JP4786705B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、複数のインバータを直列に接続した電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置としての駆動装置は、３相負荷、例えば３相ＡＣモータへの各相出力線に複数の電力セルを直列に接続して採用する。３相ＡＣ入力電力は、電源変圧器の１次巻線回路に供給される。１次巻線回路は複数の２次巻線回路を付勢し、２次巻線回路の各々と関連する３相電力は、それぞれ電力セルに供給される。複数の電力セルは相出力線の各々に接続し、各電力セルは３相入力コンバータと、平滑フィルタと、単相出力コンバータとを備える（例えば、特許文献１参照）。

特開２００１−１０３７６６号公報

このような従来の電力変換装置では、出力電圧・電流の高調波の低減、出力電圧増大などの目的で複数のインバータを直列接続するものであるが、それぞれのインバータの電力源としてコンバータが必要である。さらに一つの交流電源に電位が異なる多数のコンバータを接続する構成上、スイッチング素子等の部品点数が多くなると共に、絶縁用に大きく重い多巻線変圧器が必要であるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、各相で複数のインバータを直列接続した電力変換装置において、複数のインバータの内、直流入力となる直流電源に電力供給するコンバータを省略したインバータを含むことを可能とし、小型化、簡略化が促進された電力変換装置に適した構造を提供することを目的とする。

この発明による第１の電力変換装置は、電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各単相インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたものである。

この発明による第２の電力変換装置は、電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、該第２の直流電源を初期充電するために上記第１、第２の各インバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を充電するように上記第１、第２の各インバータを出力制御するものである。

この発明による第１の電力変換装置では、第２のインバータの入力となる第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各インバータの出力電圧指令を調整するため、第２の直流電源に外部から電力供給するためのコンバータが省略、あるいは簡略化でき、電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。

この発明による第２の電力変換装置では、初期充電制御装置を備えて、第２のインバータの入力となる第２の直流電源に上記第１、第２のインバータを介して充電するようにしたため、第２のインバータは、第２の直流電源に外部の電源からコンバータを介した初期充電が不要となり、コンバータを省略して電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による３相メインインバータの回路図である。 この発明の実施の形態１によるコンバータの回路図である。 この発明の実施の形態１による単相サブインバータの回路図である。 この発明の実施の形態１に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態１に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態２に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態３に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態４に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態５に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態５に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態６に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態６に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態７による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態７に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態７に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態８に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態９による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態９に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態９に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態１０に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態１１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１１に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。 この発明の実施の形態１２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１３に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側が直列に接続される。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相の単相サブインバータ２ａは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ａを備え、交流側は一端を３相メインインバータ１に、一端を負荷１２に接続されている。ｖ相、ｗ相の単相サブインバータ２ｂ、２ｃについても、第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ｂ、３ｃを備えて同様の構成とする。

３相メインインバータ１は、図２に回路構成を示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２１ａ〜２１ｆと、各スイッチング素子２１ａ〜２１ｆに逆並列に接続されたダイオード２２ａ〜２２ｆにより構成された３相インバータである。なお、ここでは３相メインインバータ１を第１の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータとしての単相サブインバータ２ａ〜２ｃとの交流側が直列に接続される。

コンバータ５は、例えば図３に示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２３ａ〜２３ｆと、各スイッチング素子２３ａ〜２３ｆに逆並列に接続されたダイオード２４ａ〜２４ｆによって構成されたものとする。また、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、図４に示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２５ａ〜２５ｄと、各スイッチング素子２５ａ〜２５ｄに逆並列に接続されたダイオード２６ａ〜２６ｄにより構成された単相フルブリッジ形のインバータである。

また電力変換装置は、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４と駆動信号作成回路１５とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊として出力する制御回路である。

直流電圧制御回路１４は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４は、例えば図５に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器３１ａ〜３１ｃにより求め、制御器３２ａ〜３２ｃにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、後述する各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するものであり、ｄｑ軸分配回路３３ａ〜３３ｃによりｄ軸成分とｑ軸成分とに分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊を出力する。
制御器３２ａ〜３２ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路３３ａ〜３３ｃが制御器３２ａ〜３２ｃから出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

駆動信号作成回路１５は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１５は、例えば図６に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路４１にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃのｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(1a)、(1b)に示す関係を有する。
ｖ_ｄ ^＊＝ｖ_ｄｍ ^＊＋ｖ_ｄｓ ^＊ …(1a)
ｖ_ｑ ^＊＝ｖ_ｑｍ ^＊＋ｖ_ｑｓ ^＊ …(1b)

３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃのｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊の作成は、上記式(1a)、(1b)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４２には、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊とを入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。
ところで、通常ｄｑ軸上の電圧を３相電圧に変換する際には以下に示す式(2)が用いられる。

上記の式(2)でｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗはｕ、ｖ、ｗ相の電圧で、ｖ_ｄ、ｖ_ｑはｄｑ軸上の電圧である。
この実施の形態では、以下の式(3a)、(3b)、(3c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊から減算して３相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４３には、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(4a)、(4b)、(4c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

上述したように、直流電圧制御回路１４が出力する各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊は、メインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊に加算されると共に、サブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊から減算される。３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側が直列に接続されているため、負荷１２に印加される電圧は、３相メインインバータの出力と単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力との総和となる。このため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力するｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊によって決定されることになる。

ｄｑ軸上で表された負荷１２に印加される電圧をｖ_ｄ、ｖ_ｑとし、負荷１２に流れる電流をｉ_ｄ、ｉ_ｑとし、負荷１２に供給される有効電力をｐとする。また３相メインインバータ１と単相サブインバータ２ａ〜２ｃとが出力する電圧のうち、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊、ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊による電圧成分をｖ_ｄｍ、ｖ_ｑｍ、ｖ_ｄｓ、ｖ_ｑｓとすると有効電力ｐは以下の式(5)で表される。
ｐ＝ｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ・ｉ_ｑ＝（ｖ_ｄｍ＋ｖ_ｄｓ）・
ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｍ＋ｖ_ｑｓ）・ｉ_ｑ …(5)

有効電力ｐは３相分なので、例えばｕ相の有効電力ｐ_ｕは、以下の式(6)で表される。
ｐ_ｕ＝ｐ／３
＝｛（ｖ_ｄｍ＋ｖ_ｄｓ）・ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｍ＋ｖ_ｑｓ）・ｉ_ｑ｝／３ …(6)

一方、３相メインインバータ１のｕ相の有効電力をｐ_ｍｕとし、単相サブインバータ２ａの有効電力をｐ_ｓ２ａとし、これらのインバータ１、２ａがそれぞれ出力する電圧のうち、直流電圧制御回路１４が出力するｕ相のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊による電圧成分をΔｖ_ｄｕ、Δｖ_ｑｕとするとｐ_ｍｕ、ｐ_ｓ２ａも上記式(6)と同様に、以下の式(7)、(8)で表される。
ｐ_ｍｕ＝｛（ｖ_ｄｍ＋Δｖ_ｄｕ）・ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｍ＋Δｖ_ｑｕ）・ｉ_ｑ｝／３…(7)
ｐ_ｓ２ａ＝｛（ｖ_ｄｓ−Δｖ_ｄｕ）・ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｓ−Δｖ_ｑｕ）・ｉ_ｑ｝／３…(8)
またｐ_ｕ、ｐ_ｍｕ、ｐ_ｓ２ａは以下の式(9)に示す関係が成立する。
ｐ_ｕ＝ｐ_ｍｕ＋ｐ_ｓ２ａ …(9)

これらの式(7)〜(9)より、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち｛（Δｖ_ｄｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑｕ・ｉ_ｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａに供給され、負荷１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａでの損失による消費電力を無視すると、｛（Δｖ_ｄｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑｕ・ｉ_ｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電され、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大する。また、｛（Δｖ_ｄｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑｕ・ｉ_ｑ）／３｝が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖ_ｄｃｓｕが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

以上、単相サブインバータ２ａの直流電圧制御について示したが、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

また、この実施の形態１では３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、駆動信号作成回路１５において、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく単相サブインバータ２ａ〜２ｃに対してもｄｑ軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態１で示した駆動信号作成回路１５の替わりに、図７に示す駆動信号作成回路１５ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態１と同様である。

駆動信号作成回路１５ａは、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。 図７に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４８には、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(10a)、(10b)、(10c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊を、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４９にも、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を入力する。これらの入力信号に基づいて瞬時電圧指令作成回路４９では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を、以下の式(11a)、(11b)、(11c)に示すように演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
単相サブインバータ２ａ〜２ｃでは、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊から、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊と、３相変換後にさらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}とを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を引いているので、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を変換した瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

さらに、上記実施の形態１と同様に、直流電圧制御回路１４が出力する各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊、Δｖ_ｄｖ ^＊、Δｖ_ｑｖ ^＊、Δｖ_ｄｗ ^＊、Δｖ_ｑｗ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態１と同様に、例えばｕ相では、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち｛（Δｖ_ｄｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑｕ・ｉ_ｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａに供給され、単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電される。｛（Δｖ_ｄｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑｕ・ｉ_ｑ）／３｝が正の値の時、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄｕ ^＊、Δｖ_ｑｕ ^＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖ_ｄｃｓｕが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。

３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ２ａ〜２ｃを動作させるため、負荷１２に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１の図１で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７と駆動信号作成回路１８とを備えて、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を制御する。
上述した全体指令発生回路１６は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊として出力する。

直流電圧制御回路１７は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１７は、例えば図９に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器３１ａ〜３１ｃにより求め、制御器３４ａ〜３４ｃにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を出力する。制御器３４ａ〜３４ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。

駆動信号作成回路１８は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１８は、例えば図１０に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路５０にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(12a)、(12b)、(12c)に示す関係を有する。
ｖ_ｕ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊＋ｖ_ｕｓｉ ^＊ …(12a)
ｖ_ｖ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊＋ｖ_ｖｓｉ ^＊ …(12b)
ｖ_ｗ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊＋ｖ_ｗｓｉ ^＊ …(12c)

３相メインインバータ１の電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊の作成は、上記式(12a)、(12b)、(12c)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４６には、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。ここでは以下の式(13a)、(13b)、(13c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊から減算してサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｓ ^＊＝ｖ_ｕｓｉ ^＊−Δｖ_ｕ ^＊ …(13a)
ｖ_ｖｓ ^＊＝ｖ_ｖｓｉ ^＊−Δｖ_ｖ ^＊ …(13b)
ｖ_ｗｓ ^＊＝ｖ_ｗｓｉ ^＊−Δｖ_ｗ ^＊ …(13c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４７には、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するメインインバータ電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。ここでは以下の式(14a)、(14b)、(14c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するメインインバータ電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊に加算してメインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(14a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(14b)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(14c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

このような制御では、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。負荷１２に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力と単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力との総和であるため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定されることになる。

ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ、負荷１２の電力について考える。負荷１２の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖ_ｕｍ、単相サブインバータ２ａの電圧をｖ_ｕｓ、負荷１２に印加される電圧をｖ_ｕ、負荷１２のｕ相に流れる電流をｉ_ｕ、３相メインインバータ１のｕ相とサブインバータ２ａとが負荷１２へ供給する有効電力をｐ_ｕとすると、有効電力ｐ_ｕは、以下の式(15)で表される。
ｐ_ｕ＝ｖ_ｕ・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖ_ｕｍ＋ｖ_ｕｓ）・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ …(15)

３相メインインバータ１のｕ相とサブインバータ２ａとが出力する電圧ｖ_ｕｍ、ｖ_ｕｓに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するｕ相電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｕｓｉ ^＊による成分をｖ_ｕｍｉ、ｖ_ｕｓｉ、直流電圧制御回路１７が出力するｕ相操作量Δｖ_ｕ ^＊による成分をΔｖ_ｕ、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力をｐ_ｕｍ、単相サブインバータ２ａが出力する有効電力をｐ_ｕｓとする。Δｖ_ｕが直流成分とすると以下のような関係式(16a)、(16b)、(17)が成立する。
ｐ_ｕｍ＝（ｖ_ｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖ_ｕ）・ｉ_ｕ …(16a)
ｐ_ｕｓ＝（ｖ_ｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖ_ｕ）・ｉ_ｕ …(16b)
ｐ_ｕ＝ｐ_ｕｍ＋ｐ_ｕｓ …(17)

これらの式(16a)、(16b)、(17)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖ_ｕ・ｉ_ｕは、単相サブインバータ２ａに供給され負荷１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａでの損失による消費電力を無視すると、Δｖ_ｕ・ｉ_ｕは単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電され、平滑コンデンサ３ａの電圧が増大する。またΔｖ_ｕ・ｉ_ｕが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させることになる。
このように単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖ_ｕ ^＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖ_ｄｃｓｕが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。

以上のように、この実施の形態では、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

また、この実施の形態３では３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

実施の形態４．
上記実施の形態３では、駆動信号作成回路１８において、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく単相サブインバータ２ａ〜２ｃに対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態３で示した駆動信号作成回路１８の替わりに、図１１に示す駆動信号作成回路１８ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態３と同様である。

駆動信号作成回路１８ａは、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。 図１１に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路７１には、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。

この場合、以下の式(18a)、(18b)、(18c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に加算し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。
ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(18a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(18a)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(18a)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路７２にも、全体指令発生回路１６から出力された電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と直流電圧制御回路１７から出力された各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路７２では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を、以下の式(19a)、(19b)、(19c)に示すように演算する。

ｖ_ｕｓ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊−Δｖ_ｕ ^＊−ｖ_{ｕｍｐｗｍ} …(19a)
ｖ_ｖｓ ^＊＝ｖ_ｖ ^＊−Δｖ_ｖ ^＊−ｖ_{ｖｍｐｗｍ} …(19b)
ｖ_ｗｓ ^＊＝ｖ_ｗ ^＊−Δｖ_ｗ ^＊−ｖ_{ｗｍｐｗｍ} …(19c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
単相サブインバータ２ａ〜２ｃでは、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊から、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊と、さらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}とを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊の信号から電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を引いているので、瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

さらに、上記実施の形態３と同様に、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態３と同様に、例えばｕ相では、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうちΔｖ_ｕ・ｉ_ｕは単相サブインバータ２ａに供給され、単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電される。Δｖ_ｕ・ｉ_ｕが正の値の時、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させる。このように単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖ_ｕ ^＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖ_ｄｃｓｕが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。

３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ２ａ〜２ｃを動作させるため、負荷１２に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖ_ｄｃｓｕ、ｖ_ｄｃｓｖ、ｖ_ｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態３と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１〜４では、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、３相メインインバータ１（第１の単相インバータの３相分）の交流側の各相出力線に第２の単相インバータとしての２つの単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの交流側を直列に接続する。以下では便宜上、単相サブインバータ２ａ〜２ｃをサブインバータ１群、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃをサブインバータ２群と呼ぶ。なお、各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃの構成は、図４で示した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの構成と同様である。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。単相サブインバータ２ａ〜２ｃは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを備え、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ５２ａ〜５２ｃを備える。

また電力変換装置は、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路５７と駆動信号作成回路５８とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊として出力する制御回路である。

直流電圧制御回路５７は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路５７は、例えば図１３に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定したサブインバータ１群の平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧ｖ_{ｄｃｓ１ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｗ}と指令値ｖ_ｄｃｓ１ ^＊との偏差を減算器６１ａにより求め、制御器６２ａにより操作量を求める。この操作量をｄｑ軸分配回路６３ａによりｄ軸成分とｑ軸成分に分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ１ｖ ^＊、Δｖ_ｑ１ｖ ^＊、Δｖ_ｄ１ｗ ^＊、Δｖ_ｑ１ｗ ^＊を出力する。
制御器６２ａは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路６３ａが制御器６２ａから出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

サブインバータ２群に関しても同様で、電圧センサ５３ａ〜５３ｃによって測定したサブインバータ２群の平滑コンデンサ５２ａ〜５２ｃの直流電圧ｖ_{ｄｃｓ２ｕ},ｖ_{ｄｃｓ２ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｗ}と指令値ｖ_ｄｃｓ２ ^＊との偏差を減算器６１ｂにより求め、制御器６２ｂにより操作量を求める。この操作量をｄｑ軸分配回路６３ｂによりｄ軸成分とｑ軸成分に分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄ２ｕ ^＊、Δｖ_ｑ２ｕ ^＊、Δｖ_ｄ２ｖ ^＊、Δｖ_ｑ２ｖ ^＊、Δｖ_ｄ２ｗ ^＊、Δｖ_ｑ２ｗ ^＊を出力する。ただし、減算器６１ａ、６１ｂや制御器６２ａ、６２ｂ、ｄｑ軸分配回路６３ａ、６３ｂはそれぞれ３相個別構成のものとする。

駆動信号作成回路５８は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路５７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路５８は、例えば図１４に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路６４にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊およびサブインバータ１群のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ１ ^＊、ｖ_ｑｓ１ ^＊、サブインバータ２群のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ２ ^＊、ｖ_ｑｓ２ ^＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(20a)、(20b)に示す関係を有する。
ｖ_ｄ ^＊＝ｖ_ｄｍ ^＊＋ｖ_ｄｓ１ ^＊＋ｖ_ｄｓ２ ^＊ …(20a)
ｖ_ｑ ^＊＝ｖ_ｑｍ ^＊＋ｖ_ｑｓ１ ^＊＋ｖ_ｑｓ２ ^＊ …(20a)

この作成方法は各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、サブインバータ１群、サブインバータ２群が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよい。
サブインバータ１群瞬時電圧指令作成回路６５には、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力するサブインバータ１群のサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ１ ^＊、ｖ_ｑｓ１ ^＊と、直流電圧制御回路５７が出力するサブインバータ１群のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ１ｖ ^＊、Δｖ_ｑ１ｖ ^＊、Δｖ_ｄ１ｗ ^＊、Δｖ_ｑ１ｗ ^＊とを入力し、サブインバータ１群が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６８ａ（ｖ_ｕｓ１ ^＊、ｖ_ｖｓ１ ^＊、ｖ_ｗｓ１ ^＊）を、以下の式(21a)、(21b)、(21c)に示すように演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６８ａはＰＷＭ回路６８に入力され、ＰＷＭ回路６８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ１群の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

サブインバータ２群に関しても同様にしてサブインバータ２群瞬時電圧指令作成回路６６において、サブインバータ最終電圧指令６９ａ（ｖ_ｕｓ２ ^＊、ｖ_ｖｓ２ ^＊、ｖ_ｗｓ２ ^＊）を、以下の式(22a)、(22b)、(22c)に示すように演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６９ａはＰＷＭ回路６９に入力され、ＰＷＭ回路６９ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ２群の各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃを駆動する。

メインインバータ瞬時電圧指令作成回路６７には、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊と直流電圧制御回路５７が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ１ｖ ^＊、Δｖ_ｑ１ｖ ^＊、Δｖ_ｄ１ｗ ^＊、Δｖ_ｑ１ｗ ^＊、Δｖ_ｄ２ｕ ^＊、Δｖ_ｑ２ｕ ^＊、Δｖ_ｄ２ｖ ^＊、Δｖ_ｑ２ｖ ^＊、Δｖ_ｄ２ｗ ^＊、Δｖ_ｑ２ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令７０ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を以下の式(23a)、(23b)、(23c)に示すように演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令７０ａはＰＷＭ回路７０に入力され、ＰＷＭ回路７０ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータを駆動する。

上述したように、３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とは直列に接続されているので負荷１２に印加される電圧は３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路５７が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ１ｖ ^＊、Δｖ_ｑ１ｖ ^＊、Δｖ_ｄ１ｗ ^＊、Δｖ_ｑ１ｗ ^＊、Δｖ_ｄ２ｕ ^＊、Δｖ_ｑ２ｕ ^＊、Δｖ_ｄ２ｖ ^＊、Δｖ_ｑ２ｖ ^＊、Δｖ_ｄ２ｗ ^＊、Δｖ_ｑ２ｗ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ１群、サブインバータ２群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力する電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊によって決定されることになる。

ｄｑ軸上で表された負荷１２に印加される電圧をｖ_ｄ、ｖ_ｑとし、負荷１２に流れる電流をｄｑ軸上で表したものをｉ_ｄ、ｉ_ｑとする。また、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力する各ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊、ｖ_ｄｓ１ ^＊、ｖ_ｑｓ１ ^＊、ｖ_ｄｓ２ ^＊、ｖ_ｑｓ２ ^＊による電圧成分をｖ_ｄｍ、ｖ_ｑｍ、ｖ_ｄｓ１、ｖ_ｑｓ１、ｖ_ｄｓ２、ｖ_ｑｓ２とし、負荷１２に供給される有効電力をｐとするとｐは以下の式(24)で表される。
ｐ＝ｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ・ｉ_ｑ
＝（ｖ_ｄｍ＋ｖ_ｄｓ１＋ｖ_ｄｓ２）・ｉ_ｄ＋
（ｖ_ｑｍ＋ｖ_ｑｓ１＋ｖ_ｑｓ２）・ｉ_ｑ …(24)

有効電力ｐは３相分なので、例えばｕ相の有効電力ｐ_ｕは、以下の式(25)で表される。
ｐ_ｕ＝ｐ／３
＝（ｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ・ｉ_ｑ）／３
＝{（ｖ_ｄｍ＋ｖ_ｄｓ１＋ｖ_ｄｓ２）・ｉ_ｄ＋
（ｖ_ｑｍ＋ｖ_ｑｓ１＋ｖ_ｑｓ２）・ｉ_ｑ}／３ …(25)

一方、３相メインインバータ１のｕ相の有効電力をｐ_ｍｕとし、単相サブインバータ２ａの有効電力をｐ_ｓ１ｕ、単相サブインバータ５１ａの有効電力をｐ_ｓ２ｕとし、直流電圧制御回路５７が出力するｕ相のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ２ｕ ^＊、Δｖ_ｑ２ｕ ^＊による電圧成分をΔｖ_ｄ１ｕ、Δｖ_ｑ１ｕ、Δｖ_ｄ２ｕ、Δｖ_ｑ２ｕとすると、ｐ_ｍｕ、ｐ_ｓ１ｕ、ｐ_ｓ２ｕも上記式(25)と同様に表すことができ、以下の式(26)〜(28)で表される。
ｐ_ｍｕ＝｛（ｖ_ｄｍ＋Δｖ_ｄ１ｕ＋Δｖ_ｄ２ｕ）・ｉ_ｄ＋
（ｖ_ｑｍ＋Δｖ_ｑ１ｕ＋Δｖ_ｑ２ｕ）・ｉ_ｑ｝／３ …(26)
ｐ_ｓ１ｕ＝｛（ｖ_ｄｓ−Δｖ_ｄ１ｕ）・ｉ_ｄ＋
（ｖ_ｑｓ−Δｖ_ｑ１ｕ）・ｉ_ｑ｝／３ …(27)
ｐ_ｓ２ｕ＝｛（ｖ_ｄｓ−Δｖ_ｄ２ｕ）・ｉ_ｄ＋
（ｖ_ｑｓ−Δｖ_ｑ２ｕ）・ｉ_ｑ｝／３ …(28)
またｐ_ｕ、ｐ_ｍｕ、ｐ_ｓ１ｕ、ｐ_ｓ２ｕは以下の式(29)に示す関係が成立する。
ｐ_ｕ＝ｐ_ｍｕ＋ｐ_ｓ１ｕ＋ｐ_ｓ２ｕ …(29)

これらの式(26)〜(29)より、３相メインインバータ１が出力する有効電力のうち（Δｖ_ｄ１ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ１ｕ・ｉ_ｑ）／３は単相サブインバータ２ａに供給され、（Δｖ_ｄ２ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ２ｕ・ｉ_ｑ）／３は単相サブインバータ５１ａに供給される成分であることがわかる。 単相サブインバータ２ａ、５１ａでの損失による消費電力を無視すると、（Δｖ_ｄ１ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ１ｕ・ｉ_ｑ）／３、（Δｖ_ｄ２ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ２ｕ・ｉ_ｑ）／３は単相サブインバータ２ａ、５１ａの平滑コンデンサ３ａ、５２ａに充電され、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧が増大する。また（Δｖ_ｄ１ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ１ｕ・ｉ_ｑ）／３、（Δｖ_ｄ２ｕ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ２ｕ・ｉ_ｑ）／３が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ１ｕ ^＊、Δｖ_ｑ１ｕ ^＊、Δｖ_ｄ２ｕ ^＊、Δｖ_ｑ２ｕ ^＊は、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの直流電圧ｖ_{ｄｃｓ１ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｕ}が指令値ｖ_ｄｃｓ１ ^＊、ｖ_ｄｃｓ２ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

以上、単相サブインバータ２ａ、５１ａの直流電圧制御について示したが、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

また、３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

実施の形態６．
図１５は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態５の図１２で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路８１と駆動信号作成回路８２とを備えて、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ（サブインバータ１群）、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃ（サブインバータ２群）とを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を制御する。

上述した全体指令発生回路１６は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊として出力する。
直流電圧制御回路８１は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路８１は、例えば図１６に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流電圧ｖ_{ｄｃｓ１ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｗ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｗ}と指令値ｖ_ｄｃｓ１ ^＊、ｖ_ｄｃｓ２ ^＊との偏差を減算器８３ａ、８３ｂにより求め、制御器８４ａ、８４ｂにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖ_{ｄｃｓ１ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ１ｗ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｖ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｗ}が指令値ｖ_ｄｃｓ１ ^＊、ｖ_ｄｃｓ２ ^＊に追従するように、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖ_１ｕ ^＊、Δｖ_１ｖ ^＊、Δｖ_１ｗ ^＊、Δｖ_２ｕ ^＊、Δｖ_２ｖ ^＊、Δｖ_２ｗ ^＊を直流電圧制御回路８１から出力する。制御器８４ａ〜８４ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。

駆動信号作成回路８２は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路８１との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路８２は、例えば図１７に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路８５にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの電圧指令ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ２ｉ ^＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(30a)、(30b)、(30c)に示す関係を有する。
ｖ_ｕ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊＋ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊＋ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊ …(30a)
ｖ_ｖ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊＋ｖ_ｖｓ１ｉ ^＊＋ｖ_ｖｓ２ｉ ^＊ …(30b)
ｖ_ｗ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊＋ｖ_ｗｓ１ｉ ^＊＋ｖ_ｗｓ２ｉ ^＊ …(30c)

それぞれの電圧指令の作成は上記式(30a)、(30b)、(30c)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよい。

サブインバータ１群瞬時電圧指令作成回路８６には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ１群のサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ１ｉ ^＊と直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ１群の操作量Δｖ_１ｕ ^＊、Δｖ_１ｖ ^＊、Δｖ_１ｗ ^＊を入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６８ａを演算する。ここでは以下の式(31a)、(31b)、(31c)に示すように、直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ１群の操作量Δｖ_１ｕ ^＊、Δｖ_１ｖ ^＊、Δｖ_１ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ１群のサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ１ｉ ^＊から減算してサブインバータ最終電圧指令６８ａ（ｖ_ｕｓ１ ^＊、ｖ_ｖｓ１ ^＊、ｖ_ｗｓ１ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｓ１ ^＊＝ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊−Δｖ_ｕ１ ^＊ …(31a)
ｖ_ｖｓ１ ^＊＝ｖ_ｖｓ１ｉ ^＊−Δｖ_ｖ１ ^＊ …(31b)
ｖ_ｗｓ１ ^＊＝ｖ_ｗｓ１ｉ ^＊−Δｖ_ｗ１ ^＊ …(31c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６８ａはＰＷＭ回路６８に入力され、ＰＷＭ回路６８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。

サブインバータ２群瞬時電圧指令作成回路８７には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ２群のサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ２ｉ ^＊と直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ２群の操作量Δｖ_２ｕ ^＊、Δｖ_２ｖ ^＊、Δｖ_２ｗ ^＊を入力し、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６９ａを演算する。ここでは以下の式(32a)、(32b)、(32c)に示すように、直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ２群の操作量Δｖ_２ｕ ^＊、Δｖ_２ｖ ^＊、Δｖ_２ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ２群のサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｖｓ２ｉ ^＊、ｖ_ｗｓ２ｉ ^＊から減算してサブインバータ最終電圧指令６９ａ（ｖ_ｕｓ２ ^＊、ｖ_ｖｓ２ ^＊、ｖ_ｗｓ２ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｓ２ ^＊＝ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊−Δｖ_ｕ２ ^＊ …(32a)
ｖ_ｖｓ２ ^＊＝ｖ_ｖｓ２ｉ ^＊−Δｖ_ｖ２ ^＊ …(32b)
ｖ_ｗｓ２ ^＊＝ｖ_ｗｓ２ｉ ^＊−Δｖ_ｗ２ ^＊ …(32c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６９ａはＰＷＭ回路６９に入力され、ＰＷＭ回路６９ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃを駆動する。

メインインバータ瞬時電圧指令作成回路８８には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するメインインバータ電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊，ｖ_ｖｍｉ ^＊，ｖ_ｗｍｉ ^＊と直流電圧制御回路８１が出力する操作量Δｖ_１ｕ ^＊、Δｖ_１ｖ ^＊、Δｖ_１ｗ ^＊、Δｖ_２ｕ ^＊、Δｖ_２ｖ ^＊、Δｖ_２ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令７０ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を以下の式(33a)、(33b)、(33c)に示すように演算する。
ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊＋Δｖ_ｕ１ ^＊＋Δｖ_ｕ２ ^＊ …(33a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊＋Δｖ_ｖ１ ^＊＋Δｖ_ｖ２ ^＊ …(33b)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊＋Δｖ_ｗ１ ^＊＋Δｖ_ｗ２ ^＊ …(33c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令７０ａはＰＷＭ回路７０に入力され、ＰＷＭ回路７０ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータを駆動する。

上述したように、３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とは直列に接続されているので負荷１２に印加される電圧は３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路８１が出力する操作量Δｖ_１ｕ ^＊、Δｖ_１ｖ ^＊、Δｖ_１ｗ ^＊、Δｖ_２ｕ ^＊、Δｖ_２ｖ ^＊、Δｖ_２ｗ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ１群、サブインバータ２群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定されることになる。

ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ、５１ａ、負荷１２の電力について考える。負荷１２の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖ_ｕｍ、単相サブインバータ２ａの電圧をｖ_ｕｓ１、単相サブインバータ５１ａの電圧をｖ_ｕｓ２、負荷１２に印加される電圧をｖ_ｕ、負荷１２のｕ相に流れる電流をｉ_ｕ、３相メインインバータ１のｕ相と単相サブインバータ２ａ、５１ａとが負荷１２へ供給する有効電力をｐ_ｕとすると、有効電力ｐ_ｕは、以下の式(34)で表される。
ｐ_ｕ＝ｖ_ｕ・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖ_ｕｍ＋ｖ_ｕｓ１＋ｖ_ｕｓ２）・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ …(34)

ｖ_ｕｍ、ｖ_ｕｓ１、ｖ_ｕｓ２に含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するｕ相電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｕｓ１ｉ ^＊、ｖ_ｕｓ２ｉ ^＊による成分をｖ_ｕｍｉ、ｖ_ｕｓ１ｉ、ｖ_ｕｓ２ｉ、直流電圧制御回路８１が出力するｕ相操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊による成分をΔｖ_ｕ１、Δｖ_ｕ２、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力ｐ_ｕｍ、単相サブインバータ２ａが出力する有効電力ｐ_ｕｓ１、単相サブインバータ５１ａが出力する有効電力ｐ_ｕｓ２とする。Δｖ_ｕ１、Δｖ_ｕ２は直流成分であるとすると以下のような関係式(35a)、(35b)、(35c)、(36)が成立する。
ｐ_ｕｍ＝（ｖ_ｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖ_ｕ１＋Δｖ_ｕ２）・ｉ_ｕ …(35a)
ｐ_ｕｓ１＝（ｖ_ｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖ_ｕ１）・ｉ_ｕ …(35b)
ｐ_ｕｓ２＝（ｖ_ｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖ_ｕ２）・ｉ_ｕ …(35c)
ｐ_ｕ＝ｐ_ｕｍ＋ｐ_ｕｓ１＋ｐ_ｕｓ２ …(36)

これらの式(35a)〜(35c)、(36)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖ_ｕ１・ｉ_ｕは単相サブインバータ２ａに供給され、Δｖ_ｕ２・ｉ_ｕは単相サブインバータ５１ａに供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａ、５１ａでの損失による消費電力を無視すると、Δｖ_ｕ１・ｉ_ｕ、Δｖ_ｕ２・ｉ_ｕは単相サブインバータ２ａ、５１ａの平滑コンデンサ３ａ、５２ａに充電され、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧が増大する。またΔｖ_ｕ１・ｉ_ｕ、Δｖ_ｕ２・ｉ_ｕが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊は、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの直流電圧ｖ_{ｄｃｓ１ｕ}、ｖ_{ｄｃｓ２ｕ}が指令値ｖ_ｄｃｓ１ ^＊、ｖ_ｄｃｓ２ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。

以上のように、この実施の形態では、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態５と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

なお、上記実施の形態５、６において、上記実施の形態２、４で示したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させても良い。

実施の形態７．
図１８は、この発明の実施の形態７による電力変換装置の構成を示す図である。
図１８に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷９０を介して直列に接続される。３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。３相サブインバータ９１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ９２を備える。

３相メインインバータ１およびコンバータ５は、上記実施の形態１と同様である。
なお、ここでは３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１をそれぞれ第１の単相インバータ、第２の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータ（３相サブインバータ９１の各相分）との交流側が、負荷９０を介して直列に接続される。

また電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とを制御し、また３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４と駆動信号作成回路９５とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する上記実施の形態１と同様な回路で、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊として出力する制御回路である。

直流電圧制御回路９４は、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の直流電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路９４は、例えば図１９に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器９６により求め、制御器９７により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、後述する各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、ｄｑ軸分配回路９８によりｄ軸成分とｑ軸成分とに分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊を出力する。
制御器９７は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路９８が制御器９７から出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

駆動信号作成回路９５は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路９５は、例えば図２０に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路１０８にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊および３相サブインバータ９１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(37a)、(37b)に示す関係を有する。
ｖ_ｄ ^＊＝ｖ_ｄｍ ^＊−ｖ_ｄｓ ^＊ …(37a)
ｖ_ｑ ^＊＝ｖ_ｑｍ ^＊−ｖ_ｑｓ ^＊ …(37b)

３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊および３相サブインバータ９１のｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊の作成は、上記式(37a)、(37b)以外の制限はなく、各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは３相サブインバータ９１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路９９には、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊とを入力し、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。
この実施の形態では、以下の式(38)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊に加算して３相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。

また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１００には、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(39)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力する電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊によって決定されることになる。

ｄｑ軸上で表された負荷９０に印加される電圧をｖ_ｄ、ｖ_ｑとし、負荷９０に流れる電流をｉ_ｄ、ｉ_ｑとし、負荷９０に供給される有効電力をｐとする。また３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが出力する電圧のうち個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｍ ^＊、ｖ_ｑｍ ^＊、ｖ_ｄｓ ^＊、ｖ_ｑｓ ^＊による電圧成分をｖ_ｄｍ、ｖ_ｑｍ、ｖ_ｄｓ、ｖ_ｑｓとすると有効電力ｐは以下の式(40)で表される。
ｐ＝ｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ・ｉ_ｑ＝（ｖ_ｄｍ−ｖ_ｄｓ）・
ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｍ−ｖ_ｑｓ）・ｉ_ｑ …(40)

一方、３相メインインバータ１の有効電力をｐ_ｍ、３相サブインバータ９１の有効電力をｐ_ｓとし、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊による電圧成分をΔｖ_ｄ、Δｖ_ｑとすると、有効電力ｐ_ｍ、ｐ_ｓは以下の式(41)、(42)で表される。
ｐ_ｍ＝（ｖ_ｄｍ＋Δｖ_ｄ）・ｉ_ｄ＋（ｖ_ｑｍ＋Δｖ_ｑ）・ｉ_ｑ …(41)
ｐ_ｓ＝（ｖ_ｄｓ＋Δｖ_ｄ）・（−ｉ_ｄ）＋（ｖ_ｑｓ＋Δｖ_ｑ）・（−ｉ_ｑ）
＝−（ｖ_ｄｓ＋Δｖ_ｄ）・ｉ_ｄ−（ｖ_ｑｓ＋Δｖ_ｑ）・ｉ_ｑ …(42)
またｐ、ｐ_ｍ、ｐ_ｓは以下の式(43)に示す関係式が成立する。
ｐ＝ｐ_ｍ＋ｐ_ｓ …(43)

これらの式(41)〜(43)より、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち（Δｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ・ｉ_ｑ）は、３相サブインバータ９１に供給され、負荷９０には供給されない成分であることがわかる。３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、（Δｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ・ｉ_ｑ）は３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧は増大する。また、（Δｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ・ｉ_ｑ）が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、ｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

以上のように、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

また、この実施の形態７では３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は３相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ１、９１に、単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

実施の形態８．
上記実施の形態７では、駆動信号作成回路９５において、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく３相サブインバータ９１に対してもｄｑ軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、３相サブインバータ９１は、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態７で示した駆動信号作成回路９５の替わりに、図２１に示す駆動信号作成回路９５ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態７と同様である。

駆動信号作成回路９５ａは、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。図２１に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１０２には、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(44)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸上の操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊を、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１０１にも、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路１０１では、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を、以下の式(45)に示すように演算する。

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。

このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
３相サブインバータ９１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊と、３相変換後にさらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}とを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。−ｖ_ｄ ^＊、−ｖ_ｑ ^＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を加算しているので、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊の極性を反転した指令信号−ｖ_ｄ ^＊、−ｖ_ｑ ^＊による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。このため、３相サブインバータ９１は３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

さらに、上記実施の形態７と同様に、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧はインバータ全体制御回路１３が出力する電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊によって決定されることになる。このため、上記実施の形態７と同様に、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち（Δｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ・ｉ_ｑ）は、３相サブインバータ９１に供給され、平滑コンデンサ９２に充電される。（Δｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋Δｖ_ｑ・ｉ_ｑ）が正の値の時、平滑コンデンサ９２の電圧は増大し、負の値の時、平滑コンデンサ９２の電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、ｄｑ軸操作量Δｖ_ｄ ^＊、Δｖ_ｑ ^＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように３相サブインバータ９１を動作させるため、負荷９０に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態７と同様の効果が得られ、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

実施の形態９．
図２２は、この発明の実施の形態９による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態７の図１８で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３と駆動信号作成回路１０４とを備えて、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とを制御し、また３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を制御する。
上述した全体指令発生回路１６は、負荷９０への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊として出力する。

直流電圧制御回路１０３は、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１０３は、例えば図２３に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器１０７により求め、制御器１０５により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を出力する。制御器１０５は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。

駆動信号作成回路１０４は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１０４は、例えば図２４に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路１０９にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊および３相サブインバータ９１の電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(46a)、(46b)、(46c)に示す関係を有する。
ｖ_ｕ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊−ｖ_ｕｓｉ ^＊ …(46a)
ｖ_ｖ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊−ｖ_ｖｓｉ ^＊ …(46b)
ｖ_ｗ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊−ｖ_ｗｓｉ ^＊ …(46c)

３相メインインバータ１の電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊および３相サブインバータ９１の電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊の作成は、上記式(46a)、(46b)、(46c)以外の制限はなく、各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは３相サブインバータ９１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１０には、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。ここでは以下の式(47a)、(47b)、(47c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するサブインバータ電圧指令ｖ_ｕｓｉ ^＊、ｖ_ｖｓｉ ^＊、ｖ_ｗｓｉ ^＊に加算してサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｓ ^＊＝ｖ_ｕｓｉ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(47a)
ｖ_ｖｓ ^＊＝ｖ_ｖｓｉ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(47b)
ｖ_ｗｓ ^＊＝ｖ_ｗｓｉ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(47c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。

また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１１１には、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するメインインバータ電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。ここでは以下の式(48a)、(48b)、(48c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するメインインバータ電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｖｍｉ ^＊、ｖ_ｗｍｉ ^＊に加算してメインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。

ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕｍｉ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(48a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖｍｉ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(48b)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗｍｉ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(48c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路１０３が出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定されることになる。

ここでｕ相での３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１、負荷９０の電力について考える。負荷９０の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖ_ｕｍ、３相サブインバータ９１のｕ相の電圧をｖ_ｕｓ、負荷９０に印加される電圧をｖ_ｕ、負荷９０のｕ相に流れる電流をｉ_ｕ、３相メインインバータ１のｕ相と３相サブインバータ９１のｕ相とが負荷９０へ供給する有効電力をｐ_ｕとすると、有効電力ｐ_ｕは、以下の式(49)で表される。
ｐ_ｕ＝ｖ_ｕ・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖ_ｕｍ−ｖ_ｕｓ）・ｉ_ｕ・ｃｏｓθ …(49)

３相メインインバータ１のｕ相と３相サブインバータ９１のｕ相とが出力する電圧ｖ_ｕｍ、ｖ_ｕｓに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するｕ相電圧指令ｖ_ｕｍｉ ^＊、ｖ_ｕｓｉ ^＊による成分をｖ_ｕｍｉ、ｖ_ｕｓｉ、直流電圧制御回路１０３が出力するｕ相操作量Δｖ_ｕ ^＊による成分をΔｖ_ｕ、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力をｐ_ｕｍ、３相サブインバータ９１のｕ相が出力する有効電力をｐ_ｕｓとする。Δｖ_ｕが直流成分とすると以下のような関係式(50a)、(50b)、(51)が成立する。
ｐ_ｕｍ＝（ｖ_ｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖ_ｕ）・ｉ_ｕ …(50a)
ｐ_ｕｓ＝（ｖ_ｕｓ・ｃｏｓθ＋Δｖ_ｕ）・（−ｉ_ｕ） …(50b)
ｐ_ｕ＝ｐ_ｕｍ＋ｐ_ｕｓ …(51)

これらの式(50a)、(50b)、(51)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖ_ｕ・ｉ_ｕは、３相サブインバータ９１のｕ相に供給され負荷９０には供給されない成分であることがわかる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、各相から供給される有効電力Δｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。またΔｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。

以上のように、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続され、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように各相の操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９２用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ９２の直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

また、この実施の形態９では３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は３相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ１、９１に、単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

実施の形態１０．
上記実施の形態９では、駆動信号作成回路１０４において、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく３相サブインバータ９１に対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、３相サブインバータ９１は、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態９で示した駆動信号作成回路１０４の替わりに、図２５に示す駆動信号作成回路１０４ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態９と同様である。

駆動信号作成回路１０４ａは、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。図２５に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１１２には、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。

この場合、以下の式(52a)、(52b)、(52c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に加算し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。
ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(52a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(52a)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(52a)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１３にも、全体指令発生回路１６から出力された電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と直流電圧制御回路１０３から出力された各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１３では、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖ_ｕｓ ^＊、ｖ_ｖｓ ^＊、ｖ_ｗｓ ^＊）を、以下の式(53a)、(53b)、(53c)に示すように演算する。

ｖ_ｕｓ ^＊＝−ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊＋ｖ_{ｕｍｐｗｍ} …(53a)
ｖ_ｖｓ ^＊＝−ｖ_ｖ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊＋ｖ_{ｖｍｐｗｍ} …(53b)
ｖ_ｗｓ ^＊＝−ｖ_ｗ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊＋ｖ_{ｗｍｐｗｍ} …(53c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。

このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
３相サブインバータ９１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊と、３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}とを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。−ｖ_ｕ ^＊、−ｖ_ｖ ^＊、−ｖ_ｗ ^＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号に電圧パルス信号ｖ_{ｕｍｐｗｍ}、ｖ_{ｖｍｐｗｍ}、ｖ_{ｗｍｐｗｍ}を加算しているので、極性を反転させた電圧指令−ｖ_ｕ ^＊、−ｖ_ｖ ^＊、−ｖ_ｗ ^＊による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となるため、３相サブインバータ９１は３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

さらに、上記実施の形態９と同様に、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定されることになる。 このため、上記実施の形態９と同様に、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち各相から供給される有効電力Δｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。またΔｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。

３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように３相サブインバータ９１を動作させるため、負荷９０に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態９と同様の効果が得られ、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

実施の形態１１．
以下、この発明の実施の形態１１による電力変換装置を図について説明する。
図２６は、この発明の実施の形態１１による電力変換装置の構成を示す図である。図２６に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２の交流側が直列に接続される。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３を備え、交流側の一端を３相メインインバータ１に、他端を負荷としてのモータ１２に接続して、ｕ相、ｖ相、ｗ相のサブインバータ部７ａ〜７ｃを構成する。

以上の主回路構成は、上記実施の形態１〜４と同様であるが、ここでは負荷１２をモータにし、また便宜上、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、各平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを各単相サブインバータ２、各平滑コンデンサ３としてｕ相のみの図示とした。
また、３相メインインバータ１、コンバータ５および各単相サブインバータ２の各回路構成についても、図２〜図４に示したものと同様である。さらに、この場合も３相メインインバータ１を第１の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータとしての単相サブインバータ２との交流側が直列に接続される。

この実施の形態１１による電力変換装置は、図２６に示すように、各単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を初期充電するために、初期充電制御装置を備える。この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ａ、直流電圧制御回路１４ａ、加算器１１５、ゲイン１１６、ＰＷＭ回路１１７、１１８および電流センサ１９を備える。
以下、ｕ相の初期充電制御装置によるｕ相サブインバータ部７ａの平滑コンデンサ３の初期充電について説明する。なお、ｖ相、ｗ相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を１つの装置として構成しても良い。

電流制御回路１３ａは電流センサ１９で測定したモータ１２に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への電圧指令ｖ_ｕ ^＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、２を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令ｖ_ｕ ^＊は直流電圧の指令とする。

直流電圧制御回路１４ａは、単相サブインバータ２の直流入力である平滑コンデンサ３の電圧を測定する電圧センサ４の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４ａは、例えば図２７に示すように構成され、電圧センサ４が測定した単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３の直流電圧ｖ_ｄｃｓｕと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器１１９により求め、制御器１２０により操作量Δｖ_ｕ ^＊を求めて出力する。この操作量は、直流電圧ｖ_ｄｃｓｕが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、各インバータ１、２の出力電圧指令を調整するものである。なお、制御器１２０は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。

電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊と直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊とを加算器１１５にて以下の式(54)に示すように加算し、３相メインインバータ１のｕ相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１１７ａ（ｖ_ｕｍ ^＊）を演算する。
ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(54)
このように演算されたメインインバータ電圧指令１１７ａはＰＷＭ回路１１７に入力され、ＰＷＭ回路１１７ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

一方、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊をゲイン１１６にて−１を乗じて極性を反転させ、ｕ相の単相サブインバータ２の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令１１８ａ（ｖ_ｕｓ ^＊＝−Δｖ_ｕ ^＊）を演算する。
このように演算されたサブインバータ電圧指令１１８ａはＰＷＭ回路１１８に入力され、ＰＷＭ回路１１８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブインバータ２を駆動する。

３相メインインバータ１と単相サブインバータ２とは直列に接続されており、３相メインインバータ１と単相サブインバータ２が出力する電圧の合計値がモータ１２の電圧となる。単相サブインバータ２では操作量Δｖ_ｕ ^＊の極性を反転させた電圧指令により電圧が出力される。このため、３相メインインバータ１が出力する電圧のうち、操作量Δｖ_ｕ ^＊による電圧成分Δｖ_ｕは、単相サブインバータ２が出力する電圧で相殺され、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊によって決定されるものとなる。
よって電流制御回路１３ａと直流電圧制御回路１４ａとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊はモータ１２に影響を与えない。

このように、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２に流れる電流は電流制御回路１３ａによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。

上述したように、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊によって決定され、モータ１２が回転しない直流電圧を印加する。
ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、モータ１２の電力について考える。３相メインインバータ１の電圧をｖ_ｕｍ、単相サブインバータ２の電圧をｖ_ｕｓ、モータ１２に印加される電圧をｖ_ｕ、モータ１２に流れる電流をｉ_ｕ、３相メインインバータ１とサブインバータ２とがモータ１２へ供給する有効電力をｐ_ｕとすると、有効電力ｐ_ｕは、以下の式(55)で表される。
ｐ_ｕ＝ｖ_ｕ・ｉ_ｕ
＝（ｖ_ｕｍ＋ｖ_ｕｓ）・ｉ_ｕ …(55)

３相メインインバータ１と単相サブインバータ２とが出力する電圧ｖ_ｕｍ、ｖ_ｕｓに含まれる電圧成分のうち操作量Δｖ_ｕ ^＊による成分をΔｖ_ｕ、３相メインインバータ１が出力する電力をｐ_ｍｕ、単相サブインバータ２が出力する電力をｐ_ｓｕとすると、ｐ_ｍｕ、ｐ_ｓｕは以下の式(56)、(57)で表される。
ｐ_ｍｕ＝ｖ_ｕｍ・ｉ_ｕ
＝（ｖ_ｕ＋Δｖ_ｕ）・ｉ_ｕ …(56)
ｐ_ｓｕ＝ｖ_ｕｓ・ｉ_ｕ
＝−Δｖ_ｕ・ｉ_ｕ …(57)
ｐ_ｕ、ｐ_ｍｕ、ｐ_ｓｕ間には以下の式(58)に示す関係がある。
ｐ_ｕ＝ｐ_ｍｕ＋ｐ_ｓｕ …(58)

これらの式(56)〜(58)により、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖ_ｕ・ｉ_ｕは、単相サブインバータ２に供給されモータ１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２での損失による消費電力を無視すると、Δｖ_ｕ・ｉ_ｕは単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３に充電され、平滑コンデンサ３の電圧を増大させる。
このような制御を行うことにより、モータ１２を動作させずに３相メインインバータ１から単相サブインバータ２に電力供給して平滑コンデンサ３を充電できる。このため、平滑コンデンサ３を充電する充電回路は不要となる。
なお、ｖ相、ｗ相も同様の構成とすることにより、各相独立に単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を充電できる。また、３相メインインバータ１を、単相インバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である。

以上のように、この実施の形態では、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を初期充電できるため、平滑コンデンサ３に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態１〜４にも適用することができる。その場合、負荷１２への電流を検出する電流センサ１９を設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路１４、１７および駆動信号作成回路１５（１５ａ）、１８（１８ａ）を用いて単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷１２を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路１４、１７により得た操作量を用いて各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１１と同様に単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを初期充電でき、同様の効果が得られる。

実施の形態１２．
図２８は、この発明の実施の形態１２による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１１では、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２の交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、各相のサブインバータ部５４ａ〜５４ｃを２つの単相サブインバータ２、５１の交流側を直列に接続して構成し、３相メインインバータ１（第１の単相インバータの３相分）の交流側の各相出力線に第２の単相インバータとしての２つの単相サブインバータ２、５１を直列に接続してモータ１２に電力供給する。
第２の単相サブインバータ５１は単相サブインバータ２と同様の回路構成（図４参照）であるが、出力電圧などの仕様は単相サブインバータ２と異なるものでもかまわない。

３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２、５１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３、５２を備える。
以上の主回路構成は、上記実施の形態５、６と同様であるが、ここでは負荷１２をモータにし、また便宜上、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ、各平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを各単相サブインバータ２、５１、各平滑コンデンサ３、５２としてｕ相のみの図示とした。

この実施の形態１２による電力変換装置は、図２８に示すように、各単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ａ、直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂ、加算器１１５、１２３、ゲイン１１６、１２１、ＰＷＭ回路１１７、１１８、１２２および電流センサ１９を備える。
以下、ｕ相の初期充電制御装置によるｕ相サブインバータ部５４ａの平滑コンデンサ３、５２の初期充電について説明する。なお、ｖ相、ｗ相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を１つの装置として構成しても良い。

電流制御回路１３ａは電流センサ１９で測定したモータ１２に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への電圧指令ｖ_ｕ ^＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、２、５１を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令ｖ_ｕ ^＊は直流電圧の指令とする。

直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂは、上記単相サブインバータ２、５１の直流入力である平滑コンデンサ３、５２の電圧を測定する電圧センサ４、５３の出力に基づいて制御演算を行い、各インバータ１、２、５１の出力電圧指令を調整する操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊を出力する。この直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂは、電圧センサ４、５３が測定した平滑コンデンサ３、５２の直流電圧と指令値との偏差を求め、該直流電圧が指令値に追従するように操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊を求める。

電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊に直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖ_ｕ１ ^＊を加算器１１５にて加算し、さらに直流電圧制御回路１４ｂが出力する操作量Δｖ_ｕ２ ^＊を加算器１２３にて加算して、３相メインインバータ１のｕ相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１１７ａ（ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ１ ^＊＋Δｖ_ｕ２ ^＊）を演算する。
このように演算されたメインインバータ電圧指令１１７ａはＰＷＭ回路１１７に入力され、ＰＷＭ回路１１７ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

一方、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖ_ｕ１ ^＊をゲイン１１６にて−１を乗じて極性を反転させ、単相サブインバータ２の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令１１８ａ（ｖ_ｕｓ１ ^＊＝−Δｖ_ｕ１ ^＊）を演算する。
このように演算されたサブインバータ電圧指令１１８ａはＰＷＭ回路１１８に入力され、ＰＷＭ回路１１８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブインバータ２を駆動する。
また、直流電圧制御回路１４ｂが出力する操作量Δｖ_ｕ２ ^＊をゲイン１２１にて−１を乗じて極性を反転させ、第２の単相サブインバータ５１の出力電圧指令となる第２のサブインバータ電圧指令１２２ａ（ｖ_ｕｓ２ ^＊＝−Δｖ_ｕ２ ^＊）を演算する。
このように演算された第２のサブインバータ電圧指令１２２ａはＰＷＭ回路１２２に入力され、ＰＷＭ回路１２２ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して第２の単相サブインバータ５１を駆動する。

上述したように、３相メインインバータ１と単相サブインバータ２と第２の単相サブインバータ５１とは直列に接続されているのでモータ１２に印加される電圧は各インバータ１、２、５１が出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂが出力する操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２、５１の電圧指令の演算では減算される。各インバータ１、２、５１が出力する電圧のうち、加算された操作量による電圧成分と減算された操作量による電圧成分とは相殺され、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊によって決定されるものになる。
よって電流制御回路１３ａと直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂが出力する操作量はモータ１２に影響を与えない。

このように、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、５２に流れる電流は電流制御回路１３ａによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。

上述したように、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊によって決定され、モータ１２が回転しない直流電圧を印加する。
ここで、モータ１２に流れる電流をｉ_ｕ、各インバータ１、２、５１が出力する電圧のうち操作量Δｖ_ｕ１ ^＊、Δｖ_ｕ２ ^＊による電圧成分をΔｖ_ｕ１、Δｖ_ｕ２として、ｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、５１の電力について考えると、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖ_ｕ１・ｉ_ｕは単相サブインバータ２に供給され、Δｖ_ｕ２・ｉ_ｕは第２の単相サブインバータ５１に供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ２、５１での損失による消費電力を無視すると、Δｖ_ｕ１・ｉ_ｕ、Δｖ_ｕ２・ｉ_ｕは単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２に充電され、平滑コンデンサ３、５２の電圧を増大させる。

このような制御を行うことにより、モータ１２を動作させずに３相メインインバータ１から単相サブインバータ２、５１に電力供給して平滑コンデンサ３、５２を充電できる。このため、平滑コンデンサ３、５２を充電する充電用回路を不要とすることができる。
なお、ｖ相、ｗ相も同様の構成とすることにより、各相独立にサブインバータの平滑コンデンサを充電できる。また、３相メインインバータ１を、単相インバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である。
以上のように、この実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２を初期充電できるため、平滑コンデンサ３、５２に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態５、６にも適用することができる。その場合、負荷１２への電流を検出する電流センサ１９を設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路５７、８１および駆動信号作成回路５８、８２を用いて単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷１２を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路５７、８１により得た操作量を用いて各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１２と同様に単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを初期充電でき、同様の効果が得られる。

実施の形態１３．
図２９は、この発明の実施の形態１３による電力変換装置の構成を示す図である。
図に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷としてのオープン巻線モータ９０を介して直列に接続される。３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。３相サブインバータ９１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ９２を備える。

３相メインインバータ１およびコンバータ５は、上記各実施の形態と同様である。
なお、ここでは３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１をそれぞれ第１の単相インバータ、第２の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータ（３相サブインバータ９１の各相分）との交流側が、オープン巻線モータ９０を介して直列に接続される。
以上の主回路構成は、上記実施の形態７〜１０と同様であるが、ここでは負荷９０をオープン巻線モータとして説明する。

この実施の形態１３による電力変換装置は、図２９に示すように、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ｂ、直流電圧制御回路１４ｃ、加算器１２６、ＰＷＭ回路１２４、１２５および電流センサ５５ａ〜５５ｃを備える。
電流制御回路１３ｂは電流センサ５５ａ〜５５ｃで測定したオープン巻線モータ９０に流れる各相電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された各相電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は直流電圧の指令とする。

直流電圧制御回路１４ｃは、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４ｃは、例えば図３０に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖ_ｄｃｓと指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊との偏差を減算器１２７により求め、制御器１２８により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖ_ｄｃｓが指令値ｖ_ｄｃｓ ^＊に追従するように、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、この操作量を３相分配回路１２９に入力し３相に分配した操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を出力する。制御器１２８は一般的なＰＩ制御などで構成すればよく、また、３相分配回路１２９が３相に分配する方法はどのようなものでもよく、例えば３相同じ値になるように分配してもよい。

次いで、電流制御回路１３ｂが出力する各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊と直流電圧制御回路１４ｃが出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊とを加算器１２６にて以下の式(59a)、(59b)、(59c)に示すように加算し、３相メインインバータ１の出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１２４ａ（ｖ_ｕｍ ^＊、ｖ_ｖｍ ^＊、ｖ_ｗｍ ^＊）を演算する。
ｖ_ｕｍ ^＊＝ｖ_ｕ ^＊＋Δｖ_ｕ ^＊ …(59a)
ｖ_ｖｍ ^＊＝ｖ_ｖ ^＊＋Δｖ_ｖ ^＊ …(59b)
ｖ_ｗｍ ^＊＝ｖ_ｗ ^＊＋Δｖ_ｗ ^＊ …(59c)
このように演算されたメインインバータ電圧指令１２４ａはＰＷＭ回路１２４に入力され、ＰＷＭ回路１２４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。

一方、直流電圧制御回路１４ｃが出力する各相の操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊を、３相サブインバータ９１の各相出力電圧指令であるサブインバータ電圧指令１２５ａにそのまま採用し、このサブインバータ電圧指令１２５ａ（Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊）はＰＷＭ回路１２５に入力され、ＰＷＭ回路１２５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。

３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とはオープン巻線モータ９０を介し直列に対向して接続されているので、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路１４ｃが出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ正極性で含まれているため、互いに相殺され、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は電流制御回路１３ｂが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定されることになる。
よって電流制御回路１３ｂと直流電圧制御回路１４ｃとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ｃが出力する操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊はオープン巻線モータ９０に影響を与えない。

このように、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１に流れる電流は電流制御回路１３ｂによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。

上述したように、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は電流制御回路１３ｂが出力する電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊によって決定され、オープン巻線モータ９０が回転しない直流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを印加する。
オープン巻線モータ９０に流れる各相電流をｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ、オープン巻線モータ９０に供給される電力をｐとすると以下の関係式(60)が成立する。
ｐ＝ｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋ｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋ｖ_ｗ・ｉ_ｗ …(60)

３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが出力する電圧に含まれる成分のうち操作量Δｖ_ｕ ^＊、Δｖ_ｖ ^＊、Δｖ_ｗ ^＊による成分をΔｖ_ｕ、Δｖ_ｖ、Δｖ_ｗ、３相メインインバータ１が出力する電力をｐ_ｍ、３相サブインバータ９１が出力する電力をｐ_ｓとすると、ｐ_ｍ、ｐ_ｓは以下の式(61)、(62)で表される。
ｐ_ｍ＝（ｖ_ｕ＋Δｖ_ｕ）・ｉ_ｕ＋（ｖ_ｖ＋Δｖ_ｖ）・
ｉ_ｖ＋（ｖ_ｗ＋Δｖ_ｗ）・ｉ_ｗ …(61)
ｐ_ｓ＝Δｖ_ｕ・（−ｉ_ｕ）＋Δｖ_ｖ・（−ｉ_ｖ）＋Δｖ_ｗ・（−ｉ_ｗ） …(62)
また、ｐ、ｐ_ｍ、ｐ_ｓ間には以下の式(63)に示す関係がある。
ｐ＝ｐ_ｍ＋ｐ_ｓ …(63)

これらの式(61)〜(63)により、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗは、３相サブインバータ９１に供給されオープン巻線モータ９０には供給されない成分であることがわかる。
３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、電力Δｖ_ｕ・ｉ_ｕ＋Δｖ_ｖ・ｉ_ｖ＋Δｖ_ｗ・ｉ_ｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。
このような制御を行うことにより、オープン巻線モータ９０が動かないように制御しながら、３相メインインバータ１から３相サブインバータ９１に電力供給して平滑コンデンサ９２の充電ができ、平滑コンデンサ９２を充電する充電用回路を不要とすることができる。

なお、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は上記に説明したような３相インバータだけでなく、単相インバータを各相に用いた構成でも、同様の方法で充電が可能である。
以上のようにこの実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電できるため、平滑コンデンサ９２に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態７〜１０にも適用することができる。その場合、負荷９０への電流を検出する電流センサ５５ａ〜５５ｃを設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路９４、１０３および駆動信号作成回路９５（９５ａ）、１０４（１０４ａ）を用いて３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷９０を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、３相サブインバータ９１の出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路９４、１０３により得た操作量を用いて各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１３と同様に３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。

実施の形態１４．
上記各実施の形態１１〜１３では、モータ１２、オープン巻線モータ９０（以下、単にモータ１２、９０と称す）に印加する電圧を直流電圧としたが、モータ１２、９０が動作しない電圧であれば交流電圧でも良い。
モータ１２、５０に印加されるｕ〜ｗ相の各相電圧をそれぞれｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗとし、Ｖをｕ相電圧の振幅、ωを角周波数、ｔを時間として、例えば、以下の式(64a)〜(64c)で表される交流電圧をモータ１２、９０に印加する。
ｖ_ｕ＝Ｖｓｉｎωｔ …(64a)
ｖ_ｖ＝（Ｖ／２）・ｓｉｎ（ωｔ−１８０°） …(64b)
ｖ_ｗ＝（Ｖ／２）・ｓｉｎ（ωｔ−１８０°） …(64c)
このような交流電圧では回転磁界が生じないのでモータ１２、９０は動作しない。このため、上記式(64a)〜(64c)で表される交流電圧がモータ１２、９０に印加されるように、電流制御回路１３ａ、１３ｂから電圧指令を出力することで、上記各実施の形態１１〜１３と同様に平滑コンデンサ３、５２、９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。

なお、交流負荷がモータ１２、９０の場合は、回転磁界が生じない交流電圧としたが、モータ以外の負荷の場合も、該負荷が動作しない交流電圧であれば良い。

また、平滑コンデンサ３、５２、９２の初期充電は、平滑コンデンサ３、５２、９２の電圧が指令値に到達すると終了するため、周波数が充分低い交流電圧を交流負荷に印加することで、交流電圧の位相がほとんど変わらないうちに初期充電を終了させることができる。即ち、交流負荷への影響が無視できる程度の位相角の範囲、例えば０〜１８０°を設定し、その間に初期充電が終了するような低周波数の交流電圧を交流負荷に印加することで、上記各実施の形態１１〜１３と同様に平滑コンデンサ３、５２、９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。この場合、位相が１２０°ずつ異なる通常の三相交流電圧であっても良い。

メインインバータの各相交流出力線に単相サブインバータを１あるいは複数個、直列接続して負荷に電力供給する電力変換装置に広く適用できる。

Claims (17)

1. 電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する電力変換装置において、
   上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、単相インバータであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記第１のインバータは、３相インバータであり、
   上記第２のインバータは、単相インバータであり、
   上記第１のインバータの交流側の各相と上記第２の単相インバータの交流側とを直列に接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの各発生電圧の総和により出力電圧を上記負荷に供給し、
   上記直流電圧制御手段は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第１のインバータの出力電圧指令を調整し、該操作量を減算することで上記第２のインバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、３相インバータであり、
   上記第１のインバータと上記第２のインバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、
   上記直流電圧制御手段は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第１、第２のインバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 上記第２のインバータは、上記第１のインバータが出力する電圧高調波を打ち消すための電圧を出力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記直流電圧制御手段は、上記第１、第２の各インバータのｄｑ軸上の出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項３または５に記載の電力変換装置。
8. 上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記直流電圧制御手段にて上記第１、第２のインバータの出力電圧指令を調整して該各インバータを出力制御することにより、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を初期充電し、
   該第２の直流電源の初期充電時における上記直流電圧制御手段による調整前の出力電圧指令は、上記第１のインバータの調整前出力電圧指令が上記負荷への印加電圧の指令値であり、上記第２のインバータの調整前出力電圧指令が０であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する電力変換装置において、
   上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、該第２の直流電源を初期充電するために上記第１、第２の各インバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、
   上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を充電するように上記第１、第２の各インバータを出力制御することを特徴とする電力変換装置。
10. 上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、単相インバータであることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
11. 上記第１のインバータは、３相インバータであり、
    上記第２のインバータは、単相インバータであり、
    上記第１のインバータの交流側の各相と上記第２の単相インバータの交流側とを直列に接続することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
12. 該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの各発生電圧の総和により出力電圧を上記負荷に供給し、
    上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第１のインバータの出力電圧指令とし、該操作量の極性を反転させて上記第２のインバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項９〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、３相インバータであり、
    上記第１のインバータと上記第２のインバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、
    上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第１のインバータの出力電圧指令とし、該操作量を上記第２のインバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
14. 上記初期充電制御装置は、上記負荷への電流を検出する手段と、該検出電流が指令値に追従するように上記負荷へ印加する電圧の指令値を生成する電流制御手段とを備えたことを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は直流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 上記負荷はモータであり、上記初期充電制御装置が該モータへ印加する電圧は、該モータに回転磁界が生じないような交流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達すると該第２の直流電源の初期充電を終了し、上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は、初期充電終了までの位相変化が所定範囲内となるような低周波数の交流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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