され、端子ｂと端子ａとの間に逆導通型半導体スイッチ１１４が配置される。そして、第２経路には、端子ｄと端子ｃとの間に逆導通型半導体スイッチ１１２が配置され、端子ｃと端子ａとの間に逆導通型半導体スイッチ１１３が配置される。そして、コンデンサＣは、端子ｂと端子ｃとの間に配置される。

各逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４は、スイッチＯＦＦで一方向（以下「順方向」という。）に導通し、スイッチＯＮで他方向（以下「逆方向」という。）にも導通するスイッチであり、例えば、半導体スイッチとダイオードとの並列接続によって構成される。より詳細には、逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４のそれぞれは、１つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、当該ダイオードＤ１〜Ｄ４に並列に接続された１つの半導体スイッチＳ１〜Ｓ４とを含む。

しかし、逆導通型半導体スイッチは、かかる例に限定されず、上記の導通制御が可能であれば如何なるスイッチであってもよく、例えば、パワーＭＯＳ ＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ等であってもよく、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチとダイオードとの並列接続であってもよい。

また、各逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４は、順方向が以下のようになるように配置される。つまり、逆導通型半導体スイッチ１１１及び逆導通型半導体スイッチ１１３を第１ペアとし、逆導通型半導体スイッチ１１２及び逆導通型半導体スイッチ１１４を第２ペアとすると、第１ペアの逆導通型半導体スイッチ１１１及び逆導通型半導体スイッチ１１３は、順方向が同じ方向になるように配置され、第２ペアの逆導通型半導体スイッチ１１２及び逆導通型半導体スイッチ１１４は、順方向が同じ方向になるように配置され、第１ペアと第２ペアとは、順方向が相互に逆向きになるように配置される。

すなわち、並列に配置される逆導通型半導体スイッチ同士は、各順方向が逆向きになり、かつ、直列に配置される逆導通型半導体スイッチ同士も、各順方向が逆向きになるように配置される。還元すれば、対角線上に配置された逆導通型半導体スイッチは、各順方向が同方向になるように配置される。

各逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４のスイッチＯＮ／ＯＦＦ、つまり、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦは、それぞれのゲートＧ１〜Ｇ４へのＯＮ信号の入力によって行われる。より詳細には、各ゲートＧ１〜Ｇ４は、スイッチ制御部１２０に接続されており、スイッチ制御部１２０が生成するゲート信号（ＯＮ信号）が入力される。つまり、スイッチ制御部１２０のゲート信号が入力された場合に、各逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４は、順方向だけでなく逆方向にも導通する。

（ＭＥＲＳ１１０の特性）
ここで、ＭＥＲＳ１１０の動作を説明することにより、ＭＥＲＳ１１０の特性について説明する。

ＭＥＲＳ１１０は、ペア内の逆導通型半導体スイッチは、同時にＯＮ／ＯＦＦされ、一方のペアがＯＮの時、他方のペアはＯＦＦにされる。ここでは、この一方のペアがＯＮされ他方のペアがＯＦＦされた状態から、一方のペアがＯＦＦされ他方のペアがＯＮされた状態への切り替えを、「スイッチング」といい、このスイッチングが行われる時点を、「スイッチ切替タイミング」という。

このスイッチングは、交流電源２０の電源電圧の周期の１／２の周期で行われる。そして、電源電圧が０となる時点を「ゼロクロスポイント」というが、このゼロクロスポイントとスイッチ切替タイミングとの時間差が、上述の「ゲート位相角α」である。換言すれば、ゼロクロスポイントからゲート位相角αだけ位相がずれた周期でスイッチングが行われる。

更に、ゲート位相角αは、全ての逆導通型半導体スイッチが電源電圧の印可方向に対して導通する際に０°に決定される。つまり、α＝０°では、図１に示す方向にＶａが印可された場合、逆導通型半導体スイッチ１１１，１１３がＯＮされ、導通経路として端子ａ→端子ｂ→端子ｄと、端子ａ→端子ｃ→端子ｄとが確保される。また、図１に示す方向と逆方向にＶａが印可された場合、逆導通型半導体スイッチ１１２，１１４がＯＮされ、導通経路として端子ｄ→端子ｃ→端子ａと、端子ｄ→端子ｂ→端子ａとが確保される。

このゲート位相角αを０°からずらすと、逆導通型半導体スイッチのペアの一方が電源電圧の印可方向に対して導通しない時間が発生する。つまり、α≠０°の場合、例えば、図１に示す方向にＶａが印可される際に、αの大きさに応じた時間間隔だけ、逆導通型半導体スイッチ１１２，１１４だけがＯＮされ、コンデンサＣに電圧が印可される状態（導通経路が端子ａ→端子ｂ→端子ｃ→端子ｄとなった状態）が発生する。電圧が逆に印可された場合にも同様に、αの大きさに応じた時間間隔だけ、逆導通型半導体スイッチ１１１，１１３だけがＯＮされ、コンデンサＣに電圧が印可された状態（導通経路が端子ｄ→端子ｂ→端子ｃ→端子ａとなった状態）が発生する。このコンデンサＣに印可される電圧は、電源電圧の方向によらず一方向に印可される（図１では、端子ｂ→端子ｃ）。

従って、ゲート位相角αを０°からずらすと、電源電圧の周期に対して、コンデンサＣに充電が行われる期間と、全ての逆導通型半導体スイッチが電源電圧の印可方向に対して導通してコンデンサＣの放電が行われる期間とが生じる。この結果として、ゲート位相角αを制御することにより、コンデンサＣの充電及び放電を調整することができ、ＭＥＲＳ１１０から出力される電圧（図２では、負荷電圧Ｖｌｏａｄ）を制御することが可能となる。ここで、この出力電圧の大きさは、Ｖｌｏａｄ＝Ｖａ×ｓｉｎα／ｃｏｓΦで表される。尚、Φは、モータ１０の力率角である。

このゲート位相角αに対する出力電圧Ｖｌｏａｄの変化についてより詳細に説明すれば、以下のようになる。

電源電圧としてＶａが印可された場合、ＭＥＲＳ１１０のスイッチングによってコンデンサＣへの充放電が行われ、放電する際にコンデンサＣは、ベクトルＶｍｅｒｓの電圧を出力する。ただし、このベクトルＶｍｅｒｓは、ベクトルＶａに対してゲート位相角αだけ遅延又は先行する。従って、ベクトルＶａとベクトルＶｍｅｒｓとの和の電圧がＶｌｏａｄとしてＭＥＲＳ１１０から出力される。そして、Ｖｌｏａｄが印可された負荷には、リアクタンス成分等により進み位相又は遅れ位相Φの電流Ｉが流れる。

また、ベクトルＶｌｏａｄはベクトルＶａとベクトルＶｍｅｒｓとの和であるため、｜Ｖｍｅｒｓ｜にもよるが、０°＜α＜９０°では、｜Ｖｌｏａｄ｜＞｜Ｖａ｜となる。従って、ＭＥＲＳ１１０は、ゲート位相角αによってＶａよりも高電圧を出力することができる。一方、α＞９０°では、｜Ｖｌｏａｄ｜＜｜Ｖａ｜となりうる。この両者の境界である｜Ｖｌｏａｄ｜＝｜Ｖａ｜となるゲート位相角αの値は、｜Ｖｍｅｒｓ｜の変化によって異なるが、９０°以下になることはない。尚、｜Ｖｍｅｒｓ｜は、コンデンサＣの容量や負荷の特性、ゲート位相角αの大きさ等により変化する。

このようにゲート位相角αに対して変化する出力電圧｜Ｖｌｏａｄ｜の測定例を図３に示す。図３は、ゲート位相角に対するＭＥＲＳ１１０の出力電圧の変化の一例を示すグラフである。

図３に示すように、α＝０°では、ほぼ入力電圧Ｖａに等しい電圧が出力される。しかし、αを大きくすると、Ｖａよりも大きいＶｌｏａｄが出力され、α＝１３０°で｜Ｖｌｏａｄ｜＝｜Ｖａ｜となる。更にαを大きくすると、｜Ｖｌｏａｄ｜は｜Ｖａ｜よりも小さくなり、α＝１８０°で｜Ｖｌｏａｄ｜＝０となる。尚、α＞１８０°において、Ｖｌｏａｄは、α＝１８０°で反転させたような変化を示す。

従って、この測定例では、１３０°＜α＜２３０°とすることにより、｜Ｖｌｏａｄ｜を｜Ｖａ｜未満にすることができる。また、この｜Ｖｌｏａｄ｜＝｜Ｖａ｜となるゲート位相角αは、コンデンサＣの容量、負荷のリアクタンス成分等の特性によって異なるので、これらを適切に選択することにより、９０°＜α＜２３０°の範囲内で｜Ｖｌｏａｄ｜を｜Ｖａ｜未満にすることができる。

＜本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１００の動作＞
以上、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１００の構成について説明した。
次に、図４を参照して、上記構成を有するモータ制御装置１００の動作について説明する。図４は、本実施形態に係るモータ制御装置１００の一動作を説明するためのフローチャートである。

（指令電圧生成ステップＳ１０１）
まず、モータ１０のＯＮ／ＯＦＦを制御するスイッチの一例であるスイッチ３０がＯＮされると、交流電源２０と、モータ制御装置１００のＭＥＲＳ１１０と、モータ１０とが１つの閉回路を形成する。そして、この閉回路が形成されると、指令電圧生成部１５０が動作を開始する。動作を開始した指令電圧生成部１５０は、指令電圧Ｖｏをゲート位相角変更部１４０に出力する。

指令電圧Ｖｏは、モータ１０の起動を開始した時点から所定の時間をかけて、０Ｖから定格電圧Ｖａまで、ランプ状に増加する電圧である。つまり、指令電圧Ｖｏは、０Ｖから定格電圧Ｖａまで一次関数的に増加する。この指令電圧Ｖｏの増加は、実測値等を参考に予め設定されている。尚、この指令電圧Ｖｏの単位時間あたりの増加量は、モータ１０の回転子の回転数の増加が追従可能な量に設定される。

換言すれば、指令電圧Ｖｏの増加量を大きくすると、後述するモータ制御装置１００の動作により、この指令電圧Ｖｏの増加に追従して負荷電圧Ｖｌｏａｄも増加する。つまり、モータ１０の回転子の回転数が低い場合、つまり、この負荷電圧Ｖｌｏａｄの増加に対して、モータ１０の回転子の回転数の増加が追従していない場合には、モータ１０に大きな起動電流Ｉが流れる。従って、予めモータ１０への起動電流Ｉの最大値を定め、実際にモータ１０に流れる起動電流Ｉを実測して、この起動電流Ｉが最大値を超えない範囲内で、負荷電圧Ｖｌｏａｄの増加量を定める。そして、この実測により定めた負荷電圧Ｖｌｏａｄの増加量から、指令電圧Ｖｏの増加量を定めることができる。

（負荷電圧検出ステップＳ１０３）
次に、負荷電圧検出部１６０により、モータ１０の負荷電圧Ｖｌｏａｄを検出する。
より具体的には、例えば、負荷電圧検出部１６０は、ＭＥＲＳ１１０と負荷電圧Ｖｌｏａｄとの間の経路から電圧をタッピングする。そして、三相−二相変換回路１６１により三相の電圧を二相の電圧に変換し、実効値回路１６２により、この変換した二相の電圧から二相間の実効電圧を算出する。その後、実効電圧は、ローパスフィルタ１６３により低周波ノイズを除去される。そして、この負荷電圧Ｖｌｏａｄ（低周波ノイズが除去された実効電圧、例えばＶｒｍｓ）は、ゲート位相角変更部１４０に出力される。

（指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの比較ステップＳ１０５）
そして、指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとを受け取ったゲート位相角変更部１４０により、この指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの比較が行われ、両者の差がオフセット値未満の場合、動作を終了し、両者の差がオフセット値以上である場合は、次にステップに進む。

より具体的には、例えば、差分回路１４１により、指令電圧Ｖｏから負荷電圧Ｖｌｏａｄを減算してえられる差電圧ΔＶを算出する。そして、ゲイン回路１４２により、この差電圧ΔＶをＫ倍してゲート位相角αの変更量Δαを算出し、リミッタ１４３により、変更量Δαがオフセット値以下である場合には、変更量を出力せずに動作を終了する。一方、変更量Δαがオフセット値以上である場合には、変更量Δαは、ゲート位相角決定回路１４４に出力される。この際、変更量Δαがオフセット値以上であり、更に所定の上限値超過である場合には、変更量Δαの代わりに上限値が、ゲート位相角決定回路１４４に出力される。

このオフセット値は、実測値や回路構成等から予め定められた値であり、適宜変更可能である。尚、ゲート位相角αを｜Ｖｌｏａｄ｜＝｜Ｖａ｜となる角度（例えば、１３０°）に設定しても、モータ１０に印可される負荷電圧Ｖｌｏａｄは、電源電圧Ｖａから回路の抵抗やリアクタンス成分等により降下する。この降下した電圧値の大きさを実測しておき、このオフセット値として設定することが可能である。また、各回路の抵抗やリアクタンス成分等を考慮し、制御ゲインの調製を行うことにより、このオフセット値をゼロにすることも可能である。

また、上記の上限値も、実測値や回路構成等から予め定められた値であり、適宜変更可能である。尚、ゲート位相角αの変更量Δαを大きな値に設定すると、ゲート位相角αの変更量が大きすぎ、指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの差が増大してしまう。従って、この上限値も、実測値や回路構成等から予め定めておくことが好ましい。

（ゲート位相角変更ステップＳ１０７）
説明をモータ制御装置１００の動作に戻す。
上記の比較ステップＳ１０５において、ゲート位相角αの変更量Δαがリミッタ１４３から出力された場合について説明すると、以下の動作が行われる。尚、変更量Δαに代わり上限値が出力された場合も同様であるため、以下では、変更量Δαが出力された場合について説明する。

つまり、次の動作として、ゲート位相角変更部１４０により、ゲート位相角αは、上記の変更量Δαだけ変更されて、新たなゲート位相角αとして設定され、スイッチ制御部１２０に出力される。

より具体的には、変更量Δαを受け取ったゲート位相角決定回路１４４は、新たなゲート位相角αを、それ以前に設定されていたゲート位相角αから変更量Δαだけ変更した値に設定する。そして、ゲート位相角決定回路１４４は、新たに設定したゲート位相角αをスイッチ制御部１２０に出力する。

（スイッチ制御ステップＳ１０９）
そして、新たに設定されたゲート位相角αを受け取ったスイッチ制御部１２０により、ゲート位相角αに基づいたスイッチ切替タイミングでＭＥＲＳ１１０の各逆導通型半導体スイッチ１１１〜１１４をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号が生成され、ＭＥＲＳ１１０に送られる。結果、ＭＥＲＳ１１０は、このゲート信号により制御される。

ゲート信号の入力を受けたＭＥＲＳ１１０は、ゲート位相角αが変更されたことにより、上述したように、ゲート位相角αに基づいて変更された負荷電圧Ｖｌｏａｄをモータ１０に印可する。

以上、モータ制御装置１００の一連の動作について説明した。尚、この動作は、スイッチ制御ステップ（Ｓ１０９）が行われている間に、負荷電圧検出ステップ（Ｓ１０３）以降の動作が順次実行される。よって、モータ１０が起動されてから、負荷電圧検出ステップ（Ｓ１０３）〜スイッチ制御ステップ（Ｓ１０９）は、指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの差電圧ΔＶ（本実施形態では変更量Δα）がオフセット値未満となるまで、繰り返される。一方、この動作とは独立して、指令電圧生成ステップ（Ｓ１０１）で生成された指令電圧Ｖｏは、所定の時間をかけて０Ｖから定格電圧Ｖａまで変化する。従って、上記の負荷電圧検出ステップ（Ｓ１０３）〜スイッチ制御ステップ（Ｓ１０９）を通じて、ＭＥＲＳ１１０から出力される負荷電圧Ｖｌｏａｄは、指令電圧Ｖｏの変化に追従して変化する。

この結果、負荷電圧Ｖｌｏａｄは、指令電圧Ｖｏの最大値である定格電圧Ｖａ近傍まで増加し、所定の時間後には、モータ１０に通常運転時と同様の定格電圧Ｖａが印可される（Ｖｌｏａｄ≒Ｖａ）。そして、モータ１０の起動時の動作を終えたモータ制御装置１００は、最後に決定したゲート位相角αでスイッチングを行うことにより、モータ１０の通常運転を行う。

＜本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１００の動作の一例＞
この動作の一例について、図５を参照して説明する。
図５は、本実施形態に係るモータ制御装置１００の動作の一例を説明するためのグラフである。

尚、図５の（Ａ）は、負荷電圧Ｖｌｏａｄ等の電圧及びモータ１０に流れる起動電流Ｉの時間変化を示すグラフであり、（Ｂ）は、ゲート位相角αの時間変化を示すグラフである。また、以下では、例えば、交流電源２０の定格電圧Ｖａは、約４００Ｖであり、定格電流Ｉは、約９．４Ａである場合について説明する。この際、オフセット値は、例えば、電圧換算すると約２５Ｖとする。

図５の（Ａ）に示すように、時間が０秒の時点において、スイッチ３０がＯＮされ、モータ１０が起動される。指令電圧生成部１５０は、例えば、０Ｖから定格電圧Ｖａまで、約２５秒の時間をかけて増加する指令電圧Ｖｏを出力する。

この指令電圧Ｖｏが出力されることにより、上記の動作を通じてゲート位相角αは、図５の（Ｂ）に示すように変更される。このゲート位相角αの変更量Δαは、上述のように指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの差電圧ΔＶをＫ倍することによって決定される。

このゲート位相角αが変更される様子を定性的に説明すると以下のようになる。
（Ａ）に示すように、例えば、スイッチ３０がＯＮされてから１５秒の時点において、指令電圧Ｖｏと負荷電圧Ｖｌｏａｄとの間には、差電圧ΔＶ１だけの差がある。このΔＶ１がＫ倍され、（Ｂ）に示す変更量Δα１が算出される。このΔα１がオフセット値以上であり上限値以下である場合、１５秒の時点において設定されていたゲート位相角α１は、Δα１だけ変更されて、新たなゲート位相角α２が設定される。そして、次の時点（例えば、１５秒の時点からΔｔ秒後）においては、ゲート位相角α２によって、スイッチ切替タイミングが決定され、このスイッチ切替タイミングで、ＭＥＲＳ１１０の制御が行われる。この結果、１５秒の時点でＶ１であった負荷電圧Ｖｌｏａｄは、次の時点（例えば、１５秒の時点からΔｔ秒後）においては、Ｖ２へと増加される。従って、この動作が繰り返されることにより、負荷電圧Ｖｌｏａｄは、上記の指令電圧Ｖｏの増加に追従して増加する。

上記のように変更されたゲート位相角αは、図５（Ｂ）に示すように起動した直後（０秒）の約１６５°から約１３秒の時点及び約２５秒の時点には１３０°へと減少されている。尚、起動した直後のゲート位相角αを１８０°にすることも可能であるが、この例では１６５°となっている。これは、モータ１０を前回起動したときに印可された電圧が残留電圧としてモータ１０の固定子の巻線に残留しているため、図５（Ａ）に示すように０秒の時点におけるＶｌｏａｄの値が０でない所定の値をとることに由来する。よって、この残留電圧を取りにのぞくことにより、０秒の時点におけるゲート位相角αを１８０°にすることができる。尚、この残留電圧を取り除くことにより、０秒の時点における負荷電圧Ｖｌｏａｄを０とすることができることは言うまでもない。

この際に、モータ１０に流れる起動電流Ｉを図５の（Ａ）に示す。起動電流Ｉは、モータ１０を起動してから（０秒の時点から）徐々に増加し、最大で３５．９Ａとなった後降下し、約２２秒後には、モータ１０の定格電流値にほぼ等しい約９．３７Ａとなる。

上述のように従来の直入れ起動の場合、モータ１０には最大で約８３．４Ａの起動電流が流れたことと比較すると、本実施形態に係るモータ制御装置１００によれば、起動時にモータ１０に流れる起動電流Ｉの最大値を約１／２倍にまで減少させることができることが判る。尚、指令電圧Ｖｏの増加量や回路構成等を変更することにより、このモータ１０に流れる起動電流Ｉの最大値を更に減少させることも可能である。

＜本実施形態に係るモータ制御装置１００による効果＞
以上、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１００の構成及び動作について説明した。このモータ制御装置１００によれば、モータ１０の起動時に、モータ１０に流れる起動電流Ｉを減少させたソフトスタートを行うことができるため、モータ１０の巻線にかかる負荷を低減することができ、モータ１０の長寿命化を実現することができる。

そして、モータ制御装置１００の構成は、上述のように単純であり、各構成回路も安価であるため、リアクトル起動やＹ−Δ起動のような他の起動方式に必要な装置よりも製造コストを削減することが可能である。

更に、ＭＥＲＳ１１０のコンデンサＣにより、交流電源２０から供給される定格電圧Ｖａと、ＭＥＲＳ１１０から出力される負荷電圧Ｖｌｏａｄとの差分の電気エネルギーの一部を回生することができる。従って、モータ１０の起動時の力率を高めることができる。

また、モータ制御装置１００は、モータ１０の起動電流Ｉを減少させ、かつ、力率を向上させることができるので、モータ１０の起動時の消費電力を削減することができ、エネルギー効率を高めることができる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記実施形態では、スイッチ制御部１２０，ゲート位相角変更部１４０，及び負荷電圧検出部１６０の回路構成例を示した。しかし、本発明はかかる例に限定されず、スイッチ制御部１２０，ゲート位相角変更部１４０，及び負荷電圧検出部１６０が、上述の動作を行いうる如何なる回路で構成されても良い。

また、上記実施形態では、ゲート位相角変更部１４０は、ゲート位相角決定回路１４４を有するとした。しかし、本発明はかかる例に限定されず、ゲート位相角変更部１４０は、例えば、ゲート位相角決定回路１４４を備えなくても良い。この場合、例えば、ゲート位相角変更部１４０は、ゲート位相角αの変更量Δα又は上限値をスイッチ制御部１２０に出力し、スイッチ制御部１２０は、この変更量Δα又は上限値だけ、スイッチ切替タイミングを変更しても良い。

また、上記実施形態では、指令電圧Ｖｏは、０Ｖから定格電圧Ｖａまでランプ状に増加する電圧であるとしたが、本発明はかかる例に限定されない。この指令電圧Ｖｏは、ランプ状、すなわち時間に対して一次関数的に増加する以外にも、例えば、時間に対して二次関数的に増加してもよく、逆関数的に増加してもよい。他にも、指令電圧Ｖｏは、所定の時間をかけて緩やかに増加するように設定することができる。

また、上記実施形態では、ゲイン回路１４２の後段にリミッタ１４３が配置され、オフセット値及び上限値は、ゲート位相角αの変更量Δαに対する値であるとして説明した。しかし、本発明はかかる例に限定されない。例えば、リミッタ１４３は、ゲイン回路１４２の前段に配置され、差分回路１４１から出力される差電圧ΔＶに対する値として、オフセット値及び上限値を設定してもよい。この場合のオフセット値及び上限値は、上記実施形態と同様に決定されるため、ここでの詳しい説明は省略する。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成の概要を説明するための説明図である。 同実施形態に係るモータ制御装置の回路構成の一例を説明するための説明図である。 ゲート位相角に対するＭＥＲＳの出力電圧の変化の一例を示すグラフである。 同実施形態に係るモータ制御装置の一動作を説明するためのフローチャートである。 同実施形態に係るモータ制御装置の動作の一例を説明するためのグラフである。 従来の直入れ駆動時にモータに流れる起動電流を示すグラフである。

符号の説明

１０ モータ
２０ 交流電源
３０ スイッチ
１００ モータ制御装置
１１０ ＭＥＲＳ
１２０ スイッチ制御部
１２１ スイッチ切替タイミング決定回路
１２２ ゲート信号生成回路
１３０ 位相検出部
１４０ ゲート位相角変更部
１４１ 差分回路
１４２ ゲイン回路
１４３ リミッタ
１４４ ゲート位相角決定回路
１５０ 指令電圧生成部
１６０ 負荷電圧検出部
１６１ 三相−二相変換回路
１６２ 実効値回路
１６３ ローパスフィルタ
１１１，１１２，１１３，１１４ 逆導通型半導体スイッチ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ 半導体スイッチ
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４ ゲート
Ｃ コンデンサ
Ｌ リアクタンス成分
Ｒ 抵抗成分

Claims (10)

1. 交流電源と誘導電動機との間に直列に接続され、前記誘導電動機に印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記誘導電動機の起動時に、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御して、前記誘導電動機の回転数の増加が前記負荷電圧の増加に追従するように、前記負荷電圧を０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加させるスイッチ制御部と、
   を備えることを特徴とする、誘導電動機起動制御装置。
2. 前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、
   第１経路に第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第２経路に第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、
   前記第１逆導通型半導体スイッチと前記第４逆導通型半導体スイッチとの間の前記第１経路と、前記第２逆導通型半導体スイッチと前記第３逆導通型半導体スイッチとの間の前記第２経路との間に接続されたコンデンサと、
   を含み、
   前記スイッチ制御部は、
   前記交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、前記第１逆導通型半導体スイッチ及び前記第３逆導通型半導体スイッチと、前記第２逆導通型半導体スイッチ及び前記第４逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン／オフして、前記コンデンサに充電及び放電させ、かつ、
   前記スイッチ切替タイミングを変更することにより、前記コンデンサの充電量及び放電量を変化させ、前記負荷電圧を０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加させることを特徴とする、請求項１に記載の誘導電動機起動制御装置。
3. 前記誘導電動機の起動時に、前記誘導機電動機の回転数の増加が追従可能な速さで０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加する指令電圧を生成する指令電圧生成部と、
   前記誘導電動機に印可された負荷電圧を検出する負荷電圧検出部と、
   前記負荷電圧が前記指令電圧に追従するように、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチの前記スイッチ切替タイミングと前記交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を変更するゲート位相角変更部と、
   を更に備え、
   前記スイッチ制御部は、前記ゲート位相角変更部により変更された前記ゲート位相角に基づく前記スイッチ切替タイミングで、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、請求項２に記載の誘導電動機起動制御装置。
4. 前記ゲート位相角変更部は、前記誘導電動機の起動時に、９０°以上２７０°以下の角度に前記ゲート位相角を変更することを特徴とする、請求項３に記載の誘導電動機起動制御装置。
5. 前記ゲート位相角変更部は、前記誘導電動機の起動時に、前記負荷電圧が前記指令電圧に追従するように、前記ゲート位相角を１８０°から１３０°へと減少させることを特徴とする、請求項４に記載の誘導電動機起動制御装置。
6. 誘導電動機に印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを用いて前記誘導電動機の起動を制御する誘導電動機起動制御方法であって、
   前記誘導電動機の起動時に、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御して、前記誘導電動機の回転数の増加が前記負荷電圧の増加に追従するように、前記誘導電動機に印可する負荷電圧を０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加させることを特徴とする、誘導電動機起動制御方法。
7. 前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、
   第１経路に第１逆導通型半導体スイッチと第４逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第２経路に第２逆導通型半導体スイッチと第３逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、
   前記第１逆導通型半導体スイッチと前記第４逆導通型半導体スイッチとの間の前記第１経路と、前記第２逆導通型半導体スイッチと前記第３逆導通型半導体スイッチとの間の前記第２経路との間に接続されたコンデンサと、
   を含み、
   交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、前記第１逆導通型半導体スイッチ及び前記第３逆導通型半導体スイッチと、前記第２逆導通型半導体スイッチ及び前記第４逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン／オフして、前記コンデンサに充電及び放電させ、かつ、
   前記スイッチ切替タイミングを変更することにより、前記コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、前記負荷電圧を０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加させることを特徴とする、請求項６に記載の誘導電動機起動制御方法。
8. 前記誘導機電動機の回転数の増加が追従可能な速さで０から前記誘導電動機の定格電圧まで増加する指令電圧を生成し、
   前記誘導電動機に印可する負荷電圧が前記指令電圧に追従するように、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチの前記スイッチ切替タイミングと前記交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を変更し、
   前記変更したゲート位相角に基づく前記スイッチ切替タイミングで、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、請求項７に記載の誘導電動機起動制御方法。
9. 前記誘導電動機の起動時に、前記ゲート位相角を９０°以上２７０°以下の角度に変更することを特徴とする、請求項８に記載の誘導電動機起動制御方法。
10. 前記誘導電動機の起動時に、前記負荷電圧が前記指令電圧に追従するように、前記ゲート位相角を１８０°から１３０°へと減少させることを特徴とする、請求項９に記載の誘導電動機起動制御方法。

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