JP4732032B2 - 可変抵抗回路 - Google Patents

Description

本発明は、可変抵抗回路に係り、特に、ＰＩＮダイオードによって構成したＰＩＮダイオード回路の入力側に制御電圧補償回路を接続し、その制御電圧補償回路によりＰＩＮダイオード回路の入力制御電圧対高周波抵抗の変化を直線状にした可変抵抗回路に関する。

一般に、可制御抵抗素子を備え、その可制御抵抗素子に供給する電圧または電流を制御することによって可制御抵抗素子の抵抗値を変化させる可変抵抗回路は、可変減衰器や電圧制御発振器等において広く使用されている。かかる可変抵抗回路に使用される可制御抵抗素子には、通常、ダイオードが用いられ、特に高周波領域で使用する場合に、ＰＩＮダイオード等の高周波抵抗が変化するものが用いられている。

ところで、ＰＩＮダイオードは、高周波抵抗の抵抗変化が比較的大きなもので、その一例としてＨ社製のＰＩＮダイオードＨＶＭ１４は、順方向電流が１０ｍＡのときに高周波抵抗が約２．５Ωであるが、順方向電流を１μＡに減少させると高周波抵抗が約６ＫΩに増大する特性を持っている。そして、このＰＩＮダイオードが示す電流−抵抗特性は、横軸に順方向電流値を設定し、縦軸に高周波抵抗値を設定すると、両対数目盛で順方向電流値と高周波抵抗値との関係をグラフで表すと、右下がりのほぼ直線に近い関係をもっている。もちろん、この電流−抵抗特性は、前述のＰＩＮダイオードが示すもので、ダイオードの型式やダイオードの種類等によっては前記直線に近い関係から外れた関係を示すようになる。

ＰＩＮダイオードだけでなく、一般的なダイオードの高周波抵抗は、ＰＮ接合抵抗、ＰＮ接合容量、拡散容量、リード線インダクタンス及び線間容量等を総合したもので決まり、通常、ダイオードにある量の電流を流した時、その直流抵抗値よりも高周波抵抗値の方が大分小さくなる。例えば、前述のＰＩＮダイオードＨＶＭ１４においては、高周波抵抗値が約２．５Ωのときに、その直流抵抗値が約８４Ω（このときのダイオードの内部電圧降下は約０．８４Ｖ）であり、高周波抵抗値が約６ＫΩのときに、その直流抵抗値が約４００ＫΩ（このときのダイオードの内部電圧降下は約０．４Ｖ）である。このことは、ＰＩＮダイオードに印加する直流電圧を０．８４Ｖから０．４Ｖに低下させると、高周波抵抗値が２．５Ωから６ＫΩに増大するようになるもので、０．４４Ｖという僅かな印加電圧の変化によって、高周波抵抗を２４００倍程度変化させることができることを示すもので、例えば、高周波抵抗値を手動操作によって設定する場合、手動操作をクリティカルに行わないと、所定の高周波抵抗値を得ることができないことを意味している。

このため、ＰＩＮダイオードを用いた可変抵抗回路においては、通常、ＰＩＮダイオードを複数個直列接続して印加電圧の変化に伴う高周波抵抗の可変範囲を拡げたり、ＰＩＮダイオードに並列に抵抗を接続してＰＩＮダイオードの電流を分流することにより、見掛け上、ＰＩＮダイオードの電流感度を低下させることが行われている。しかし、ＰＩＮダイオードを複数個直列接続する手段は、印加電流対高周波抵抗を表す曲線が全体的に拡大されるだけで、比較的直線に近い印加電流対高周波抵抗特性を示す高抵抗部分と、曲線に近い印加電流対高周波抵抗特性を示す低抵抗部分との相対的な特性関係に変わりがなく、ＰＩＮダイオードに並列抵抗を接続する手段は、並列抵抗を接続したことにより結果的にＰＩＮダイオードの抵抗値の変化範囲が狭くなってしまい、いずれの手段もそれほどの改善効果を期待することができないものである。
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本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、ＰＩＮダイオード回路に制御電圧補償回路を接続して入力制御電圧変化に対するＰＩＮダイオードの高周波抵抗変化の関係をほぼ直線状にして高周波抵抗の調整をし易くした可変抵抗回路を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明による可変抵抗回路は、制御電圧の供給によってＰＩＮダイオードの抵抗値が調整されるＰＩＮダイオード回路と、制御電圧にシフト電圧を加える電圧シフト回路と、ツェナダイオードのツェナ特性を用いて電圧シフト回路の出力電圧に非線形特性を付与するツェナダイオード回路と、制御電圧に電圧オフセットを付与する重み付け回路と、ツェナダイオード回路と重み付け回路の各出力電圧を加算し、加算電圧をＰＩＮダイオード回路に供給する加算回路とを備え、電圧シフト回路におけるシフト電圧、ツェナダイオード回路におけるツェナダイオードのツェナ特性、重み付け回路における電圧オフセット値をそれぞれ選択調整することにより、ＰＩＮダイオード回路におけるＰＩＮダイオードの高周波抵抗値を制御電圧の変化に対してほぼ直線状に変化するように設定した手段を具備している。

この場合、前記手段におけるＰＩＮダイオード回路は、直列素子となる第１ＰＩＮダイオードと分路素子となる第２ＰＩＮダイオードとを同極性に逆Ｌ型接続した構成のものである第１構成手段を具備する。

また、前記手段における電圧シフト回路は、直列素子となる第１抵抗と分路素子となる第２抵抗とを逆Ｌ型接続し、第２抵抗にバイアス電源を直列接続した構成のものである第２構成手段を具備する。

さらに、前記手段におけるツェナダイオード回路は、直列素子となるツェナダイオードと分路素子となる抵抗とを逆Ｌ型接続した構成のものである第３構成手段を具備する。

また、前記手段における加算回路は、加算抵抗と増幅回路とを備えるものである第３構成手段を具備する。

以上のように、本発明の可変抵抗回路によれば、ＰＩＮダイオード回路の入力側に、制御電圧をシフト電圧を加える電圧シフト回路と、ツェナダイオードのツェナ特性を用いて電圧シフト回路の出力電圧に非線形特性を付与するツェナダイオード回路と、制御電圧に電圧オフセットを付与する重み付け回路と、ツェナダイオード回路と重み付け回路の各出力電圧を加算し、加算電圧をＰＩＮダイオード回路に供給する加算回路とを接続し、電圧シフト回路におけるシフト電圧、ツェナダイオード回路におけるツェナダイオードのツェナ特性、重み付け回路における電圧オフセット値をそれぞれ選択調整することによって、ＰＩＮダイオード回路のＰＩＮダイオードにおける制御電圧対高周波抵抗の関係がほぼ直線状になるようにしたので、ＰＩＮダイオードの高周波抵抗値を、見掛け上制御電圧の変化にほぼ正確に逆比例するようにすることができ、手動操作による制御電圧の調整によってＰＩＮダイオードの高周波抵抗を所望値に容易に設定することができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は、本発明による可変抵抗回路の実施の形態を示すもので、その要部構成を示す回路図である。

図１に示されるように、この実施の形態による可変抵抗回路は、ＰＩＮダイオード回路１と、電圧シフト回路２と、ツェナダイオード回路３と、重み付け回路４と、加算回路５と、制御電圧入力端子６（１）、６（２）と、高周波抵抗出力端子７（１）、７（２）とからなっており、電圧シフト回路２とツェナダイオード回路３と重み付け回路４と加算回路５とからなる回路部分は、制御電圧補償回路を構成している。この場合、ＰＩＮダイオード回路１は、入力端１ａと出力端１ｂと接地端１ｃとを有し、第１ＰＩＮダイオード８と第２ＰＩＮダイオード９と保護抵抗１０とを備えている。電圧シフト回路２は、入力端２ａと出力端２ｂと接地端２ｃと、第１抵抗１１と第２抵抗１２とバイアス電源１３とを備えている。ツェナダイオード回路３は、入力端３ａと出力端３ｂと接地端３ｃとを有し、ツェナダイオード１４と分路抵抗１５とを備えている。重み付け回路４は、入力端４ａと出力端４ｂと接地端４ｃとを有し、第１抵抗１６と第２抵抗１７とバイアス電源１８とを備えている。また、加算回路５は、第１入力端５ａと第２入力端５ｂと出力端５ｃと接地端５ｄとを有し、増幅器１９と第１加算抵抗２０と第２加算抵抗２１と第１帰還抵抗２２と第２帰還抵抗２３とを備えている。

そして、制御電圧入力端子６（１）は、電圧シフト回路２の入力端２ａと重み付け回路４の入力端４ａにそれぞれ接続され、制御電圧入力端子６（２）は接地接続される。電圧シフト回路２の出力端２ｂはツェナダイオード回路３の入力端３ａに接続され、ツェナダイオード回路３の出力端３ｂは加算回路５の第１入力端５ａに接続される。重み付け回路４の出力端４ｂは加算回路５の第２入力端５ｂに接続され、加算回路５の出力端５ｂはＰＩＮダイオード回路１の入力端１ａに接続される。高周波抵抗出力端子７（１）はＰＩＮダイオード回路１の出力端１ｂに接続され、高周波抵抗出力端子７（２）は接地接続される。

また、ＰＩＮダイオード回路１において、保護抵抗１０は、一端が入力端１ａに接続され、他端が第１ＰＩＮダイオード８のアノードに接続される。第１ＰＩＮダイオード８は、カソードが第２ＰＩＮダイオード９のアノードと出力端１ｂにそれぞれ接続され、第２ＰＩＮダイオード９は、カソードが接地端１ｃに接続される。電圧シフト回路２において、第１抵抗１１は一端が入力端２ａに接続され、他端が出力端２ｂと第２抵抗１２の一端にそれぞれ接続される。第２抵抗１２は、他端がバイアス電源１３の正極端に接続される。バイアス電源１３は、負極端が接地端２ｃに接続される。ツェナダイオード回路３において、ツェナダイオード１４は、カソードが入力端４ａに接続され、アノードが出力端３ｂと分路抵抗１５の一端にそれぞれ接続される。分路抵抗１５は、他端が接地端３ｃに接続される。

重み付け回路４において、第１抵抗１６は一端が入力端４ａに接続され、他端が出力端４ｂと第２抵抗１７の一端にそれぞれ接続される。第２抵抗１７は、他端がバイアス電源１８の正極端に接続される。バイアス電源１８は、負極端が接地端４ｃに接続される。加算回路５において、第１加算抵抗２０は、一端が第１入力端５ａに接続され、他端が増幅器１９の非反転入力（＋）に接続される。第２加算抵抗２１は、一端が第２入力端５ｂに接続され、他端が増幅器１９の非反転入力（＋）に接続される。増幅器１９は、出力が出力端５ｃと第１帰還抵抗２２の一端にそれぞれ接続され、反転入力（−）が第１帰還抵抗２２の他端と第２帰還抵抗２３の一端にそれぞれ接続される。第２帰還抵抗２３は他端が接地端５ｄに接続される。

前記構成による可変抵抗回路は、制御電圧入力端子６（１）、６（２）間に入力される制御電圧Ｖｃの変化に対する高周波抵抗出力端子７（１）、７（２）間の高周波抵抗Ｒｏの変化が所望の関係になるように、すなわち、制御電圧Ｖｃの変化と高周波抵抗Ｒｏの変化との関係がほぼ直線状になるように、ＰＩＮダイオード回路１の入力側に、電圧シフト回路２、ツェナダイオード回路３、重み付け回路４及び加算回路５とからなる制御電圧補償回路を接続しているもので、制御電圧補償回路を構成する電圧シフト回路２、ツェナダイオード回路３、重み付け回路４及び加算回路５は、制御電圧Ｖｃの応答特性が次に述べるような特性を示すように個別に調整設定される。

始めに、ＰＩＮダイオード回路１として好適な回路構成は、直列接続された第１ＰＩＮダイオード８と、分路接続された第２ＰＩＮダイオード９と、直列接続された保護抵抗１０とを備え、第１ＰＩＮダイオード８と第２ＰＩＮダイオード９との接続点に説族された高周波抵抗出力端子７（１）と接地接続された高周波抵抗出力端子７（２）との間に高周波抵抗Ｒｆが得られるものである。このような回路構成を採用した場合、高周波抵抗出力端子７（１）、７（２）間からＰＩＮダイオード回路１の内部を見ると、第１ＰＩＮダイオード８と第２ＰＩＮダイオード９とが並列接続された状態であり、第１ＰＩＮダイオード８の一端に制御電圧が供給されたとき、その制御電圧が第１ＰＩＮダイオード８と第２ＰＩＮダイオード９とを通して接地点に流れるので、抵抗変化幅が減少しない特性を持った可変抵抗回路が得られることになる。

ちなみに、ＰＩＮダイオード回路を、分路接続された１個のＰＩＮダイオードと直列接続された１個の保護抵抗とで構成した場合、２つの高周波抵抗出力端子間からＰＩＮダイオード回路の内部を見ると、ＰＩＮダイオードと保護抵抗とが並列接続され、保護抵抗の一端に供給された制御電圧が保護抵抗にも流れるので、その分ＰＩＮダイオードの抵抗変化幅が減少する特性になるが、補償回路でこの減少分を含めて補償するようにすればよい。

ここで、図２は、図１に図示されたＰＩＮダイオード回路１が呈する制御電圧Ｖｃと高周波抵抗Ｒｆとの関係をリニアスケールで示した特性図であって、曲線ｂはＰＩＮダイオード回路１への駆動電圧に対する高周波抵抗Ｒｆの関係を示し、曲線ａは補償回路を通した場合に実現したい希望的特性例を示す。曲線ｂの特性は、第１ＰＩＮダイオード８及び第２ＰＩ，Ｎダイオード９にＳ社製ＰＩＮダイオードｂａｒ６４を用い、保護抵抗１０に５００Ωを用いたときのものである。

図２に図示された特性図から判るように、曲線ｂにおける高周波抵抗Ｒｆの変化状態は、駆動電圧が０ｖ乃至０．４ｖの範囲内を変化したとき、比較的急峻な高周波抵抗Ｒｆの変化になっており、駆動電圧が０．４ｖ乃至１．０ｖの範囲内を変化したとき、高周波抵抗Ｒｆの変化が殆どなくなっていることが判る。これに対して、一般的には、例えば制御電圧Ｖｃが０ｖ乃至４．０ｖの範囲内を変化したとき、高周波抵抗Ｒｆの変化が直線状に変化するようにすれば、制御電圧Ｖｃの制御による高周波抵抗Ｒｆの設定操作が最もし易い状態になるので望ましい。

このような望ましい関係を有する特性を得るためには、ＰＩＮダイオード回路１に制御電圧補償回路を接続し、曲線ｂが見掛け上曲線ａであると見えるように、具体的には、印加された制御電圧Ｖｃが１．６ｖのとき、その時点の高周波抵抗Ｒｆが曲線ａ上のＡ点の値から曲線ｂ上のＡ′点の値になり、また、印加された制御電圧Ｖｃが３．２ｖのとき、その時点の高周波抵抗Ｒｆが曲線ａ上のＢ点の値から曲線ｂ上のＢ′点の値になるように、１．６ｖの制御電圧Ｖｃを約０．２３ｖの電圧に変換し、３．２ｖの制御電圧Ｖｃを約０．２９ｖの電圧に変換するような制御電圧補償回路を介して、ＰＩＮダイオード回路１を駆動すればよいことになる。

この制御電圧補償回路に必要な特性は、前述のように、制御電圧ＶｃがＡ点の値（１．６ｖ）のときに、補償回路出力電圧としてＡ’点の値（約０．２３ｖ）になるように、同じく、制御電圧ＶｃとしてＢ点の値（３．２ｖ）のときに、補償回路出力電圧としてＢ’点の値（約０．２９ｖ）になるように電圧補償することである。

図３は、ＰＩＮダイオード回路に対する電圧補償が行われる際に制御電圧補償回路における電圧変換状態を示す特性図であって、制御電圧Ｖｃの変化時に曲線ｃと曲線ｄの２つの曲線によって得られた各電圧を加算し、曲線ｅに示すような加算電圧を発生させるものである。この場合、曲線ｃは、細かい点線によって表されるように、制御電圧Ｖｃのオフセット電圧Ｖ０（ここでは約０．１７ｖ）を起点とし、その起点から制御電圧Ｖｃの増大に対して直線状に比例増大する曲線であり、曲線ｄは、粗い点線によって表されるように、制御電圧Ｖｃが３．２ｖを超えた時点から急激に立上がる曲線であって、曲線ｅは、制御電圧Ｖｃが３．２ｖを超えるまでは曲線ｃに従い、制御電圧Ｖｃが３．２ｖを超えると主として曲線ｄに従う曲線である。なお、後述するように、曲線ｃは、主として重み付け回路４によって形成され、曲線ｄは、主としてツェナダイオード回路３によって形成される。

この場合、図３に図示された曲線ｄのように、その一部の曲率が大きくなる特性は、ツェナダイオード回路３に使用されるツェナダイオード１４の飽和領域から降伏領域への移行する際の肩の部分の特性を利用することによって近似させることが可能になる。通常、ツェナダイオードは、降伏電圧が数ｖ以下のもののとき、ツェナー降伏が利用されているので、飽和領域から比較的緩やかに降伏領域へ移行することになるが、降伏電圧が数ｖ以上のもののとき、アバランシェ降伏が利用されているので、飽和領域から急峻に降伏領域へ移行することになる。ツェナダイオードのこれらの特性は、その構造や製造法の違いによって種々の特性を得ることができるので、これらの特性の中から希望する特性に最も近いツェナダイオードを選べばよい。

以上のように、この可変抵抗回路においては、電圧シフト回路２とツェナダイオード回路３と重み付け回路４と加算回路５とによって構成した制御電圧補償回路を通して制御電圧ＶｃをＰＩＮダイオード回路１に供給すれば、入力される制御電圧Ｖｃの変化に対して高周波抵抗Ｒｆの変化がほぼ直線的になる可変抵抗回路を構成することができる。

この場合、制御電圧補償回路は、制御電圧Ｖｃが制御電圧入力端子６（１）、６（２）に供給されると、そこで２分される。そして、その１方の制御電圧Ｖｃは、図３に図示の曲線ｃが形成されるように、重み付け回路４において重みを付けされるとともにオフセット電圧Ｖ０が与えられた後、加算回路５に供給される。また、その他方の制御電圧Ｖｃは、レベルシフト回路２において次続されているツェナダイオード１４の降伏電圧を図３に図示の曲線ｄに合わせるようにレベルシフトさせ、その後、ツェナダイオード回路３においてツェナダイオード１４からの通過電流を分路抵抗１５の電圧降下によって電圧として導出し、導出した電圧が加算回路５に供給される。加算回路５は、供給された２つの電圧を加算増幅し、図３に図示の曲線ｅのような特性の制御電圧Ｖｃを形成し、形成した制御電圧Ｖｃが保護抵抗１０を通して第１ＰＩＮダイオード８及び第２ＰＩＮダイオード９に供給するようにすれば、制御電圧Ｖｃの変化に対して所望の高周波抵抗Ｒｆの変化を示す可変抵抗回路が得られる。

ここで、図４は、図１に図示された可変抵抗回路における各種構成素子に使用される好適な定数の一例を示した回路図であって、図１に図示された可変抵抗回路と実質的に同じ回路構成を備えているものである。なお、図４において、図１に図示された構成要素と同じ構成要素に付いては同じ符号を付けている。

図４に示されるように、ＰＩＮダイオード１は、第１ＰＩＮダイオード８及び第２ＰＩＮダイオード９がいずれもＳ社製ＰＩＮダイオードｂａｒ６４であり、保護抵抗１０が５００Ωの抵抗である。レベルシフト回路２は、第１抵抗１１及び第２抵抗１２がいずれも１ｋΩの抵抗であり、バイアス電源１３が８．８ｖの電源である。ツェナダイオード回路３は、ツェナダイオード１４が６ｖのツェナ電圧を有し、分路抵抗１５が１０ｋΩの抵抗である。重み付け回路４は、第１抵抗１６が１００ｋΩの抵抗、第２抵抗１７が１ｋΩの抵抗であり、バイアス電源１８が０．０４７ｖの電源である。加算回路５は、第１加算抵抗２０及び第２加算抵抗２１がいずれも１００ｋΩの抵抗であり、第１帰還抵抗２２が６ｋΩの抵抗であり、第２帰還抵抗２３が１ｋΩの抵抗である。

次いで、図５は、図４に図示された各定数を有する可変抵抗回路を用いてシミュレーションを行った結果を示す特性図であって、比較のために図２に図示の曲線ａとともに表したものである。この図において、黒丸及び各黒丸を結ぶ実線はシミュレーションによって得られたものであり、細かい点線で示された線は図２に図示の曲線ａであって目標値を表す線である。

図５に示されるように、シミュレーションを行った結果は、ごく一部の点を除いてほぼ目標値を表す線に一致しており、この可変抵抗回路を用いれば、第１ＰＩＮダイオード８及び第２ＰＩＮダイオード９からなるＰＩＮダイオード回路１で得られる高周波抵抗Ｒｆの値を、見掛け上制御電圧Ｖｃの変化にほぼ正確に逆比例するようにすることができ、手動操作による制御電圧Ｖｃの調整によりＰＩＮダイオード回路１の高周波抵抗Ｒｆの値を所望のように容易に設定することができる。

本発明による可変抵抗回路の実施の形態を示すもので、その要部構成を示す回路図である。 図１に図示されたＰＩＮダイオード回路が呈するＰＩＮダイオード回路駆動電圧及び制御電圧Ｖｃと高周波抵抗Ｒｆの関係をリニアスケールで示した特性図である。 ＰＩＮダイオード回路に対する電圧補償が行われる際に、制御電圧補償回路における電圧変換状態を示す特性図である。 図１に図示された可変抵抗回路における各種構成素子に使用される好適な定数の一例を示した回路図である。 図４に図示された回路図を用いて行ったシュミレーション結果を示す特性図である。

符号の説明

１ ＰＩＮダイオード回路
２ 電圧シフト回路
３ ツェナダイオード回路
４ 重み付け回路
５ 加算回路
６（１）、６（２） 制御電圧入力端子
７（１）、７（２） 高周波抵抗出力端子
８ 第１ＰＩＮダイオード
９ 第２ＰＩＮダイオード
１０ 保護抵抗
１１、１６ 第１抵抗
１２、１７ 第２抵抗
１３、１８ バイアス電源
１４ ツェナダイオード
１５ 分路抵抗
１９ 増幅器
２０ 第１加算抵抗
２１ 第２加算抵抗
２２ 第１帰還抵抗
２３ 第２帰還抵抗

Claims (5)

1. 制御電圧の供給によってＰＩＮダイオードの抵抗値が調整されるＰＩＮダイオード回路と、前記制御電圧にシフト電圧を加える電圧シフト回路と、ツェナダイオードのツェナ特性を用いて前記電圧シフト回路の出力電圧に非線形特性を付与するツェナダイオード回路と、前記制御電圧に電圧オフセットを付与する重み付け回路と、前記ツェナダイオード回路と前記重み付け回路の各出力電圧を加算し、加算電圧を前記ＰＩＮダイオード回路に供給する加算回路とを備え、前記電圧シフト回路におけるシフト電圧、前記ツェナダイオード回路におけるツェナダイオードのツェナ特性、前記重み付け回路における電圧オフセット値をそれぞれ選択調整することにより、前記ＰＩＮダイオード回路におけるＰＩＮダイオードの高周波抵抗値を前記制御電圧の変化に対してほぼ直線状に変化するように設定したことを特徴とする可変抵抗回路。
2. 前記ＰＩＮダイオード回路は、直列素子となる第１ＰＩＮダイオードと分路素子となる第２ＰＩＮダイオードとを同極性に逆Ｌ型接続した構成のものであることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗回路。
3. 前記電圧シフト回路は、直列素子となる第１抵抗と分路素子となる第２抵抗とを逆Ｌ型接続し、前記第２抵抗にバイアス電源を直列接続した構成のものであることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗回路。
4. 前記ツェナダイオード回路は、直列素子となるツェナダイオードと分路素子となる抵抗とを逆Ｌ型接続した構成のものであることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗回路。
5. 前記加算回路は、加算抵抗と増幅回路とを備えるものであることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗回路。

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