JP4740616B2

JP4740616B2 - 電磁アクチュエータ制御装置及び車両の制御装置

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Publication number: JP4740616B2
Application number: JP2005067614A
Authority: JP
Inventors: 健三西田
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2005-03-10
Filing date: 2005-03-10
Publication date: 2011-08-03
Anticipated expiration: 2025-03-10
Also published as: JP2006253400A

Description

本発明は、電子制御４輪駆動車両等のトルク伝達機構等で使用される電磁アクチュエータのエアギャップ長推定に関する。

例えば、電子制御４輪駆動車両等のトルク伝達機構等では、左右一対のプラネタリギヤセットと、各プラネタリギヤセットに連結されたサンギヤのトルクを可変制御するための一対のブレーキ機構を含んでいる。各ブレーキ機構は、湿式多板ブレーキと、この多板ブレーキを作動する電磁アクチュエータを含んでいる。

電磁アクチュエータは、筒状内部空間に設けられ、磁性体材料から成るコア（ヨーク）と、所定のエアギャップを以ってコアと筒状内部空間の軸方向に対向するように配置された磁性体材料から成るアーマチュアと、コアとアーマチュアとの間の環状空間に挿入された励磁コイルと、アーマチュアに連結されたピストン等から構成される。

励磁コイルに電流を印加すると、コアとアーマチュアとエアギャップとから構成される磁気回路に磁路が形成され、コアとアーマチュア間のエアギャップに電磁力が発生する。この電磁力によりアーマチュアがコアに引き付けられて推力が発生する。この推力により、アーマチュアと一体に連結されたピストンが多板ブレーキを押し付け、多板ブレーキに発生する摩擦力によりブレーキトルクが発生する。このブレーキトルクにより多板ブレーキに連結された車軸のトルクが制御される。

マイクロコンピュータを搭載したＥＣＵにより、車両の旋回方向及び操舵力又は操舵角等の走行状態に相当するブレーキトルクを発生するために、左右の電磁ソレノイドに流す目標電流値を算出し、左右の電磁ソレノイドに流す励磁電流がそれぞれの目標電流値に一致するよう制御して、左右の後ろ車軸への出力トルクを可変に制御している。

励磁コイルに流す励磁電流値を目標電流値に高速に収束させるために、車両の走行状態に相当するブレーキトルクに対応する目標電流値がＥＣＵにより算出される。ＥＣＵは目標電流値と励磁コイルに流れる実電流との差分に応じて、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ駆動信号をスイッチング素子の制御端子に供給する。

スイッチング素子は、バッテリ電源とグラウンド間に励磁コイルと直列に設けられており、制御端子に印加されるＰＷＭ駆動信号のハイ／ローに応じてオン／オフし、励磁コイルに電流が制御される。

電流還流用ダイオード（フライホイールダイオード）が励磁コイルと並列に設けられており、スイッチング素子がオフすると、励磁コイルに発生する逆起電力により電流還流用ダイオードがオンし、励磁コイルに電流還流を流して平滑化する。

励磁コイルに流れる実電流を検出して、ＰＩＤ演算手段により実電流と目標電流とを比較して、実電流が目標電流値に一致するようＰＷＭ制御をする。

このように、励磁コイルの電流値が目標電流値に高速に収束するようスイッチング素子に印加するＰＷＭ駆動信号のパルス幅を制御している。

一方、多板ブレーキの摩擦力による磨耗によりコアとアーマチュアとの間のエアギャップが狭くなって変動し、エアギャップが狭くなると推力が増大する。上述のように励磁コイルに電流が流れることにより磁束回路に磁束が発生する。エアギャップにかかる推力は磁束により決まるものなので、この推力を正確に制御する必要がある。

推力を正確に制御するための先行技術文献としての特許文献１がある。特許文献１は、磁束が通る磁路内にサーチコイルを配設し、パルス波形の実電流を励磁コイルに流し、磁気回路の磁路に発生する磁束の変化によるサーチコイルに発生する起電力を測定し、磁束計算を行い、計算結果の磁束、エアギャップ断面積及コア等の透磁率に基づいて、推力を算出することを開示している。
特開２００２−３０３６６０号公報

しかしながら、特許文献１では、上述のようにサーチコイルを用いて磁束を検出するものであるため、サーチコイルに係る部品コストが増加する問題がある。また、サーチコイルに発生する起電力は、励磁コイルに対する巻き数が少ないことから、大きな磁気エネルギーを出力することはできない。

これにより、サーチコイルに発生する起電力は、車両内で使用される無線機や携帯電話機からの電波によるスパイクノイズの影響を受けてばらつく。サーチコイル出力起電力を積分すると、起電力中のスパイクノイズ値なども積分されるので、積分値から計算された磁束の値が大きく変化し、推力の推定値に大きな誤差を生じるという問題点があった。

また、励磁コイル内での磁束の形成には、磁束回路を構成するヨークとアーマチュアの形状のバラツキによるバラツキがある。更に、エアギャップ長が変化すると、磁気回路のエアギャップに係る磁気抵抗が変化して磁気回路の磁束形成も大きく変化し、サーチコイルを磁束検出のための最適なレイアウトとすることができないという問題点があった。

このように、磁気回路の磁束を算出することにより、推力を推定する方法では、推定誤差が大きくなるという問題点があった。

よって、本発明の目的は、サーチコイルをなくして電磁アクチュエータのコストを低減するとともに、磁束を検出するのではなくエアギャップを推定することにより精度の良いトルク制御を行うことができる電磁アクチュエータ制御装置及び車両の制御装置を提供することである。

請求項１記載の発明によると、エアギャップを介して対向するコア及びアーマチュアと、ＰＷＭ駆動信号に基づいてオン／オフする第１のスイッチ手段と、前記第１のスイッチ手段と直列に接続され、前記コア及び前記アーマチュアに磁束を発生させる励磁コイルと、前記励磁コイルと並列に接続され、前記第１のスイッチ手段がオフしたとき、前記励磁コイルの両端に発生する起電力によりオンし、前記第１のスイッチ手段がオンのときオフする第２のスイッチ手段とを有する電磁アクチュエータを制御する電磁アクチュエータ制御装置であって、前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、第１のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第１の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加した後に、前記第１のスイッチ手段をオフにするためのＰＷＭ駆動信号を前記第１のスイッチ手段に印加する第１の制御手段と、前記第１のスイッチ手段がオフされてから第２の一定時間が経過するまで前記電流検出手段により検出された電流を積分して電流積分値を算出する電流積分値算出手段と、各電流積分値とエアギャップ長の対応関係を記憶するエアギャップ変換マップと、前記エアギャップ変換マップを参照して、前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換するエアギャップ変換手段とを具備し、前記第２の一定時間は、該第２の一定時間が経過したとき、想定される全てのエアギャップ及び前記励磁コイルの温度で前記励磁コイルに流れる電流が０になる時間であることを特徴する電磁アクチュエータ制御装置が提供される。

請求項１記載の電磁アクチュエータ制御装置によれば、エアギャップ長が小さくなると電流積分値が大きくなるとことによるエアギャップと電流積分値間の１対１の対応関係に基づいて、各電流積分値とエアギャップ長の対応関係がエアギャップ変換マップに記憶されている。

第１のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第１の一定時間、第１のスイッチ手段に印加した後に、第１のスイッチ手段をオフにするＰＷＭ駆動信号が印加されると、励磁コイルに起電力が発生して、第２のスイッチ手段がオンし、励磁コイルに還流電流が流れる。

電流積分値算出手段は、電流検出手段により検出された還流電流を積分して電流積分値を算出する。エアギャップ変換手段は、エアギャップ変換マップを参照して、電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換する。これにより、サーチコイルにより磁束を検出することなく、電流積分値に基づいてエアギャップを推定することができる。

請求項２記載の発明によると、前記励磁コイルの温度を検出する温度検出手段を更に具備し、前記エアギャップ変換マップには、前記励磁コイルの各温度における、前記電流積分値と前記エアギャップ長の対応関係が記憶され、前記エアギャップ変換手段は、前記エアギャップ変換マップを参照して、前記温度検出手段により検出された温度及び前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換することを特徴とする請求項１記載の電磁アクチュエータ制御装置が提供される。

請求項２記載の電磁アクチュエータ制御装置によれば、電流積分値は励磁コイルの温度に依存することから、温度検出手段が励磁コイルの温度を検出し、エアギャップ変換手段は、エアギャップ変換マップを参照して、温度検出手段により検出された温度及び電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップに変換する。

請求項３記載の発明によると、第２のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第３の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加する第２の制御手段を具備し、前記温度検出手段は、前記第３の一定時間が経過したときの前記電流検出手段により検出された励磁電流及び前記第２のデューティ比に基づいて、前記励磁コイルの抵抗値を検出し、該抵抗値に基づいて、前記励磁コイルの温度を検出することを特徴とする請求項２記載の電磁アクチュエータ制御装置が提供される。

請求項３記載の電磁アクチュエータ制御装置によれば、励磁コイルの温度と抵抗の関係により励磁コイルの温度を検出する。

請求項４記載の発明によれば、エアギャップを介して対向するコア及びアーマチュアと、ＰＷＭ駆動信号に基づいてオン／オフする第１のスイッチ手段と、前記第１のスイッチ手段と直列に接続され、前記コア及び前記アーマチュアに磁束を発生させる励磁コイルと、前記励磁コイルと並列に接続され、前記第１のスイッチ手段がオフしたとき、前記励磁コイルの両端に発生する起電力によりオンし、前記第１のスイッチ手段がオンのときオフする第２のスイッチ手段とを有する電磁アクチュエータを含む車両の制御装置であって、前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、第１のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第１の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加した後に、前記第１のスイッチ手段をオフにするためのＰＷＭ駆動信号を前記第１のスイッチ手段に印加する第１の制御手段と、前記第１のスイッチ手段がオフされてから第２の一定時間が経過するまで前記電流検出手段により検出された電流を積分して電流積分値を算出する電流積分値算出手段と、各電流積分値とエアギャップ長の対応関係を記憶するエアギャップ変換マップと、前記エアギャップ変換マップを参照して、前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換するエアギャップ変換手段と、各エアギャップ長及び各駆動トルクと目標制御電流値との対応関係を記憶する目標制御電流変換マップと、前記目標制御電流変換マップを参照して、車両の走行状態に応じた駆動トルクと前記エアギャップ変換手段により変換されたエアギャップ長に対応する目標制御電流値を算出する目標制御電流値算出手段と、前記電流検出手段が検出した電流が前記目標制御電流値に一致するように、前記ＰＷＭ駆動信号のデューティ比を制御するＰＩＤ演算手段とを具備し、前記第２の一定時間は、該第２の一定時間が経過したとき、想定される全てのエアギャップ及び前記励磁コイルの温度で前記励磁コイルに流れる電流が０になる時間であることを特徴する車両の制御装置が提供される。

請求項４記載の車両の制御装置によれば、電磁アクチュエータからサーチコイルを無くし、電流積分値に基づいてエアギャップを推定し、このエアギャップ推定値から目標伝達トルクに対する目標制御電流値を算出する。

請求項１記載の発明によると、電磁アクチュエータからサーチコイルを無くしているので、電磁アクチュエータのコストが低減する。また、巻き数の大きい磁気エネルギーの大きい励磁コイルに流れる電流を積分するので、電流積分値がノイズの影響を受け難く、正確にエアギャップを推定できる。また、第２の一定時間が経過したときには、励磁コイルの電流が０になっているので、電流積分値が大きくなって、エアギャップの違いによる電流積分値の値が大きくなり、正確にエアギャップを推定できる。

請求項２記載の発明によると、電流積分値が励磁コイルの温度に依存することから、励磁コイルの温度を検出して、励磁コイルの温度、電流積分値に基づいてエアギャップ長を推定するので、より正確にエアギャップを推定することができる。

請求項３記載の発明によると、励磁コイルの抵抗値より励磁コイルの温度を検出するので、余分なコストがかかることなく励磁コイルの温度を検出することができる。

請求項４記載の発明によると、電磁アクチュエータからサーチコイルを無くしているので、電磁アクチュエータのコストが低減する。また、巻き数の大きい磁気エネルギーの大きい励磁コイルに流れる電流を積分するので、電流積分値がノイズの影響を受け難く、精度良くエアギャップを推定できる。これにより、駆動トルクを正確に制御することができる。また、第２の一定時間が経過したときには、励磁コイルの電流が０になっているので、電流積分値が大きくなって、エアギャップの違いによる電流積分値の値が大きくなり、正確にエアギャップを推定できる。

図１は、本発明の磁束検出装置を適用可能なフロントエンジン・フロントドライブ（ＦＦ）車ベースの４輪駆動車両の動力伝達装置の概略図を示す図である。

図１に示すように、動力伝達系は、車両前方に配置されたエンジン２の動力がトランスミッション４の出力軸４ａから伝達されるフロントデファレンシャル装置６と、このフロントデファレンシャル装置６からの動力がプロペラシャフト８を介して伝達される増速装置（変速装置）１０と、増速装置１０からの動力が伝達されるリヤデファレンシャル装置１２と、車両の走行制御などを行うＥＣＵ１３とを主に含んでいる。

フロントデファレンシャル装置６は従来周知の構造となっており、トランスミッション４の出力軸４ａからの動力をデフケース６ａ内の複数のギヤ１４と出力軸１６，１８を介して左右の前輪駆動軸２０，２２に伝達することにより、各前輪が駆動される。

リヤデファレンシャル装置１２は、後で説明するように、一対のプラネリギヤセットと、それぞれ多板ブレーキ機構（多板クラッチ機構）の締結を制御する一対の電磁アクチュエータを含んでおり、電磁アクチュエータを制御して左右の後輪駆動軸２４，２６に動力を伝達することにより、各後輪が駆動される。

図２は増速装置（変速装置）１０と、増速装置１０の下流側に配置されたリヤデフンシャル装置１２の断面図である。増速装置１０はケーシング２８中に回転可能に取り付けられた入力シャフト３０と、出力シャフト（ハイポイドピニオンシャフト）３２を含んでいる。

増速装置１０は更に、オイルポンプサブアセンブリ３４と、プラネタリキャリアサブアセンブリ３８と、直結クラッチサブアセンブリ４０と、変速ブレーキ４２を含んでいる。

増速装置１０の下流側に設けられたリヤデファレンシャル装置１２は、ハイポイドピニオンシャフト３２の先端に形成されたハイポイドピニオンギヤ４４を有している。

ハイポイドピニオンギヤ４４はハイポイドリングギヤ４８と噛み合っており、ハイポイドリングギヤ４８からの動力は左右に一対設けられたプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのリングギヤに入力される。

プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤは左側後ろ車軸２４、右側後ろ車軸２６周りに回転可能に取り付けられている。プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのプラネタリキャリアは、左側後ろ車軸２４、右側後ろ車軸２６に固定されている。プラネタリキャリアに担持されたプラネットギヤがサンギヤ及びリングギヤに噛み合っている。

左右のプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂは、サンギヤのトルクを可変制御するために設けられたブレーキ機構５１に連結される。ブレーキ機構５１は、湿式多板ブレーキ５２と、この多板ブレーキ５２を作動する電磁アクチュエータ５６を含んでいる。

湿式多板ブレーキ５２のブレーキプレートはケーシング５４に固定され、ブレーキディスクはプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤに固定されている。

電磁アクチュエータ５６は、環状溝を有する磁性材料から成るリング状コア（ヨーク）５８と、リング状コア５８の環状溝中に挿入された環状の励磁コイル６０と、リング状コア５８に所定のギャップを持って対向する磁性材料から成るリング状アーマチュア６２と、アーマチュア６２に連結された環状ピストン６４とから構成される。

励磁コイル６０に励磁電流を流すと、アーマチュア６２が励磁コイル６０に流れる励磁電流により磁気回路に発生した磁束よりコア５８に引き付けられて推力が発生する。この推力により、アーマチュア６２と一体に連結されたピストン６４が多板ブレーキ５２を押し付けることで、ブレーキトルクが発生する。

これにより、プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤはそれぞれケーシング５４に対して固定され、ハイポイドピニオンシャフト３２の駆動力はプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのリングギヤ、プラネットギヤ、プラネットキャリアを介して左右の後ろ車軸２４，２６に伝達される。

このように、励磁コイル６０に流す励磁電流を制御することにより、入力シャフト３０の駆動力を直結状態で或いは増速装置１０で増速して、左右の後ろ車軸２４，２６に任意に分配することができ、最適な旋回制御を実現することができる。

図３は、図２中の電磁アクチュエータ５６の励磁コイル６０に流れる励磁電流を制御するための励磁コイル６０及び周辺回路図である。電磁ソレノイド７０は、図３に示すように、スイッチ手段（第１のスイッチ手段）８０と、フライホイールダイオード（第２のスイッチ手段）８２と、励磁コイル６０を有する。

第１のスイッチ手段８０は、バッテリ電源９０から励磁コイル６０への電流の供給のオン／オフをするためのスイッチであり、制御電極に印加されるＰＷＭ駆動信号のハイレベル／ローレベルに応じて、オン／オフする、例えば、Ｎチャネル型ＦＥＴ（以下、ＦＥＴと略す）で構成する。

ＦＥＴ８０と励磁コイル６０は、バッテリ電源９０とグラウンド間に直列に接続されている。例えば、ＦＥＴ８０は、ドレインが所定の正電圧、例えば１２Ｖのバッテリ電源９０に接続され、ソースが励磁コイル６０の一端（以下、第１端）に接続されている。ゲートには、ＰＷＭ駆動信号が印加される。

フライホイールダイオード８２は、励磁コイル６０と並列に接続されている。例えば、ダイオード８２は、アノードがグラウンドに接続され、カソードが励磁コイル６０の第１端に接続されている。

フライホイールダイオード８２は、ＦＥＴ８０がオフすると励磁コイル６０の両端に発生する逆起電力により順バイアスされてオンして、図３に示すように、励磁コイル６０に還流電流ａを流す。フライホイールダイオード８２は、ＦＥＴ８０がオンすると、逆バイアスされてオフする。

一定のクロック周期に対するＰＷＭ駆動信号のハイレベルの時間の割合をディーティ比と呼ぶ。ＰＷＭ駆動信号がハイレベルのとき、ＦＥＴ８０がオンして、励磁コイル６０に励磁電流が流れ、デューティ比％に相当する励磁電流が増加する。また、ＰＷＭ駆動信号がローレベルのとき、ＦＥＴ８０がオフし、励磁コイル６０の両端に逆起電力が発生して、還流電流ａが流れる。一方、デューティ比が０になると、還流電流ａが０になるまで減少する。

励磁コイル６０は、第１端がＦＥＴ８０のソースに接続され、他端（以下、第２端）が後述する電流検出手段１２２に設けられた抵抗２６０を介してグラウンドに接続されている。バッテリ電源９０よりＦＥＴ８０、励磁コイル６０及び抵抗２６０を介してグラウンドへ電流が流れる。このように、電磁アクチュエータ５６からはサーチコイルが無くなっている。

ＥＣＵ１３は、旋回方向、舵角、スロットル開度及び車速等の車両の走行状態に応じたトルク配分のための制御等を行う。ＥＣＵ１３は電磁アクチュエータ５６が発生するブレーキトルクが走行状態に応じて最適なものとなるように電磁アクチュエータ５６を制御する電磁アクチュエータ制御手段１００として機能するプログラムを実行する。

図４は本発明の実施形態による電磁アクチュエータ制御手段１００の機能ブロック図である。図４に示すように、電磁アクチュエータ制御手段１００は、エアギャップ長推定手段１１０と、目標伝達トルク算出手段１１２と、目標制御電流値算出手段１１４と、ＰＩＤ演算手段１１６と、選択手段１１８と、ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０と、電流検出手段１２２を有する。

図５は、還流電流とエアギャップの関係を示す図であり、励磁コイル６０の温度が一定であるときの各エアギャップでの還流電流を示している。ここでは、一例として、エアギャップ長ＡＧ１，ＡＧ２，ＡＧ３（ＡＧ１＞ＡＧ２＞ＡＧ３）での還流電流が示されている。

図５に示すように、エアギャップが小さくなるにつれて、磁気回路の磁気抵抗が小さくなって、形成される磁束が大きくなる。そのため、励磁コイル６０の両端に発生する逆起電力も大きくなって、還流電流が大きくなり、また、還流電流が０になるまでの時間が長くなり、その結果、ＦＥＴ８０がオフしてから還流電流が０になるまでの還流電流の積分値（電流積分値）が増加する。

例えば、各エアギャップＡＧｉ（ｉ＝１，２，３）について、ＰＷＭ駆動信号がローレベルになった時刻、例えば、所定のデューティのパルスがローレベルになった時刻ｔ０から還流電流が０になる時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３までの時間（ｔｉ−ｔ０）（ｉ＝１，２，３）が（ｔ１−ｔ０）＜（ｔ２−ｔ０）＜（ｔ３−ｔ０）となり、その電流積分値Ｓｉ（ｉ＝１，２，３）がＳ１＜Ｓ２＜Ｓ３となる。これにより、エアギャップと電流積分値は１対１の関係があることが分かる。

図６は、還流電流と励磁コイル６０の温度の関係を示す図であり、エアギャップが一定であるとき、励磁コイル６０の各温度での還流電流を示している。ここでは、励磁コイル６０の温度の低い場合と、励磁コイル６０の温度が高い場合での還流電流が示されている。

図６に示すように、励磁コイル６０の温度が低くなると、励磁コイル６０の抵抗が小さくなって多く電流が流れ、逆に、励磁コイル６０の温度が高くなると、励磁コイル６０の抵抗が大きくなってより少ない電流が流れる。これにより、電流積分値が励磁コイル６０の温度に依存することが分かる。

よって、励磁コイル６０の温度及び電流積分値が既知となると、その励磁コイル６０におけるエアギャップ長を推定することができる。即ち、予め実験により励磁コイル６０の各温度にて、各エアギャップでの電流積分値を取得しておき、既知となった励磁コイル６０の温度で既知となった電流積分値に一致するエアギャップ長を求めることによりエアギャップ長を推定することができる。

エアギャップ長推定手段１１０は、励磁コイル６０の温度と電流積分値によりエアギャップ長を推定する手段である。

図７は図４中のエアギャップ長推定手段１１０の機能ブロック図である。図７に示すように、エアギャップ長推定手段１１０は、主制御手段１５０と、抵抗検出手段１５２と、電流積分値算出手段１５４と、エアギャップ長算出手段１５６と、記憶手段１５８を有する。

主制御手段１５０はエアギャップ長推定のために以下の制御を行う。

（１）車両の走行状態に応じて、現在、エアギャップ推定の実施が可能であるか否かを判断する。エアギャップ推定の実施が可能である場合とは、車両の走行状態より、電磁アクチュエータ５６の制御が必要でないと判断される場合である。

（２）エアギャップ推定が実施可能であれば、励磁コイル６０の温度を検出するための抵抗を算出するための制御、即ち、デューティ比（第２のデューティ比）一定のＰＷＭ駆動信号がＦＥＴ８０に印加されるように制御を行い、当該ＰＷＭ駆動信号により励磁電流が安定した後、例えば、当該ＰＷＭ駆動信号の出力が開始されてから一定時間（第３の一定時間）経過した後に、抵抗検出手段１５２に抵抗検出の指示をする。

このとき、デューティ比が大きいと、励磁電流が大きくなり電磁アクチュエータ５６に大きなブレーキトルクが発生し、車が走行しているときに間違えて作動すると危険であるので小さい値が良い。また、デューティ比が小さ過ぎると、例えば、５％以下では、励磁電流値とデューティ比に直線性がなくなるので使用することができない。そこで、本実施形態では、一例として、デューティ値を２５％としている。

（３）抵抗検出手段１５２が温度の検出を終了すると、電流積分値算出のための制御を行ってから、即ち、後述するように、ＰＷＭ駆動信号のレベルをローレベルとし、電流積分値算出手段１５４に電流積分値の算出の指示をする。

（４）電流積分手段１５４が電流積分値の算出を終了すると、エアギャップ長算出手段１５６にエアギャップ長の算出を指示する。

尚、主制御手段１５０は、電流積分値が抵抗検出とは独立して算出されるように制御しても良い。即ち、抵抗検出のためのＰＷＭ駆動信号と同じ又は異なるデューティ比（第１のデューティ比）のＰＷＭ駆動信号を一定時間（第１の時間）出力するよう制御を行った後、抵抗検出手段１５２への抵抗検出の指示をスキップして、電流積分値の算出を行うように制御しても良い。

図８は抵抗検出を示すタイムチャートである。抵抗検出手段１５２は、主制御手段１５０より抵抗検出の指示を受けると、励磁コイル６０に流れる励磁電流から励磁コイル６０の抵抗を算出する。

図８に示すように、ＦＥＴ８０のゲートにデューティ比２５％のＰＷＭ駆動パルスを印加され、所定時間Ｔｒが経過すると、励磁電流は安定する。このとき、バッテリ電源９０の電源電圧ＶＢ、励磁コイル６０の両端に印加される電圧ＶＣ、ＰＷＭ駆動信号のデューティ比Ｄ＝（２５％）とすると、電圧ＶＣは次式（１）により推定される。

電圧ＶＣ＝ＶＢ×Ｄ／１００・・・（１）
尚、ここでは、励磁コイル６０の抵抗値に比べて、励磁電流に係る他の抵抗、例えば、ＦＥＴ８０のオン抵抗等が十分小さいものとしている。

これより、励磁コイル６０の抵抗Ｒは、次式（２）により求められる。

抵抗Ｒ＝電圧ＶＣ／励磁電流Ｉ・・・（２）
励磁電流は安定した後もＰＷＭ駆動信号により平均値を中心に上下に変動することから、式（２）中の励磁電流値Ｉは、図８に示すように、後述する電流検出手段１２２により励磁電流が平均化されたものである。

電流積分値算出手段１５４は、主制御手段１５０より電流積分値算出の指示を受けると、電流検出手段１２２より検出された還流電流を一定時間積分して、記憶手段１５８に電流積分値を記憶する。

図９は、電流積分値算出を示すタイムチャートである。エアギャップ（ＡＧｉ（ｉ＝１，２，３））毎に、還流電流が０になるまでの時間が異なることから、図９に示すように、一定時間（第２の一定時間）は、想定される全てのエアギャップ及び温度で還流電流が０になる時間Ｔｓとしている。

尚、時刻ｔ０はＰＷＭ駆動信号がローレベルとなった時刻であり、時刻ｔ１はＴｓ＝（ｔ１−ｔ０）となる時刻である。これにより、第２の一定時間Ｔｓが経過したときには、還流電流が０になっていることから、電流積分値が大きくなる。

また、時刻ｔ０での励磁電流は、上述したように、抵抗測定時のＰＷＭ駆動信号によるものでなくてもよい。また、積分する電流値は、本実施形態のように電流検出手段１２２により平均化されたものでもよく、平均化される前の電流値でも良い。

エアギャップ長算出手段１５６は、温度変換マップ２００と、温度変換手段２０２と、エアギャップ変換マップ２０４と、エアギャップ変換手段２０６を有する。

図１０は温度と抵抗の関係を示す図であり、横軸に励磁コイル６０の抵抗Ｒ、縦軸に励磁コイル６０の温度を示す。図１０に示すように、温度が高くなるにつれて、例えば、上述した抵抗検出と同じ条件における抵抗Ｒが大きくなる。温度変換マップ２００には、電磁アクチュエータ５６の実験により、任意のエアギャップ長において、励磁コイル６０の各温度で測定した励磁コイル６０の励磁電流を式（１），（２）に適用して算出した抵抗値と温度の対応関係が予め記憶されている。

温度変換手段２０２は、抵抗検出手段１５２より検出された励磁コイル６０の抵抗Ｒより、温度変換マップ２００を検索して、該当する温度に変換して、この温度を記憶手段１５８に記憶する。抵抗検出手段１５２と、温度変換マップ２００と、温度変換手段２０２により励磁コイル６０の温度を検出する温度検出手段を構成する。

尚、温度検出手段は、励磁電流から温度を検出するのではなく、冷却のために電磁ブレーキに供給されているオイル温度を検出することにより、このオイル温度が励磁コイル６０の温度に略一致すると推定し、オイル温度を励磁コイル６０の温度としても良い。

エアギャップ変換マップ２０４には、電流積分値と温度の組み合わせに対して、該当するエアギャップ長が予め記憶されている。エアギャップ変換マップ２０４は、電磁アクチュエータ５６の実験により、各エアギャップを形成し、例えば、電磁アクチュエータ５６のコア５８とアーマチュア６２との間にエアギャップに相当する厚さの環状シムを挟みエアギャップを形成し、励磁コイル６０を各温度にし、上述した電流積分算出の場合と同条件、即ち、デューティ比（第１のデューティ比）一定のＰＷＭ駆動信号を一定時間（第１の一定時間）ＦＥＴ８０に印加した後に第２の一定時間電流積分して電流積分値を算出することにより作成する。

エアギャップ変換手段２０６は、記憶手段１５８に記憶されている温度及び電流積分値から、エアギャップ変換マップ２０４を参照して、温度及び電流積分値の組み合わせに対応するエアギャップ長を求め、記憶手段１５８に記憶する。

図４中の目標伝達トルク算出手段１１２は、旋回方向、図示しない操舵角センサより出力される操舵角、図示しないスロットル開度センサより出力されるスロットル開度及び図示しない車速センサ等より出力される車両の走行状態に応じて、左右の後輪車軸２４，２６に分配する目標伝達トルクを算出する。

図１１は目標制御電流値算出手段１１４の機能ブロック図である。図１１に示すように、目標制御電流値算出手段１１４は、目標制御電流変換マップ２５０と、目標制御電流変換手段２５２を有する。目標制御電流変換マップ２５０には、各目標伝達トルク及び各エアギャップの組み合わせに対して、対応する目標制御電流値が予め記憶されている。このマップ２５０は、電磁アクチュエータ５６の実験により、各エアギャップでの目標制御電流値に対する推力によるブレーキトルク（目標伝達トルク）を求めることにより作成する。

目標制御電流変換手段２５２は、記憶手段１５８に記憶されているエアギャップ長及び目標伝達トルク算出手段１１２により算出された目標伝達トルクの組み合わせから、目標制御電流変換マップ２５０を参照して、対応する目標制御電流値に変換する。

図４中のＰＩＤ演算手段１１６は、電流検出手段１２２により検出された実電流値が目標電流値に収束するようにＰＷＭ駆動信号のデューティ比を決定する。即ち、電流検出手段１２２により検出された実電流と目標電流値との差分に応じて、目標値が実電流よりも大であれば、実電流が増加するよう、目標値が実電流よりも小であれば、実電流が減少するよう、目標値が実電流と一致すれば、実電流が維持されるようにデューティ比を決定する。

選択手段１１８は、エアギャップ長推定手段１１０及びＰＩＤ演算手段１１６より出力されたデューティ比のいずれか一方の有効なデューティ比を選択して、ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０に出力する。

ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０は、選択手段１１８より出力されるデューティ比のＰＷＭ駆動信号を電磁ソレノイド７０に出力する。

電流検出手段１２２は、図３に示すように、抵抗２６０、オペアンプ２６２、平均化手段２６４及びＡ／Ｄ変換器２６６を有する。抵抗２６０は一端が励磁コイル６０及びオペアンプ２６２のマイナス端子に接続され、他端が接地されオペアンプ２６２のプラス端子に接続されている。

オペアンプ２６２は、抵抗２６０の両端の電圧を算出することにより、励磁コイル６０に流れた電流値を検出する。平均化手段２６４は、オペアンプ２６２より出力された電流値（アナログ）を、例えば、ＣＲフィルタにより平均化する。Ａ／Ｄ変換器２６６は一定のサンプリング周期で平均化手段２６４より出力されるアナログ電圧値をデジタル電圧値に変換する。

図１２は駆動トルク制御方法を示すフローチャートである。図１３は図１２中の抵抗推定のフローチャートである。図１４は図１２中の電流積分のフローチャートである。図１５は図１２中のエアギャップ推定のフローチャートである。図１６は図１２中の通常制御のフローチャートである。以下、これらの図面を参照して、駆動トルク制御方法の説明をする。

図１２中のステップＳ２において、主制御手段１５０は、車両の走行状態に基づいて、通常制御が必要であるか否かを判定する。通常制御が必要でなければ、ステップＳ４に進む。通常制御が必要ならば、ステップＳ２０に進む。

ステップＳ４において、抵抗推定が終了しているか否かを判定する。抵抗推定が終了していなければ、ステップＳ６に進む。抵抗推定が終了していれば、ステップＳ８に進む。

ステップＳ６において、図１３に示す抵抗推定を行う。図１３中のステップＳ５０において、主制御手段１５０は、図８に示すように抵抗検出用のデューティ比２５％のＰＷＭ駆動信号を選択手段１１８及びＰＷＭ駆動信号生成手段１２０を通して、ＦＥＴ８０に印加する。

ステップＳ５２において、主制御手段１５０は、抵抗推定のためのＰＷＭ駆動信号の出力が開始されてから一定時間Ｔｒが経過したか否かを判定する。一定時間Ｔｒが経過したならば、ステップＳ５４に進む。一定時間経過していなければ、ステップＳ５２を繰り返し実行する。

ステップＳ５４において、抵抗検出手段１５２は、電流検出手段１２２より出力される平均化された励磁電流を読み出す。このとき、一定時間Ｔｒが経過していることにより、励磁電流が安定し、その平均値Ｉが一定電流値となっている。

ステップＳ５６において、抵抗検出手段１５２は、バッテリ電源９０のバッテリ電圧ＶＢを取得する。ステップＳ５８において、抵抗検出手段１５２は、式（１），（２）にＶＢ、抵抗計算デューティＤ（２５％）、励磁電流Ｉを代入して、励磁コイル６０の抵抗Ｒを算出して、図１２中のステップＳ８に進む。

ステップＳ８において、主制御手段１５０は、電流積分終了しているか否かを判定する。電流積分終了していなければ、ステップＳ１０に進む。電流積分が終了していれば、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１０において、図１４中のステップＳ１００に進む。

ステップＳ１００において、主制御手段１５０は、励磁コイル６０の電流Ｉが０か否かを判定する。励磁コイル６０の電流Ｉが０であれば、抵抗検出とは独立して電流積分を行うので、ステップＳ１０２に進む。励磁コイル６０の電流Ｉが０でなければ、抵抗検出直後の電流積分なので、ステップＳ１０６に進む。

ステップＳ１０２において、主制御手段１５０は、図９に示すように電流積分値算出用のＰＷＭ駆動信号をＦＥＴ８０に印加するよう制御する。ステップＳ１０４において、主制御手段１５０は、励磁電流Ｉが安定するために一定時間（第１の一定時間）が経過したか否かを判定する。一定時間が経過したならば、ステップＳ１０６に進む。一定時間が経過していなければ、ステップＳ１０４をループする。

ステップＳ１０６において、電流積分値算出手段１５４は、電流積分値の格納領域に初期値０を格納する。ステップＳ１０８において、電流積分値算出手段１５４は、積分開始してから一定時間（第２の一定時間）Ｔｓ経過したか否かを判定する。

一定時間Ｔｓが経過していなければ、ステップＳ１１０に進む。一定時間Ｔｓが経過したならば、終了して、ステップＳ１４に戻る。ステップＳ１１０において、電流積分値算出手段１５４は、例えば、電流検出手段１２２により出力される電流、サンプリング周期及び電流積分値の格納領域に格納されている積分値から現在の時刻までの電流積分をした後、ステップＳ１０８に進む。

ステップＳ１４において、図１５に示すエアギップ推定を行う。図１５中のステップＳ１５０において、温度変換手段２０２は、ステップＳ６で算出された抵抗値から、温度変換マップ２００を参照して、対応する温度を算出する。

ステップＳ１５２において、エアギャップ変換手段２０６は、ステップＳ１０で算出された電流積分値及びステップＳ１５０で算出された温度から、エアギャップ変換マップ２０４を参照して、対応するエアギャップ長を算出する。

ステップＳ２０において、図１６に示す制御電流の算出を行う。図１６中のステップＳ２００において、目標伝達トルク算出手段１１２は、車両の走行状態に応じて、左右の後輪車軸２４，２６に分配する目標伝達トルクを算出する。そして、目標制御電流値算出手段１１４中の目標制御電流変換手段２５２は、ステップＳ１４で算出されたエアギャップ長及び目標伝達トルク算出手段１１２により算出された目標伝達トルクから、目標制御電流値算出手段１１４中の目標制御電流変換マップ２５０を参照して、目標制御電流を算出する。ＰＩＤ演算手段１１６は、電流検出手段１２２より検出された励磁電流が目標制御電流に一致するようにＰＷＭ制御する。これにより、目標伝達トルクが発生する。

以上説明したように、本実施形態によれば、電磁ソレノイド７０からサーチコイルを無くしているので、サーチコイル及びサーチコイルの起電力を検出する回路等が不要となり、電磁アクチュエータ５６のコストが低減する。

また、巻き数が大きく、磁気エネルギーの大きな励磁コイル６０に流れる電流を積分するので、電流積分値がノイズの影響を受け難く、正確にエアギャップを推定できる。

また、電流積分値が励磁コイル６０の温度に依存することから、励磁コイルの温度を検出して、励磁コイル６０の温度、電流積分値に基づいてエアギャップ長を推定するので、より正確にエアギャップを推定できる。

また、励磁コイル６０の抵抗値より励磁コイル６０の温度を検出するので、余分なコストがかかることなく励磁コイルの温度を検出することができる。更に、電流積分値は、想定される温度及びエアギャップに対して、０になった時刻まで電流積分を行うので、電流積分値が大きくなり、より正確にエアギャップを推定することができる。

４輪駆動車両の動力伝達系を示す概略図である。増速装置（変速装置）及びリヤデファレンシャル装置の断面図である。電磁ソレノイド及び周辺回路を示す図である。電磁アクチュエータ制御手段の機能ブロック図である。還流電流とエアギャップの関係を示す図である。還流電流と励磁コイルの温度の関係を示す図である。図４中のエアギャップ長推定手段の機能ブロック図である。抵抗検出を示すタイムチャートである。電流積分値算出を示すタイムチャートである。温度と抵抗の関係を示す図である。図４中の目標制御電流値算出手段の機能ブロック図である。駆動トルク制御方法を示すフローチャートである。抵抗推定を示すフローチャートである。電流積分を示すフローチャートである。エアギャップ推定を示すフローチャートである。通常制御を示すフローチャートである。

符号の説明

１０増速装置（変速装置）
１２リヤデファレンシャル装置
２４，２６後ろ車軸
３０入力シャフト
３２出力シャフト
５０Ａ，５０Ｂプラネタリギヤセット
５１ブレーキ機構
５２湿式多板ブレーキ
５６電磁アクチュエータ
５８コア（ヨーク）
６０励磁コイル
６２アーマチュア
７０電磁ソレノイド
８０第１のスイッチ手段
８２第２のスイッチ手段
１００電磁アクチュエータ制御手段
１１０エアギャップ長推定手段
１１４目標制御電流値算出手段
１１６ＰＩＤ演算手段
１２２電流検出手段

Claims

エアギャップを介して対向するコア及びアーマチュアと、ＰＷＭ駆動信号に基づいてオン／オフする第１のスイッチ手段と、前記第１のスイッチ手段と直列に接続され、前記コア及び前記アーマチュアに磁束を発生させる励磁コイルと、前記励磁コイルと並列に接続され、前記第１のスイッチ手段がオフしたとき、前記励磁コイルの両端に発生する起電力によりオンし、前記第１のスイッチ手段がオンのときオフする第２のスイッチ手段とを有する電磁アクチュエータを制御する電磁アクチュエータ制御装置であって、
前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
第１のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第１の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加した後に、前記第１のスイッチ手段をオフにするためのＰＷＭ駆動信号を前記第１のスイッチ手段に印加する第１の制御手段と、
前記第１のスイッチ手段がオフされてから第２の一定時間が経過するまで前記電流検出手段により検出された電流を積分して電流積分値を算出する電流積分値算出手段と、
各電流積分値とエアギャップ長の対応関係を記憶するエアギャップ変換マップと、
前記エアギャップ変換マップを参照して、前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換するエアギャップ変換手段とを具備し、
前記第２の一定時間は、該第２の一定時間が経過したとき、想定される全てのエアギャップ及び前記励磁コイルの温度で前記励磁コイルに流れる電流が０になる時間であることを特徴する電磁アクチュエータ制御装置。
前記励磁コイルの温度を検出する温度検出手段を更に具備し、前記エアギャップ変換マップには、前記励磁コイルの各温度における、前記電流積分値と前記エアギャップ長の対応関係が記憶され、前記エアギャップ変換手段は、前記エアギャップ変換マップを参照して、前記温度検出手段により検出された温度及び前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換することを特徴とする請求項１記載の電磁アクチュエータ制御装置。
第２のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第３の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加する第２の制御手段を具備し、前記温度検出手段は、前記第３の一定時間が経過したときの前記電流検出手段により検出された励磁電流及び前記第２のデューティ比に基づいて、前記励磁コイルの抵抗値を検出し、該抵抗値に基づいて、前記励磁コイルの温度を検出することを特徴とする請求項２記載の電磁アクチュエータ制御装置。
エアギャップを介して対向するコア及びアーマチュアと、ＰＷＭ駆動信号に基づいてオン／オフする第１のスイッチ手段と、前記第１のスイッチ手段と直列に接続され、前記コア及び前記アーマチュアに磁束を発生させる励磁コイルと、前記励磁コイルと並列に接続され、前記第１のスイッチ手段がオフしたとき、前記励磁コイルの両端に発生する起電力によりオンし、前記第１のスイッチ手段がオンのときオフする第２のスイッチ手段とを有する電磁アクチュエータを含む車両の制御装置であって、
前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
第１のデューティ比のＰＷＭ駆動信号を第１の一定時間、前記第１のスイッチ手段に印加した後に、前記第１のスイッチ手段をオフにするためのＰＷＭ駆動信号を前記第１のスイッチ手段に印加する第１の制御手段と、
前記第１のスイッチ手段がオフされてから第２の一定時間が経過するまで前記電流検出手段により検出された電流を積分して電流積分値を算出する電流積分値算出手段と、
各電流積分値とエアギャップ長の対応関係を記憶するエアギャップ変換マップと、
前記エアギャップ変換マップを参照して、前記電流積分値算出手段により算出された電流積分値に対応するエアギャップ長に変換するエアギャップ変換手段と、
各エアギャップ長及び各駆動トルクと目標制御電流値との対応関係を記憶する目標制御電流変換マップと、
前記目標制御電流変換マップを参照して、車両の走行状態に応じた駆動トルクと前記エアギャップ変換手段により変換されたエアギャップ長に対応する目標制御電流値を算出する目標制御電流値算出手段と、
前記電流検出手段が検出した電流が前記目標制御電流値に一致するように、前記ＰＷＭ駆動信号のデューティ比を制御するＰＩＤ演算手段とを具備し、
前記第２の一定時間は、該第２の一定時間が経過したとき、想定される全てのエアギャップ及び前記励磁コイルの温度で前記励磁コイルに流れる電流が０になる時間であることを特徴する車両の制御装置。