JP4772356B2

JP4772356B2 - 誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法

Info

Publication number: JP4772356B2
Application number: JP2005100668A
Authority: JP
Inventors: 敏昭村井; 隆行柏木; 泰明坂本
Original assignee: Railway Technical Research Institute
Current assignee: Railway Technical Research Institute
Priority date: 2005-03-31
Filing date: 2005-03-31
Publication date: 2011-09-14
Anticipated expiration: 2025-03-31
Also published as: JP2006287996A

Description

本発明は、誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法に関するものである。

従来、本願発明者らによって、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する誘導集電装置が開発され（下記特許文献１参照）、そのダンピング特性の改良が図られ、さらに、その誘導集電装置は無効電流制御方式と零相電流方式として開発されてきている。
その零相電流方式誘導集電装置を用いた走行試験において、車両運動による誘導電圧変化が原因と考えられる出力電流過剰（ＯＬ）によりコンバータが停止するという事態が発生した。そのため、本願発明者らはその現象を解明するとともに、その対策を検討した。その結果、（１）走行試験における初期ゲイン時とゲイン増大時の出力電流過剰の原因が異なること、（２）後者は制御抵抗Ｒ_c及びコンバータ電圧が飽和することが原因であること、（３）そのため、コンバータ電圧が飽和しないような制御を盛り込むことが有効であること、（４）コンバータ電圧偏差をフィードバックするにあたっては積分項より出力偏差部にすることが有効であることがわかった。
特許第３５９２５７３号公報特許第３４３５０８５号公報特許第３３０６０３２号公報システム制御情報学会編、須田信英：「ＰＩＤ制御」、ｐ５１、朝倉書店

すなわち、上記したような従来技術では、電流瞬時値に回路インピーダンスを乗じた電圧により力率１を達成する方法で誘導集電装置を制御しており、前記電圧が上限値を超えた場合の有効な制御方法が無かったため、力率１が達成されず、出力電流が過剰になるなどコンバータの動作が不安定となった。
本発明は、上記状況に鑑みて、コンバータ電圧が上限値を超えた場合でも的確に制御し、安定な動作を行うことができる誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法を提供することを目的とする。

本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕電流瞬時値に、制御抵抗Ｒｃによって制御される回路インピーダンスを乗じた電圧にて高力率を達成する、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する零相電流方式誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、前記コンバータ電圧が上限値を超える場合、前記上限値と実測値の差分をフィードバックして積分値に追加することにより、前記制御抵抗Ｒｃは低減させないことで前記誘導集電装置の出力電力目標値を低減させることを特徴とする。

〔２〕上記〔１〕記載の誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、前記フィードバックは、所定の規定値と角周波数から計算される電流値と、実際のコンバータ電流値との差分とし、前記フィードバックを出力偏差部分に追加することを特徴とする。

本発明によれば、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する零相電流方式誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、コンバータ電圧が上限値を超えた場合でも誘導集電装置を的確に制御し、安定な動作を行うことができる。

本発明の誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法は、電流瞬時値に、制御抵抗Ｒｃによって制御される回路インピーダンスを乗じた電圧にて高力率を達成する、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する零相電流方式誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、前記コンバータ電圧が上限値を超える場合、前記上限値と実測値の差分をフィードバックして積分値に追加することにより、前記制御抵抗Ｒｃは低減させないことで前記誘導集電装置の出力電力目標値を低減させる。よって、コンバータ電圧が上限値を超えた場合でも誘導集電装置を的確に制御し、安定な動作を行うことができる。

以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
まず、現車試験における出力電流過剰（ＯＬ）発生状況について説明する。
図１は現車試験における出力制御の基本ブロック図である。
この図において、１は出力測定値、２は出力上限値、３，８，１１は加算器、４，９は制限値生成器、５はＫ_p（比例項ゲイン）、６は積分器、７はＫ_i（積分項ゲイン）、１０は制御抵抗最小値（Ｒ_c0）、１２は出力値である。

上記したように、零相電流方式誘導集電装置を用いた走行試験初期（車上負荷試験）において、車両運動による誘導電圧変化が原因と考えられる出力電流過剰（ＯＬ）により、コンバータ停止が発生した（出力電流１００Ａ以上にてＯＬによりコンバータ停止）。その後、出力ゲインを調整することで、コンバータ停止は避けられるようになったが、依然、出力変動は継続し、ダンピング試験時にコンバータ停止が再発したため、制御抵抗最小値Ｒ_c0を増大させた。更に、リセットワインドアップ制御等も導入してみたが、完全に出力変動を低減することができなかった。

そこで、現車試験時と同様なパラメータを用いて、コンバータ運転状況をＭＡＴＬＡＢ（マットラブ）にてシミュレーションした。なおシミュレーションは以下の仮定による。
（１）計算モデルを図２に示す。本モデルは入力信号離散化（ｓａｍｐｌｅ）、三相、零相電流分離（ｉｔｒａｎｓ）、出力制御（ｐｏｗｅｒｃｏｎｔｒｏｌ）、離散化補正（ｄｉｇｉｔａｌｃｏｍｐｅｎｓａｔｅ）、制御電圧計算（Ｅｃｔｒａｎｓ）、集電回路〔Ｇ（ｓ）〕、直流回路（ＤＣｓｉｍｕｌａｔｅ）等を模擬しているが、ＰＷＭ制御は模擬していない。

（２）０−０．５ｓにて誘導電圧周波数が０−３００Ｈｚに増加するとともに振幅も周波数に比例して増加し、その後、一定値となる。また、０．６ｓから周波数５Ｈｚの誘導電圧変化（最大値と最小値は０_-pで倍半分）が発生する（図中ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ及びＥ₀）。
（３）コンバータは、０．２ｓ（１２０Ｈｚ）後から動作する（図中、ｓｔａｒｔ）。

以下にシミュレーション結果を示す。図３はコンバータ制御〔初期ゲイン、ＯＬによるコンバータ停止〕を模擬した図、図４はコンバータ制御〔出力制御ゲインを２倍〕を模擬した図、図５はコンバータ制御〔出力制御しきい値ΔＰ_max＝∞〕を模擬した図、図６はコンバータ制御〔制御抵抗最小値Ｒ_c0を２倍〕を模擬した図である。なお、図３〜図６におけるａは誘導電圧実効値（Ｅ₀）、ｂは交流（三相）電流実効値（Ｉ）、ｃは出力電力（Ｐ）、ｄはコンバータ電圧（交流電圧）実効値［指令値］（Ｅ_c）、ｅは零相電流（Ｉ₀）、ｆはコンバータ制御抵抗（Ｒ_c）を示す。

これらの図３〜図６から以下のことがわかる。
（１）初期ゲイン（図３）における制御抵抗Ｒ_cは誘導電圧Ｅ₀の変化に対して９０度遅れており、そのために誘導電圧Ｅ₀増大時に交流電流Ｉ、コンバータ電圧（指令値）Ｅ_c、直流電力が増大している。すなわち、誘導電圧Ｅ₀の変動に対する出力制御が十分でない（出力制御ゲインが小さい）ことが確認できる。また、コンバータ電圧Ｅ_cは３９０Ｖ≒５５０／ｓｑｒｔ（２）を越えており、その時に大きな零相電流Ｉ₀が発生、出力電力Ｐの最大値は８０ｋＷ（直流電流１３３Ａ）となっている。なお、周波数増加時に出力制御が機能していないが（出力制御が機能する場合、２００Ｈｚ付近から交流電流Ｉが低減、実機では低減）、これは周波数変化速度が実機より速いため（実機では３０秒程度）と考えられる。

（２）出力制御ゲイン２倍を模擬した場合（図４）、誘導電圧Ｅ₀増大時に制御抵抗Ｒ_cが増加して直流電力が２５ｋＷ一定となっている。すなわち、出力制御性能が改善できたことが確認できる一方、誘導電圧Ｅ₀低減時に制御抵抗Ｒ_cが最小値０．３５Ωにて飽和しており、この時に、交流電流Ｉ、コンバータ電圧Ｅ_c、出力電力Ｐが増大している（またコンバータ電圧Ｅ_cは３９０Ｖを超えており、その時に零相電流Ｉ₀が増大している）。特に出力電力Ｐ極大時は、誘導電圧Ｅ₀が極小値から増大に転じているのに関わらず、制御抵抗Ｒ_cが最小値０．３５Ωに保持されており、これが出力電力Ｐ増大の直接的な原因となっている。

（３）出力制御しきい値ΔＰ_max＝∞を模擬した場合（図５）、誘導電圧Ｅ₀低減時に制御抵抗Ｒ_cが最小値０．３５Ωにて飽和しているが、飽和両端にて増加している（出力偏差ΔＰの制限値がないため、ΔＰに比例して制御抵抗Ｒ_cが変化しているが、Ｒ_c最小値付近ではコンバータ電圧Ｅ_cの不平衡成分による出力電力脈動が大きくなるため、Ｒ_cの脈動も大きい）。そのため、交流電流Ｉ、コンバータ電圧Ｅ_c、零相電流Ｉ₀、出力電力Ｐの最大値も出力制御ゲインを２倍とした場合より低減している。

（４）制御抵抗最小値Ｒ_c0２倍を模擬した場合（図６）、誘導電圧Ｅ₀低減時に制御抵抗Ｒ_cが最小値０．７Ωにて飽和して、交流電流Ｉ、コンバータ電圧Ｅ_c、出力電力Ｐが増大しているが、その増大量は大幅に低減している。特にコンバータ電圧Ｅ_cは３９０Ｖを若干超える程度であり、零相電流Ｉ₀は増大しなくなった。
（５）上記４つのシミュレーション結果は実際の測定結果とほぼ同様な傾向を示している。

以上より、誘導電圧変動時の出力電流過剰現象として図７に示すメカニズムが想定される。
なお、ゲイン増大時の制御抵抗Ｒ_c飽和時に出力制御が遅れる（制御抵抗Ｒ_cが増大しない）理由として、
・制御抵抗Ｒ_c自身に最小値を持つこと
・誘導電圧Ｅ₀極小時に集電能力自体が２５ｋＷ以下となること
・制御抵抗Ｒ_cが小さい時に出力電力脈動が大きいこと
・コンバータ電圧Ｅ_cが上限値を超え、力率１制御が機能できないこと
・出力偏差にしきい値を設けていること、また制御ゲインが未だ不十分であること
等が挙げられる。

上記した結果から、コンバータ電圧が上限値を越えないような制御を追加すること及び出力制御ゲインを更に増大させることが対策として有効であると考えられるが、後者は出力電力脈動が大きいことから、既に限界にあると思われる。そのため、コンバータ電圧が上限値を超えないような制御を検討し、以下のコンバータ電圧飽和に対するリセットワインドアップ制御を走行試験にて検証した。

上記の方法による具体的な制御ブロック図を図８に示す。
図８において、２１は出力測定値、２２は出力上限値、２３，２７，３１，３４，３７は加算器、２４，２８，３５は制限値生成器、２５はコンバータ電圧（Ｅ_crms）、２６は規定値（図中３６０）、２９はリセットワインドアップ制御のフィードバック定数（Ｋ）、３０はＫ_p（比例項ゲイン）、３２は積分器、３３はＫ_i（積分項ゲイン）、３６は制御抵抗最小値（Ｒ_c0）、３８は出力値である。

本制御はコンバータ電圧（Ｅ_crms）２５がある規定値（図中３６０）２６を超えた場合、その偏差を出力制御の積分項に追加する。
上記図３〜図６の場合、出力電力低減時に出力一定制御によって制御抵抗Ｒ_cが低減（積分項が−方向に増加）するが、本制御は、コンバータ電圧の飽和時にその制御機能を抑制するように作用する（すなわち制御抵抗Ｒ_cが低減せず、交流電流そしてコンバータ電圧が増大しない）。なお、本制御は、検討当初、コンバータ電圧飽和時にそれ以上の積分動作を行わないことを目的としたリセットワインドアップ制御と似た制御ブロック図とした。

しかし、実質的には、過剰な積分動作補償というよりも、コンバータ電圧飽和を回避した制御抵抗Ｒ_cを低減させない機能として作用しており、一般的なリセットワインドアップ制御と厳密な意味で一致していないと考えられる。また、操作量（コンバータ電圧）と出力制御系（ＰＩ制御）から得られる制御抵抗Ｒ_cの関係が単純な比例でないため、リセットワインドアップ制御のフィードバック定数（図中のＫ）２９は、単純に求まらず、シミュレーション等によって試行錯誤する必要がある。

以下に、上記制御の性能を検証するためのシミュレーション結果を示す。
図９はリセットワインドアップ制御（Ｋ＝４）を示す図である。
図１０はリセットワインドアップ制御（Ｋ＝２）を示す図である。
図１１はリセットワインドアップ制御（Ｋ＝８）を示す図である。
図９〜図１１から以下のことがわかる。

なお、上記各図におけるａ〜ｆは図３〜図６と同様である。
（１）シミュレーション結果から、（リセットワインドアップ制御では）誘導電圧Ｅ₀極小時における制御抵抗Ｒ_cが最小値０．３５Ωに固定されず、その時の交流電流Ｉ及びコンバータ電圧Ｅ_cが低減している。また、コンバータ電圧Ｅ_cは３９０Ｖを若干越える程度となり、力率１制御が機能し、零相電流Ｉ₀も低減している。

更に、誘導電圧Ｅ₀が極小値から増大する時に発生した出力電力Ｐの増加も見られなくなった。
（２）一方、誘導電圧Ｅ₀極小時を中心に交流電流Ｉ等に新たな振動が発生し、またフィードバック定数Ｋが大きくなるにつれて増加している。シミュレーション結果では、Ｋ＝２程度が出力電力増加もなく、上記振動も小さいため、適切なゲインと考えられる。

以上より、上記制御は、誘導電圧変化時の出力電流過剰に有効であることが確認できたが、誘導電圧極小時に未だ振動が残ること、加速時に有効でないこと（出力制御が機能していない時）等の課題がある。
上記までの検討にてコンバータ電圧と上限値の偏差（交流電圧偏差）のフィードバックが直流電流過剰対策として有効であることから、本方法をベースに改良方式を検討した。改良方式の制御ブロック図を図１２に示す。

図１２において、４１は出力測定値、４２は出力上限値、４３はコンバータ電流測定値、４４は規定値、４５は角周波数、４６は演算器、４７，５０，５５，５８は加算器、４８，５１，５６は制限値生成器、４９はリセットワインドアップ制御のフィードバック定数（Ｋ）、５２はＫ_p（比例項ゲイン）、５３は積分器、５４はＫ_i（積分項ゲイン）、５７は制御抵抗最小値（Ｒ_c0）、５９は出力値である。

その基本的な考え方は、
（１）交流電圧偏差がより有効に作用するように、フィードバックする箇所を積分項から出力指令偏差部に変更する。このことは、交流電圧偏差発生時に出力上限値Ｐ_maxを低減することと解釈できる。
（２）制御抵抗Ｒ_cが最小値である時のコンバータ電圧は、ほぼ交流電流×リアクタンスに比例することから、交流電圧偏差の代わりに交流電流偏差を使用する。また、交流電流はコンバータ電圧（制御電圧）に対して、集電コイルのリアクタンス分がなまっているため、脈動等に対して有利である。

以下に、上記制御性能を検証するためのシミュレーション結果を示す。
図１３はコンバータ電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝０．３）の特性図である。
図１４はコンバータ電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝０．５）の特性図である。
図１５はコンバータ電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝１）の特性図である。
図１６はコンバータ電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝５）の特性図である。

なお、上記各図におけるａ〜ｆは図３〜図６と同様である。
これらの図から以下のことが分かる。
（１）本発明の改良制御によって、誘導電圧Ｅ₀極小時における制御抵抗Ｒ_cが最小値０．３５Ωに固定されず、その時の交流電流Ｉ及びコンバータ電圧Ｅ_cが低減している。また、コンバータ電圧Ｅ_cはＫ＝０．３（図１３）を除き、約３９０Ｖ以下であり、力率１制御が機能し、零相電流Ｉ₀も低減している。更に、誘導電圧Ｅ₀が極小値から増大する時に発生した出力電力Ｐの増加も見られなくなった。

（２）制御ゲインＫの増加とともに誘導電圧Ｅ₀極小時における制御抵抗Ｒ_cが増大している。Ｋ＝０．３（図１３）では、最小値０．３５Ωであるが、Ｋ＝０．５以上（図１４〜図１６）では、０．３５Ω以上である。また、Ｋを増加していくと、誘導電圧Ｅ₀極小時の制御抵抗Ｒ_cが増大、出力電力Ｐが低減するが、振動等は発生せず、安定に動作している。

次に、シミュレーション結果を確認するため、走行試験を模擬した定置でのコンバータ動作試験を実施した。
その試験回路を図１７に示す。この図において、６１は三相電源、６２はＰＷＭインバータ、６３は変圧器、６４はシミュレートされた集電コイル、６５は零相電流型コンバータ（ＰＷＭコンバータ）、６６は蓄電池、６７は負荷である。

走行時に相当する電圧をＰＷＭインバータ６２で発生し、実際の集電コイル６４とインピーダンスを揃えた模擬回路を通して、ＰＷＭコンバータ６５へ入力する。ＰＷＭコンバータ６５の出力は、超電導磁気浮上式鉄道車両の負荷６７を模擬した抵抗とコンデンサからなる回路に繋がれている。
上記試験回路において、台車共振周波数程度の一定周波数（５Ｈｚ）の誘導電圧変動を発生し、車両動揺電圧変動による出力電流過剰対策の効果を試験した。

新たに追加した電圧飽和のフィードバックゲインを変更した時の試験結果を図１８，図１９に及び比較のため、従来制御による試験結果を図２０に示す。
ここで図１８は出力電流過剰対策試験結果（Ｋ＝２）、図１９は出力電流過剰対策試験結果（Ｋ＝０．２）、図２０は出力電流過剰対策試験結果（従来制御）を示している。
これらの図から、従来制御では車両運動により出力電力が過剰に増大しているのに対して、対策を施した場合、出力電力の増大が抑制されていることが分かる。

なお、本試験結果は運転周波数３００Ｈｚにおけるものであるが、実走行と同様に周波数を０Ｈｚから３００Ｈｚに変化させる場合、従来制御では出力過剰にてコンバータ停止が発生するのに対して、対策を施した場合は停止しない。
一方、フィードバックゲインＫを０．２〜５に変化させて試験を実施したところ、Ｋ＝５にてコンバータ停止が発生したので、適切なフィードバックゲインを設定する必要がある。

以上より、上記改良制御は、コンバータ電圧飽和時の直流電流過剰対策に有効である。また、出力制御が動作しない速度でもコンバータ電圧飽和時の制御を行うため、加速時にも有効であると考えられる。
上記したように、零相電流方式誘導集電装置現車試験において発生した出力電力過剰の現象解明を実施し、その対策を検討した。また、現車試験にて検討した対策を実施したが、不十分であったため、改良制御方法を提案した。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法は、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する誘導集電装置の制御方法として利用可能である。

現車試験における出力制御の基本ブロック図である。ＭＡＴＬＡＢによる計算モデルを示す図である。コンバータ制御（初期ゲイン、ＯＬによるコンバータ停止）の模擬図である。コンバータ制御（出力制御ゲインを２倍）の模擬図である。コンバータ制御（出力しきい値ΔＰ_max＝∞）の模擬図である。コンバータ制御（制御抵抗最小値Ｒ_c0を２倍）の模擬図である。誘導電圧変動時の出力電流過剰現象を示す図である。コンバータ電圧飽和に対する制御ブロック図である。コンバータのリセットワインドアップ制御（Ｋ＝４）のシミュレーション特性図である。コンバータのリセットワインドアップ制御（Ｋ＝２）のシミュレーション特性図である。コンバータのリセットワインドアップ制御（Ｋ＝８）のシミュレーション特性図である。コンバータの電圧飽和を考慮した改良制御ブロック図である。コンバータの電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝０．３）の特性図である。コンバータの電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝０．５）の特性図である。コンバータの電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝１）の特性図である。コンバータの電圧飽和を考慮した改良制御（Ｋ＝５）の特性図である。走行試験を模擬した定置でのコンバータ動作試験の試験回路を示す図である。コンバータの出力電流過剰対策試験結果（Ｋ＝２）を示す図である。コンバータの出力電流過剰対策試験結果（Ｋ＝０．２）を示す図である。コンバータの出力電流過剰対策試験結果（従来制御）を示す図である。

１，２１，４１出力測定値
２，２２，４２出力上限値
３，８，１１，２３，２７，３１，３４，３７，４７，５０，５５，５８加算器
４，９，２４，２８，３５，４８，５１，５６制限値生成器
５，３０，５２Ｋ_p（比例項ゲイン）
６，３２，５３積分器
７，３３，５４Ｋ_i（積分項ゲイン）
１０，３６，５７制御抵抗最小値（Ｒ_c0）
１２，３８，５９出力値
２５コンバータ電圧（Ｅ_crms）
２６，４４規定値
２９，４９Ｋ（リセットワインドアップ制御のフィードバック定数）
４３コンバータ電流測定値
４５角周波数
４６演算器
６１三相電源
６２ＰＷＭインバータ
６３変圧器
６４シミュレートされた集電コイル
６５零相電流型コンバータ（ＰＷＭコンバータ）
６６蓄電池
６７負荷

Claims

電流瞬時値に、制御抵抗Ｒｃによって制御される回路インピーダンスを乗じた電圧にて高力率を達成する、磁気浮上式鉄道の車上電源としての地上コイルが作る高周波磁界を利用する零相電流方式誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、前記コンバータ電圧が上限値を超える場合、前記上限値と実測値の差分をフィードバックして積分値に追加することにより、前記制御抵抗Ｒｃは低減させないことで前記誘導集電装置の出力電力目標値を低減させることを特徴とする誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法。
請求項１記載の誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法において、前記フィードバックは、所定の規定値と角周波数から計算される電流値と、実際のコンバータ電流値との差分とし、前記フィードバックを出力偏差部分に追加することを特徴とする誘導集電装置のコンバータ電圧飽和時の制御方法。