JP4722384B2

JP4722384B2 - Multistage high power amplifier

Info

Publication number: JP4722384B2
Application number: JP2003287993A
Authority: JP
Inventors: 一富森; 浩志大塚; 雄二酒井; 卓男森本; 賢功刀; 憲治末松; 直高木
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-08-06
Filing date: 2003-08-06
Publication date: 2011-07-13
Anticipated expiration: 2023-08-06
Also published as: JP2005057599A

Description

この発明は、衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等に使用する多段高出力増幅器に関するものである。 The present invention relates to a multistage high-power amplifier used for satellite communication, terrestrial microwave communication, mobile communication, and the like.

図１は文献“高木，森，「低ひずみ増幅器設計の基礎」，ＭＷＥ２０００ＭｉｃｒｏｗａｖｅＷｏｒｋｓｈｏｐＤｉｇｅｓｔ，ｐｐ．４７１−４８４，２０００．”に示された従来の増幅器のひずみ補償方式の一つであるプリディストーション型リニアライザの動作原理を模式的に表した図である。増幅器のひずみの原因である増幅器の利得特性と位相特性の非線形性を、前段に設けたリニアライザに持たせた、逆の利得特性と位相特性の非線形性により打ち消し、ひずみ補償するというものである。実際には、増幅器は飽和するため、飽和出力電力Ｐｓａｔを考慮する必要がある。Ｐｓａｔを考慮した場合の最もひずみが小さくなる入出力位相特性としては、一般に、図２（ａ）に示す特性と考えられている。図２（ａ）の特性を横軸が出力電力で考えた利得特性と位相特性を図２（ｂ）に示す。利得は出力電力Ｐｏｕｔ＜Ｐｓａｔでは一定でＰｏｕｔ＝Ｐｓａｔとなると急激に減少する特性である。位相特性は常に一定である。 FIG. 1 is a document “Takagi, Mori,“ Basics of Low Distortion Amplifier Design ”, MWE2000 Microwave Workshop Digest, pp. 471-484, 2000. Is a diagram schematically showing the operating principle of a predistortion type linearizer, which is one of the distortion compensation methods of the conventional amplifier shown in ". Nonlinearity of gain characteristics and phase characteristics of amplifiers that cause amplifier distortion." The gain is compensated for by the nonlinearity of the reverse gain characteristic and phase characteristic provided to the linearizer provided in the previous stage, and the distortion is compensated.In practice, since the amplifier is saturated, the saturated output power Psat is considered. The input / output phase characteristics with the smallest distortion when considering Psat are generally considered to be the characteristics shown in Fig. 2 (a), where the horizontal axis represents the characteristics shown in Fig. 2 (a). 2B shows gain characteristics and phase characteristics that are considered with respect to the output power, and the gain is constant when the output power Pout <Psat, and decreases rapidly when Pout = Psat. Phase characteristic is always constant.

上記の文献に記述されているように、増幅器の入力信号の電圧をＶｉｎとしたときに、出力信号の電圧ＶｏｕｔはＶｉｎの多項式として次式（１）で表される。 As described in the above document, when the voltage of the input signal of the amplifier is Vin, the voltage Vout of the output signal is expressed by the following equation (1) as a polynomial of Vin.

係数ａ１，ａ２，ａ３・・・は増幅器の振幅特性より求まる。周波数の若干異なる２つの正弦波（周波数ｆ１、ｆ２）を入力した際の入力信号は次式（２）で与えられる。 The coefficients a1, a2, a3... Are obtained from the amplitude characteristics of the amplifier. An input signal when two sine waves (frequency f1, f2) having slightly different frequencies are input is given by the following equation (2).

このときの多段高出力増幅器で発生するひずみのスペクトルを図３に模式的に示す。図３（ａ）に入力信号、図３（ｂ）に出力信号のスペクトルを示す。図に示すように３次ひずみは（２ｆ１−ｆ２）と（２ｆ２−ｆ１）の周波数に、５次ひずみは（３ｆ１−２ｆ２）と（３ｆ２−２ｆ１）の周波数に、７次ひずみは（４ｆ１−３ｆ２）と（４ｆ２−３ｆ１）の周波数に、９次ひずみは（５ｆ１−４ｆ２）と（５ｆ２−４ｆ１）の周波数に発生する。また、文献に記述されているように、３次、５次、７次、９次・・・のひずみの大きさは、それぞれ、式（１）内の係数ａ３、ａ５、ａ７、ａ９・・・の大きさに比例している。 A spectrum of distortion generated in the multistage high-power amplifier at this time is schematically shown in FIG. FIG. 3A shows the spectrum of the input signal, and FIG. 3B shows the spectrum of the output signal. As shown in the figure, the third-order distortion is the frequency of (2f1-f2) and (2f2-f1), the fifth-order distortion is the frequency of (3f1-2f2) and (3f2-2f1), and the seventh-order distortion is (4f1-f1). 3f2) and (4f2-3f1), and ninth-order distortion occurs at frequencies (5f1-4f2) and (5f2-4f1). Further, as described in the literature, the magnitudes of third-order, fifth-order, seventh-order, ninth-order,... Distortion are coefficients a3, a5, a7, a9,.・ It is proportional to the size.

図１の従来例のようにひずみ補償を行った場合を考える。図１の通り、完全にひずみ補償がなされれば、式（１）のａ２＝ａ３＝ａ４＝・・・・＝０となり、全ての次数のひずみが補償されることとなる。しかし、現実には、飽和出力電力Ｐｓａｔ以上の出力電力は出ないため、増幅器の特性は図２のようになる。この場合、式（１）の係数を考えた場合、３次の係数ａ３は小さくなるため、３次のひずみについてはひずみ補償することが可能である。そのため、低次（３次）のひずみについては低ひずみな特性を実現することが可能である。 Consider a case where distortion compensation is performed as in the conventional example of FIG. As shown in FIG. 1, if distortion compensation is completely performed, a2 = a3 = a4 =... = 0 in equation (1), and all order distortions are compensated. However, in reality, output power equal to or higher than the saturation output power Psat is not output, and the characteristics of the amplifier are as shown in FIG. In this case, when considering the coefficient of the expression (1), the third-order coefficient a3 becomes small, so that the third-order distortion can be compensated for distortion. Therefore, it is possible to realize low distortion characteristics for low-order (third-order) distortion.

高木，森，「低ひずみ増幅器設計の基礎」，ＭＷＥ２０００ＭｉｃｒｏｗａｖｅＷｏｒｋｓｈｏｐＤｉｇｅｓｔ，ｐｐ．４７１−４８４，２０００．Takagi, Mori, “Basics of Low Distortion Amplifier Design”, MWE 2000 Microwave Workshop Digest, pp. 471-484, 2000.

しかし、図２のように飽和出力電力Ｐｓａｔで出力電力が制限される現実の場合においては、高次である５次、７次、９次・・・の係数ａ５，ａ７，ａ９・・・については、出力電力がＰｓａｔになる瞬間に急激に飽和するため、かえって係数が大きくなってしまう。その結果、５次、７次、９次・・・といった高次のひずみについてはひずみが増加してしまう問題が発生する。特に出力電力が飽和に近い、すなわちバックオフが小さな領域（たとえばバックオフ１ｄＢ以下）では、顕著になると考えられる。 However, in the actual case where the output power is limited by the saturated output power Psat as shown in FIG. 2, the higher-order fifth-order, seventh-order, ninth-order... Coefficients a5, a7, a9. Saturates abruptly at the moment when the output power becomes Psat, so that the coefficient becomes rather large. As a result, there arises a problem that the strain increases for higher-order strains such as fifth order, seventh order, ninth order, and so on. In particular, it is considered that the output power is close to saturation, that is, in a region where the back-off is small (for example, back-off of 1 dB or less), it becomes remarkable.

したがって、従来例においては、低次のひずみ（３次）についてはひずみ補償ができるが、高次（５次、７次、９次・・・）においてはひずみが増加してしまう問題がある。高次のひずみに低ひずみな特性が求められる高出力増幅器においては問題となるため、高次のひずみ特性を改善することが課題となる。 Therefore, in the conventional example, distortion compensation can be performed for low-order distortion (third order), but there is a problem that distortion increases in higher orders (fifth order, seventh order, ninth order,...). This is a problem in high-power amplifiers that require low-distortion characteristics for higher-order distortions, and so it is an issue to improve higher-order distortion characteristics.

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、多段高出力増幅器において、高次（５次、７次、９次・・・）のひずみが小さい、低ひずみ、高効率な多段高出力増幅器を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a multi-stage high-power amplifier, high-order (5th, 7th, 9th,...) Distortion is small, low distortion, and high efficiency. An object is to obtain a multistage high-power amplifier.

この発明に係る多段高出力増幅器は、バックオフ１ｄＢ以内の出力電力で動作し、多段高出力増幅器を構成する少なくとも一つのドライバー段増幅器は、バックオフ１ｄＢにおける利得コンプレッションが２．５ｄＢ以上になるようにし、かつ、そのドレイン電圧またはコレクタ電圧が定格電圧値よりも低電圧で動作するように電圧供給される電圧供給器を備え、５次以上の高次歪を低減したものである。
The multi-stage high-power amplifier according to the present invention operates with an output power within 1 dB of back-off, and at least one driver stage amplifier constituting the multi-stage high-power amplifier has a gain compression of 2.5 dB or more at the back-off 1 dB. And a voltage supply that supplies a voltage so that the drain voltage or the collector voltage operates at a voltage lower than the rated voltage value , and the fifth-order or higher-order distortion is reduced .

この発明の多段高出力増幅器によれば、バックオフ１ｄＢ以内の出力電力で動作する多段高出力増幅器を構成する少なくとも一つのドライバー段増幅器は、バックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションが２．５ｄＢ以上の大きい特性（ゆっくり飽和する特性）とすることにより、高次のひずみを低ひずみとすることができる。また、これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。
さらに、前記ドライバー段増幅器は、そのドレイン電圧（コレクタ電圧）を定格電圧値よりも低電圧で動作させることにより、利得特性として出力電力が飽和出力電力よりも小さいうちから利得が減少する特性が得られ、バックオフ１ｄＢでの利得コンプレッションを２．５ｄＢ以上とすることができ、かつ、ドレイン電圧（コレクタ電圧）を定格電圧値よりも低電圧で動作させることにより、位相特性についても、ひずみを補償することができ、高次のひずみについて低ひずみの特性を実現することができる。 According to the multistage high output amplifier of the present invention, at least one driver stage amplifier constituting the multistage high output amplifier that operates with an output power within 1 dB of the backoff has a gain compression of 2.5 dB or more when the backoff is 1 dB. By using a characteristic having a large (slowly saturated characteristic), a high-order strain can be reduced. Further, this makes it possible to operate with low distortion up to a small back-off, so that highly efficient characteristics as an amplifier can be obtained.
In addition, the driver stage amplifier operates at a drain voltage (collector voltage) lower than the rated voltage value, thereby obtaining a gain characteristic that the gain decreases while the output power is smaller than the saturated output power. The gain compression at 1 dB backoff can be 2.5 dB or more, and the drain voltage (collector voltage) is operated at a voltage lower than the rated voltage value to compensate for distortion in the phase characteristics. And low strain characteristics can be achieved for higher order strains.

実施の形態１．
図４はこの発明の多段高出力増幅器の特性を模式的に示した図である。図４（ａ）は、入出力位相特性を、図４（ｂ）は横軸を出力電力Ｐｏｕｔとした場合の利得特性と位相特性を示している。従来の特性である図２（ｂ）では、出力電力が飽和出力電力Ｐｓａｔにおいて、利得が急激に低下しているのに対して、図４（ｂ）では、出力電力Ｐｏｕｔが飽和出力電力Ｐｓａｔよりも小さなときから、徐々に利得が低下し、飽和出力電力Ｐｓａｔまでの利得の変化が滑らかな特性となっている。このため、式（１）の高次である５次、７次、９次・・・の係数であるａ５，ａ７，ａ９・・・の値が小さいと考えられ、高次のひずみにおいて、低ひずみ、高効率な特性が実現可能となる。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 4 is a diagram schematically showing the characteristics of the multistage high output amplifier of the present invention. 4A shows the input / output phase characteristics, and FIG. 4B shows the gain characteristics and phase characteristics when the horizontal axis is the output power Pout. In FIG. 2B, which is the conventional characteristic, the output power is abruptly decreased at the saturated output power Psat, whereas in FIG. 4B, the output power Pout is higher than the saturated output power Psat. Since the gain gradually decreases from the time when the power is small, the change in gain up to the saturation output power Psat has a smooth characteristic. For this reason, it is thought that the values of a5, 7th, 9th,..., Which are higher orders of equation (1), are small, and the values of a5, a7, a9. Strain and highly efficient characteristics can be realized.

図５に、利得のバックオフ（出力電力）依存性の大きさが異なる増幅器の特性に対する例えば７次のＡＣＰＲの計算結果を示す。図５（ａ）が計算に用いた増幅器の利得、位相特性で、位相特性はバックオフ１ｄＢにて１３ｄｅｇ進む特性で固定した状態で、利得特性を、バックオフ１ｄＢにおいて、２．５〜６ｄＢまで変化させている。図５（ｂ）は図５（ａ）の特性それぞれに対するＡＣＰＲ（７次）の計算結果である。ここでの、ＡＣＰＲの定義は図６に示す通りである。図３に示した２波入力時のひずみ対応して、図６（ａ）に示すような変調波を増幅器に入力した場合に、図６（ｂ）のように出力信号はひずむ。図５より、特にバックオフが１ｄＢ以内の飽和に近い出力電力においては、バックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションが２．５ｄＢから６ｄＢの利得特性を有する増幅器のＡＣＰＲ（７次）が小さいことがわかる。したがって、３次のような低次のひずみの場合と異なり、利得特性がある程度ゆっくりと飽和する特性を有している場合に、高次のひずみ特性が低ひずみとできることがわかる。 FIG. 5 shows, for example, a seventh-order ACPR calculation result with respect to the characteristics of amplifiers having different magnitudes of gain back-off (output power) dependence. FIG. 5A shows the gain and phase characteristics of the amplifier used for the calculation. The phase characteristics are fixed at a characteristic that advances 13 deg at the backoff 1 dB, and the gain characteristics are 2.5 to 6 dB at the backoff 1 dB. It is changing. FIG. 5B shows ACPR (seventh order) calculation results for the respective characteristics shown in FIG. The definition of ACPR here is as shown in FIG. Corresponding to the distortion at the time of two-wave input shown in FIG. 3, when a modulated wave as shown in FIG. 6A is input to the amplifier, the output signal is distorted as shown in FIG. 6B. FIG. 5 shows that the ACPR (seventh order) of the amplifier having a gain characteristic of 2.5 dB to 6 dB when the backoff is close to saturation within 1 dB, especially when the backoff is close to 1 dB, is small. . Therefore, it can be seen that, unlike the case of the low-order distortion such as the third order, the high-order distortion characteristic can be made low when the gain characteristic has a characteristic of slowly saturating to some extent.

次に、位相特性についても同様な検討を行った。図７に、位相特性のバックオフ（出力電力）依存性の大きさが異なる増幅器の特性に対する例えば７次のＡＣＰＲの計算結果を示す。図７（ａ）に計算に用いた増幅器の利得、位相特性を示す。利得特性はバックオフ１ｄＢにて３ｄＢの利得コンプレッションとなる特性で固定した状態で、位相特性をバックオフ１ｄＢにおいて、７〜４５ｄｅｇまで変化させている。図７（ｂ）は図７（ａ）の特性それぞれに対するＡＣＰＲ（７次）の計算結果である。図より、低次（３次）の場合と同様に、高次のひずみの場合にも、位相特性については一定に近い、すなわち、位相変化が０に近ければ近いほど低ひずみであることがわかる。 Next, the same examination was performed on the phase characteristics. FIG. 7 shows, for example, a seventh-order ACPR calculation result for amplifier characteristics with different magnitudes of back-off (output power) dependence of the phase characteristics. FIG. 7A shows the gain and phase characteristics of the amplifier used for the calculation. The gain characteristic is fixed at a characteristic that provides 3 dB gain compression at 1 dB backoff, and the phase characteristic is changed from 7 to 45 deg at 1 dB backoff. FIG. 7B shows ACPR (seventh order) calculation results for each of the characteristics shown in FIG. As can be seen from the figure, in the case of high-order distortion as well as in the case of low-order (third-order), the phase characteristics are almost constant, that is, the closer the phase change is to 0, the lower the distortion. .

これらの計算結果をまとめて図８にバックオフ０．６ｄＢの場合のＡＣＰＲ（７次）の、バックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションおよびΔＰｈａｓｅ／ΔＰｉｎ（位相の入力に対する変化の傾き）依存性の計算結果を示す。図８より、利得特性については、位相特性の変化が小さい場合にはバックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションが２．５〜５．５ｄＢ程度が最も低ひずみであることがわかる。位相特性の変化が大きい場合には、バックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションが２．５よりも大きい場合に低ひずみにすることができることがわかる。 FIG. 8 summarizes these calculation results and calculates the dependence of ACPR (7th order) on backoff of 0.6 dB on gain compression and ΔPhase / ΔPin (gradient of change with respect to phase input) at backoff of 1 dB. Results are shown. As can be seen from FIG. 8, when the change in phase characteristics is small, the gain distortion is about 2.5 to 5.5 dB when backoff is 1 dB, and the distortion is the lowest. When the change in the phase characteristics is large, it can be seen that the distortion can be reduced when the gain compression at the time of backoff 1 dB is larger than 2.5.

以上より、増幅器において、バックオフ１ｄＢの時の利得コンプレッションが２．５よりも大きい特性（ゆっくり飽和する特性）とすることにより、高次のひずみを低ひずみとすることができることがわかる。また、これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 From the above, it can be seen that high-order distortion can be reduced by setting the gain compression characteristic when the backoff is 1 dB greater than 2.5 (slow saturation characteristic) in the amplifier. Further, this makes it possible to operate with low distortion up to a small back-off, so that highly efficient characteristics as an amplifier can be obtained.

実施の形態２．
図９はこの発明の本実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、７は電圧供給器としてのドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路である。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier according to the present embodiment of the present invention. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. The driver stage amplifier 6, 6 is a drain (collector) bias terminal of the driver stage amplifier 5, and 7 is a drain (collector) bias circuit of the driver stage amplifier 5 as a voltage supply.

次に動作について説明する。入力端子１より入力された信号は、最終段増幅器３、ドライバー段増幅器４、ドライバー段増幅器５によって構成される多段高出力増幅器１００によって増幅された後、出力端子２より出力される。その際、ドライバー段増幅器５には、他のドライバー段増幅器４や最終段増幅器３とは別にドレイン電圧（コレクタ電圧）バイアス回路７が設けられ、同じく別に設けられたドレイン電圧（コレクタ電圧）バイアス端子６から通常の動作電圧よりは低い電圧が供給される。 Next, the operation will be described. A signal input from the input terminal 1 is amplified by a multistage high-power amplifier 100 including the final stage amplifier 3, the driver stage amplifier 4, and the driver stage amplifier 5, and then output from the output terminal 2. At that time, the driver stage amplifier 5 is provided with a drain voltage (collector voltage) bias circuit 7 separately from the other driver stage amplifier 4 and the final stage amplifier 3, and a drain voltage (collector voltage) bias terminal provided separately. A voltage lower than the normal operating voltage is supplied from 6.

次に、ドライバー増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧を通常動作電圧よりも低電圧とすることで、バックオフ１ｄＢでの利得コンプレッションが２．５ｄＢ以上となり、高次のひずみが低ひずみとなる原理について説明する。 Next, by setting the drain (collector) voltage of the driver amplifier 5 to be lower than the normal operating voltage, the gain compression at the back-off 1 dB becomes 2.5 dB or more, and the high-order distortion becomes low distortion. explain.

図１０に、ＧａＡｓＦＥＴで構成されたドライバー段増幅器の利得特性、位相特性のドレイン電圧依存性の測定結果を示す。このドライバー段増幅器は、通常ドレイン電圧１０Ｖで動作し、飽和出力電力が２４．５ｄＢｍの増幅器である。ドレイン電圧Ｖｄを５〜１１Ｖで変化させた場合の利得特性の測定結果を図１０（ａ）に、位相特性の測定結果を図１０（ｂ）にそれぞれ示す。図に示すように、ドレイン電圧を通常動作電圧１０Ｖから低電圧に下げた場合、飽和出力電力も低下するが、それに加えて、利得特性は出力電力が飽和出力電力よりも小さいうちから利得が減少し、出力電力ゆるやかに飽和していることがわかる。また、位相特性は、低電圧にすることで、通常動作電圧１０Ｖの動作と比較して位相が遅れる特性を示している。
なお、ＦＥＴにおける通常の動作電圧はブレイクダウン電圧の１／２から１／３程度の値である。 FIG. 10 shows the measurement results of the drain voltage dependence of the gain characteristics and phase characteristics of the driver stage amplifier composed of GaAsFETs. This driver stage amplifier is an amplifier which normally operates at a drain voltage of 10 V and has a saturated output power of 24.5 dBm. FIG. 10 (a) shows the measurement result of the gain characteristic when the drain voltage Vd is changed from 5 to 11V, and FIG. 10 (b) shows the measurement result of the phase characteristic. As shown in the figure, when the drain voltage is lowered from the normal operating voltage of 10 V to the low voltage, the saturated output power also decreases, but in addition, the gain characteristic decreases when the output power is smaller than the saturated output power. It can be seen that the output power is gradually saturated. Further, the phase characteristic indicates a characteristic in which the phase is delayed as compared with the operation at the normal operating voltage of 10 V when the voltage is low.
Note that the normal operating voltage in the FET is about 1/2 to 1/3 of the breakdown voltage.

したがって、図９に示した、この実施の形態の多段高出力増幅器においては、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、利得特性として出力電力が飽和出力電力よりも小さいうちから利得が減少する特性が得られ、バックオフ１ｄＢでの利得コンプレッションを２．５ｄＢ以上とすることができ、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Therefore, in the multistage high-power amplifier of this embodiment shown in FIG. 9, the output voltage is obtained as a gain characteristic by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage. Thus, the characteristic that the gain decreases while the output power is smaller than the saturation output power can be obtained, the gain compression at the back-off 1 dB can be 2.5 dB or more, and the high-order distortion can be reduced. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

さらに、多段高出力増幅器の位相特性は進む特性であるため、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、ドライバー段増幅器５の位相特性が図１０（ｂ）に示す通り遅れる特性となるため、位相特性についても、ひずみを補償することができ、高次のひずみについてさらに低ひずみな特性を実現することができる。 Furthermore, since the phase characteristics of the multistage high-power amplifier are advanced characteristics, operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage improves the phase characteristics of the driver stage amplifier 5. Since the characteristics are delayed as shown in FIG. 10B, distortion can be compensated for the phase characteristics, and lower distortion characteristics can be realized for higher-order distortion.

これらのことを確認するために、図１０に示す特性を有するドライバー段増幅器をＶｄ＝７Ｖの低電圧で動作［通常はドレイン電圧１０Ｖで動作する］した場合の多段高出力増幅器のひずみ特性を計算した。その結果を図１１（ａ），（ｂ）、図１２（ａ）に示す。図１１（ａ）、（ｂ）に、利得特性、位相特性の計算結果を、図１２にＡＣＰＲ（７次）の計算結果を示す。ドライバー段増幅器５以降のドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器は、飽和出力電力４７ｄＢｍの増幅器である。図中のパラメータΔＢａｃｋｏｆｆは、ドライバー段増幅器５以降のドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の飽和出力電力を基準としたバックオフと、ドライバー段増幅器５の通常１０Ｖ動作時の飽和出力を基準としたバックオフの差を表している。この値が大きいほど、ドライバー段増幅器５の出力レベルは最終段増幅器３と比較してより線形なレベルで動作することになる。 In order to confirm these, the distortion characteristics of the multistage high-power amplifier when the driver stage amplifier having the characteristics shown in FIG. 10 is operated at a low voltage of Vd = 7V [normally operates at a drain voltage of 10V] are calculated. did. The results are shown in FIGS. 11 (a), 11 (b), and 12 (a). 11A and 11B show calculation results of gain characteristics and phase characteristics, and FIG. 12 shows calculation results of ACPR (seventh order). Subsequent amplifiers from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 after the driver stage amplifier 5 are amplifiers having a saturation output power of 47 dBm. The parameter ΔBackoff in the figure represents the backoff based on the saturated output power of the subsequent amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 after the driver stage amplifier 5, and the saturated output when the driver stage amplifier 5 is normally operated at 10V. Represents the difference in back-off. The larger this value, the more the output level of the driver stage amplifier 5 operates at a more linear level than the final stage amplifier 3.

図１１より、ドライバー段増幅器５を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることによって、最終段増幅器のみの場合と比較して、利得特性はより出力電力が小さいところから減少し、位相特性はひずみが補償されていることがわかる。このことより、図１２（ａ）に示すようにＡＣＰＲ（７次）は出力電力４５．５ｄＢｍ以上（バックオフ１．５ｄＢ以内）において、ドライバー段増幅器５を通常動作電圧よりも低電圧で動作させていない通常の状態と比較して改善されていることが分かる。 As shown in FIG. 11, by operating the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, the gain characteristic is reduced from the smaller output power and the phase characteristic is distorted as compared with the case of only the final stage amplifier. It can be seen that is compensated. As a result, as shown in FIG. 12A, ACPR (7th order) operates the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage at an output power of 45.5 dBm or more (backoff within 1.5 dB). It can be seen that there is an improvement compared to the normal state that is not.

以上より、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、利得特性として出力電力が飽和出力電力よりも小さいうちから利得が減少する特性が得られ、バックオフ１ｄＢでの利得コンプレッションを２．５ｄＢ以上とすることができ、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。さらに、ドライバー段増幅器のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、位相特性についても、ひずみを補償することができ、高次のひずみについて低ひずみの特性を実現することができる。 As described above, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, a gain characteristic that the gain decreases while the output power is smaller than the saturated output power is obtained. The gain compression at 1 dB backoff can be 2.5 dB or more, and the higher-order distortion can be reduced. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier. Furthermore, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier at a voltage lower than the normal operating voltage, distortion can be compensated for phase characteristics, and low distortion characteristics can be achieved for higher-order distortions. can do.

なお、図９では、初段のドライバー段増幅器を通常動作電圧よりも低電圧で動作させているが、他の増幅段のドライバー段増幅器を通常動作電圧よりも低電圧で動作させても構わないし、また、１段だけでなく複数段のドライバー段増幅器を通常動作電圧よりも低電圧で動作させても構わない。 In FIG. 9, the driver stage amplifier of the first stage is operated at a voltage lower than the normal operating voltage, but the driver stage amplifiers of other amplifier stages may be operated at a voltage lower than the normal operating voltage. Further, not only one stage but also a plurality of driver stage amplifiers may be operated at a voltage lower than the normal operating voltage.

実施の形態３．
図１３はこの発明の本実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、９は電圧降圧器、１０はＤＣ電源である。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 13 is a circuit diagram of a multi-stage high-output amplifier according to this embodiment of the present invention. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. The driver stage amplifier 6 is a drain (collector) bias terminal of the driver stage amplifier 5, 8 is a drain (collector) bias terminal of an amplifier other than the driver stage amplifier 5, 9 is a voltage step-down circuit, and 10 is a DC power source.

次に動作について説明する。図９に示す実施の形態の多段高出力増幅器は、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧をバイアス回路７から印加しているが、図１３のこの実施の形態における多段高出力増幅器は、他の最終段増幅器３及びドライバー段増幅器４のドレイン電圧（コレクタ電圧）を供給しているＤＣ電源１０から電圧降圧器９を介して印加することでドライバー段増幅器５を通常動作電圧よりも低電圧で動作させている点が異なる。したがって、図９の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. The multistage high output amplifier of the embodiment shown in FIG. 9 applies the drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5 from the bias circuit 7, but the multistage high output amplifier of this embodiment of FIG. The driver stage amplifier 5 is applied at a voltage lower than the normal operating voltage by applying the voltage from the DC power supply 10 supplying the drain voltage (collector voltage) of the final stage amplifier 3 and the driver stage amplifier 4 via the voltage step-down circuit 9. It is different in operating. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifier of FIG. 9, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, the higher-order distortion can be reduced. . As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

さらに、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路７を必要とせず、他の増幅器と共通のＤＣ電源１０からバイアスを供給することができるため、より小形にすることができ、低コストにすることができる。図１３に示した電圧降圧器９としては、単なる直列抵抗、抵抗分割回路で構成しても構わないし、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いても構わない。 Further, since the drain (collector) bias circuit 7 of the driver stage amplifier 5 is not required and a bias can be supplied from a DC power source 10 common to other amplifiers, the size can be reduced and the cost can be reduced. be able to. As the voltage step-down device 9 shown in FIG. 13, it may be constituted by a simple series resistor or a resistance dividing circuit, or a DC-DC converter may be used.

実施の形態４．
図１４はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、７はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路、８はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧動作させたドライバー段増幅器５以外のドライバー段増幅器４のドレイン（コレクタ）バイアス端子、９は電圧降圧器、１０はＤＣ電源、１１は可変減衰器、１２は可変減衰器の制御端子である。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 14 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal 6 of driver stage amplifier 5, drain (collector) bias circuit 7 of driver stage amplifier 5, and drain voltage (collector voltage) 8 lower than the normal operating voltage The drain (collector) bias terminal of the driver stage amplifier 4 other than the operated driver stage amplifier 5, 9 is a voltage step-down circuit, 10 is a DC power source, 11 is a variable attenuator, and 12 is a control terminal of the variable attenuator.

次に動作について説明する。図１４（ａ），（ｂ）のこの実施の形態の多段高出力増幅器は、図９、図１３の多段高出力増幅器と比較して、ドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５とその後段のドライバー段増幅器４の間に可変減衰器１１が挿入され、その制御端子１２が設けられている点が異なる。したがって、図９、図１３の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. 14A and 14B, the multistage high output amplifier of this embodiment has a drain voltage (collector voltage) lower than the normal operating voltage as compared with the multistage high output amplifier of FIGS. The difference is that a variable attenuator 11 is inserted between the driver stage amplifier 5 operated in the above and the driver stage amplifier 4 in the subsequent stage, and the control terminal 12 is provided. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifiers of FIGS. 9 and 13, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, the high-order distortion is reduced. be able to. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

さらに、可変減衰器１１がドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧動作させたドライバー段増幅器５とその後段のドライバー段増幅器４の間に挿入されているために、ドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整することができる。既にドライバー段増幅器５を通常動作電圧よりも低電圧で動作させた場合のひずみ特性について図１１、１２に示しているが、その際に、ΔＢａｃｋｏｆｆというパラメータを変化させている。図１１では、利得特性、位相特性が低電圧動作させているドライバー段増幅器５の影響によって変化を始める出力レベルが変わっている。それに合わせて、図１２（ａ）では、ＡＣＰＲ（７次）が変化している。図１２（ａ）より、ΔＢａｃｋｏｆｆには、低ひずみ特性を得るための最適な値が存在することがわかる。多段高出力増幅器のバックオフが０．６ｄＢの場合のＡＣＰＲ（７次）のドライバー段増幅器のドレイン電圧およびΔＢａｃｋｏｆｆ依存性を図１２（ｂ）に示す。図１２（ｂ）からも、ΔＢａｃｋｏｆｆには、低ひずみ特性を得るための最適な値が存在することがわかる。 Further, since the variable attenuator 11 is inserted between the driver stage amplifier 5 whose drain voltage (collector voltage) is operated at a lower voltage than the normal operating voltage and the driver stage amplifier 4 in the subsequent stage, the driver stage amplifier 5 And the operation level between the driver stage amplifier 4 and the subsequent stage amplifier from the final stage amplifier 3 can be adjusted. The distortion characteristics when the driver stage amplifier 5 is already operated at a voltage lower than the normal operating voltage are shown in FIGS. 11 and 12, and the parameter ΔBackoff is changed at that time. In FIG. 11, the output level at which the gain characteristics and the phase characteristics start to change is changed by the influence of the driver stage amplifier 5 operating at a low voltage. Accordingly, in FIG. 12A, ACPR (seventh order) changes. FIG. 12A shows that ΔBackoff has an optimum value for obtaining low distortion characteristics. FIG. 12B shows the dependency of the ACPR (7th order) driver voltage on the drain voltage and ΔBackoff when the backoff of the multistage high-power amplifier is 0.6 dB. FIG. 12B also shows that ΔBackoff has an optimum value for obtaining low distortion characteristics.

図１４の多段高出力増幅器は、可変減衰器１１がドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５とその後段のドライバー段増幅器４の間に挿入されているために、ドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整、最適化することができるため、より低ひずみな特性を実現することが可能である。
なお、図１４では、通常動作電圧よりも低電圧動作させているドライバー段増幅器５の直後に可変減衰器１１を挿入しているが、それ以降のドライバー段増幅器の後に可変減衰器１１を挿入しても構わない。 14 is inserted between the driver stage amplifier 5 in which the variable attenuator 11 operates the drain voltage (collector voltage) at a voltage lower than the normal operating voltage, and the driver stage amplifier 4 in the subsequent stage. Therefore, since the operation level between the driver stage amplifier 5 and the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 can be adjusted and optimized, it is possible to realize a lower distortion characteristic. is there.
In FIG. 14, the variable attenuator 11 is inserted immediately after the driver stage amplifier 5 operated at a voltage lower than the normal operating voltage. However, the variable attenuator 11 is inserted after the driver stage amplifier thereafter. It doesn't matter.

実施の形態５．
図１５はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、７はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、９は電圧降圧器、１０はＤＣ電源、１３は可変利得増幅器、１４は可変利得増幅器制御端子である。 Embodiment 5. FIG.
FIG. 15 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal 6 of driver stage amplifier 5, drain (collector) bias circuit 7 of driver stage amplifier 5, and drain (collector) bias terminal 8 of amplifiers other than driver stage amplifier 5 , 9 is a voltage step-down device, 10 is a DC power supply, 13 is a variable gain amplifier, and 14 is a variable gain amplifier control terminal.

次に動作について説明する。図１５（ａ），（ｂ）のこの実施の形態の多段高出力増幅器は、図９、図１３の多段高出力増幅器と比較して、ドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５の直後のドライバー段増幅器４の代わりに可変利得増幅器１３が設けられ、その制御端子１４が設けられている点が異なる。したがって、図９、図１３の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. 15A and 15B, the multi-stage high output amplifier of this embodiment has a drain voltage (collector voltage) lower than the normal operating voltage as compared with the multi-stage high output amplifier of FIGS. The difference is that a variable gain amplifier 13 is provided instead of the driver stage amplifier 4 immediately after the driver stage amplifier 5 operated in the above-described manner, and its control terminal 14 is provided. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifiers of FIGS. 9 and 13, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, the high-order distortion is reduced. be able to. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

さらに、低電圧動作させているドライバー段増幅器５の後段に可変利得増幅器１３が存在するために、ドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整、最適化することができるため、図１４の多段高出力増幅器と同様により低ひずみな特性を実現することが可能である。 Further, since the variable gain amplifier 13 exists in the subsequent stage of the driver stage amplifier 5 operated at a low voltage, the operation level between the driver stage amplifier 5 and the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 is adjusted. Since it can be optimized, it is possible to realize characteristics with lower distortion as in the multi-stage high-power amplifier of FIG.

なお、図１５では、通常動作電圧よりも低電圧動作させているドライバー段増幅器５の直後の増幅器を可変利得増幅器１３としているが、それ以降のドライバー段増幅器４の代わりに可変利得増幅器１３を設けても構わないし、複数段を可変利得増幅器としても構わない。 In FIG. 15, the amplifier immediately after the driver stage amplifier 5 operated at a voltage lower than the normal operating voltage is the variable gain amplifier 13, but the variable gain amplifier 13 is provided instead of the driver stage amplifier 4 thereafter. Alternatively, a plurality of stages may be variable gain amplifiers.

実施の形態６．
図１６はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、７はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、９は電圧降圧器、１０はＤＣ電源、１１は可変減衰器、１２は可変減衰器の制御端子、１５は多段高出力増幅器の温度を検出する温度検出器である。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 16 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal 6 of driver stage amplifier 5, drain (collector) bias circuit 7 of driver stage amplifier 5, and drain (collector) bias terminal 8 of amplifiers other than driver stage amplifier 5 , 9 is a voltage step-down device, 10 is a DC power source, 11 is a variable attenuator, 12 is a control terminal of the variable attenuator, and 15 is a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high-power amplifier.

次に動作について説明する。図１６（ａ），（ｂ）のこの実施の形態における多段高出力増幅器は、図１４（ａ），（ｂ）に示す多段高出力増幅器と比較して、温度検出器１５が設けられ、温度検出器１５で検出した情報に基づき、可変減衰器１１の制御電圧を変化させる構成になっている点が異なる。したがって図１４の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. The multi-stage high-power amplifier in this embodiment shown in FIGS. 16A and 16B is provided with a temperature detector 15 as compared with the multi-stage high-power amplifier shown in FIGS. 14A and 14B. The difference is that the control voltage of the variable attenuator 11 is changed based on the information detected by the detector 15. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifier of FIG. 14, the higher-order distortion can be reduced by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

増幅器の利得は温度によって変化し、一般的には温度が上がると利得が低くなる。実施の形態４で述べたように、可変減衰器１１がドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５とその後段のドライバー段増幅器４の間に挿入されているために、ドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整、最適化することができるため、より低ひずみな特性を実現することが可能である。しかし、温度が変わると、ドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の利得が変動し、最適な動作レベルからずれることになる。そこで、図１６のように、可変減衰器１１の減衰量を制御し動作レベルを調整、最適化するために制御端子１２に加える電圧を温度検出器１５で検出した情報をもとに制御することにより変化し、温度が変わっても最適な動作レベルを維持することができる。これにより、全ての温度に対して、高次のひずみが低ひずみな特性を実現することができる。 The gain of the amplifier varies with temperature, and generally the gain decreases as the temperature increases. As described in the fourth embodiment, the variable attenuator 11 is inserted between the driver stage amplifier 5 in which the drain voltage (collector voltage) is operated at a voltage lower than the normal operating voltage and the driver stage amplifier 4 in the subsequent stage. Therefore, since the operation level between the driver stage amplifier 5 and the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 can be adjusted and optimized, a lower distortion characteristic can be realized. It is. However, when the temperature changes, the gain of the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 fluctuates and deviates from the optimum operating level. Therefore, as shown in FIG. 16, the voltage applied to the control terminal 12 is controlled based on the information detected by the temperature detector 15 in order to adjust and optimize the operation level by controlling the attenuation amount of the variable attenuator 11. Even if the temperature changes, the optimum operating level can be maintained. As a result, it is possible to realize a characteristic in which high-order strain is low strain for all temperatures.

一般的には温度が上がるとドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の利得が低くなるため、可変減衰器１１の減衰量が小さくなるように制御端子１２に加える電圧を制御する。なお、図１６では、通常動作電圧よりも低電圧動作させているドライバー段増幅器５の直後に可変減衰器１１を挿入しているが、可変減衰器１１はそれ以降のドライバー段増幅器の後に挿入しても構わない。 Generally, as the temperature rises, the gain of the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 becomes lower, so the voltage applied to the control terminal 12 is controlled so that the amount of attenuation of the variable attenuator 11 becomes smaller. In FIG. 16, the variable attenuator 11 is inserted immediately after the driver stage amplifier 5 operated at a voltage lower than the normal operating voltage. However, the variable attenuator 11 is inserted after the driver stage amplifier thereafter. It doesn't matter.

実施の形態７．
図１７はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、７はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、９は電圧降圧器、１０はＤＣ電源、１３は可変利得増幅器、１４は可変利得増幅器制御端子、１５は多段高出力増幅器の温度を検出する温度検出器である。 Embodiment 7 FIG.
FIG. 17 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal of driver stage amplifier 5, 7 drain (collector) bias circuit of driver stage amplifier 5, and drain (collector) bias terminal of amplifiers other than driver stage amplifier 5 , 9 is a voltage step-down device, 10 is a DC power supply, 13 is a variable gain amplifier, 14 is a variable gain amplifier control terminal, and 15 is a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high output amplifier.

次に動作について説明する。図１７（ａ），（ｂ）のこの実施の形態の多段高出力増幅器は、図１５（ａ），（ｂ）の多段高出力増幅器と比較して、温度検出器１５で検出した情報に基づき、可変利得増幅器１３の制御電圧を変化させる構成になっている点が異なる。したがって図１５の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. The multistage high output amplifier of this embodiment shown in FIGS. 17A and 17B is based on the information detected by the temperature detector 15 as compared with the multistage high output amplifier of FIGS. 15A and 15B. The difference is that the control voltage of the variable gain amplifier 13 is changed. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifier of FIG. 15, by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage, the higher-order distortion can be reduced. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

増幅器の利得は温度によって変化し、一般的には温度が上がると利得が低くなる。実施の形態５で述べたように、可変利得増幅器１３がドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作したドライバー段増幅器５の後段存在しているために、ドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整、最適化することができるため、より低ひずみな特性を実現することが可能である。しかし、温度が変わると、ドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の利得が変動し、最適な動作レベルからずれることになる。そこで、図１７のように、温度検出器１５で検出した情報をもとに、可変利得増幅器１３の利得を制御端子１４に加える電圧を制御することにより変化し、温度が変わっても、最適なレベルを維持することができ、結果として、全ての温度に対して、高次のひずみが低ひずみな特性を実現することができる。 The gain of the amplifier varies with temperature, and generally the gain decreases as the temperature increases. As described in the fifth embodiment, since the variable gain amplifier 13 exists after the driver stage amplifier 5 in which the drain voltage (collector voltage) is operated at a voltage lower than the normal operation voltage, Since the operation level between the post-stage amplifiers from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 can be adjusted and optimized, it is possible to realize a lower distortion characteristic. However, when the temperature changes, the gain of the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 fluctuates and deviates from the optimum operating level. Therefore, as shown in FIG. 17, based on the information detected by the temperature detector 15, the gain of the variable gain amplifier 13 is changed by controlling the voltage applied to the control terminal 14. The level can be maintained, and as a result, it is possible to realize a characteristic in which high-order strain is low strain for all temperatures.

一般的には温度が上がるとドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の利得が低くなるため、可変利得増幅器１３の利得が大きくなるように制御端子１４に加える電圧を制御する。なお、図１７では、通常動作電圧よりも低電圧動作させているドライバー段増幅器５の直後の増幅器を可変利得増幅器１３としているが、それ以降のドライバー段増幅器の代わりに可変利得増幅器を設けても構わないし、複数段を可変利得増幅器としても構わない。 In general, as the temperature rises, the gain of the subsequent amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 decreases, so the voltage applied to the control terminal 14 is controlled so that the gain of the variable gain amplifier 13 increases. In FIG. 17, the amplifier immediately after the driver stage amplifier 5 operating at a voltage lower than the normal operating voltage is the variable gain amplifier 13, but a variable gain amplifier may be provided instead of the driver stage amplifier thereafter. Of course, a plurality of stages may be variable gain amplifiers.

実施の形態８．
図１８はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、１０はＤＣ電源、１１は可変減衰器、１２は可変減衰器制御端子、１５は多段高出力増幅器の温度を検出する温度検出器、１６はドレイン（コレクタ）電圧制御回路、１７は可変電圧降圧器である。 Embodiment 8 FIG.
FIG. 18 is a circuit diagram of the multistage high-power amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal 6 of driver stage amplifier 5, drain (collector) bias terminal 8 of an amplifier other than driver stage amplifier 5, DC power supply 11, variable attenuator 12 A variable attenuator control terminal, 15 is a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high output amplifier, 16 is a drain (collector) voltage control circuit, and 17 is a variable voltage step-down circuit.

次に動作について説明する。図１８（ａ）のこの実施の形態における多段高出力増幅器は，図１６（ａ）の多段高出力増幅器と比較して、ドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス回路７の代わりに、ドレイン（コレクタ）電圧制御回路１６が挿入され、温度検出器１５の情報に基づいて、ドレイン（コレクタ）電圧制御回路１６から出力されるドレイン（コレクタ）電圧が制御される点が異なる。
また、図１８（ｂ）のこの実施の形態における多段高出力増幅器は，図１６（ｂ）の多段高出力増幅器と比較して、電圧降圧器９の代わりに、可変電圧降圧器１７が設けられ、温度検出器１５の情報に基づいて、可変電圧降圧器１７から出力されるドレイン（コレクタ）電圧が制御される点が異なる。 Next, the operation will be described. The multi-stage high-power amplifier in this embodiment of FIG. 18A is operated at a drain voltage (collector voltage) lower than the normal operating voltage as compared with the multi-stage high-power amplifier of FIG. A drain (collector) voltage control circuit 16 is inserted in place of the drain (collector) bias circuit 7 of the driver stage amplifier 5, and is output from the drain (collector) voltage control circuit 16 based on the information of the temperature detector 15. The difference is that the drain (collector) voltage is controlled.
In addition, the multistage high-power amplifier in this embodiment of FIG. 18B is provided with a variable voltage step-down device 17 instead of the voltage step-down device 9 as compared with the multistage high-power amplifier of FIG. The drain (collector) voltage output from the variable voltage step-down device 17 is controlled based on the information of the temperature detector 15.

したがって、図１６の多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。さらにドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整し、最適化する可変減衰器１１の減衰量を制御するため制御端子１２に加える電圧を、温度検出器１５で検出した情報をもとに変化させ、温度が変わっても、最適なレベルを維持することができるようにする。その結果として、全ての温度に対して、高次のひずみが低ひずみな特性を実現することができる。 Therefore, similarly to the multistage high-power amplifier of FIG. 16, the higher-order distortion can be reduced by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage. . As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier. Further, the voltage applied to the control terminal 12 to adjust the operation level between the driver stage amplifier 5 and the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 and to control the attenuation amount of the variable attenuator 11 to be optimized, The temperature is changed based on the information detected by the temperature detector 15 so that the optimum level can be maintained even if the temperature changes. As a result, it is possible to realize a characteristic in which high-order strain is low strain for all temperatures.

さらに、図１８のこの実施の形態における多段高出力増幅器は、温度検出器１５の情報に基づいて、ドレイン（コレクタ）電圧制御回路１６もしくは可変電圧降圧器１７から出力されるドレイン（コレクタ）電圧を変化させている。実施の形態２の図１０に示したように、ドライバー段増幅器５の利得特性および位相特性はドレイン（コレクタ）電圧によって変わる。図１２（ｂ）は、ＡＣＰＲ（7次）のドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧およびΔＢａｃｋｏｆｆ依存性を示しているが、図１２（ｂ）に示すとおり、高次のひずみであるＡＣＰＲ（7次）はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧によって変動し、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧には最適値が存在することがわかる。温度が変わった場合に、ドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の利得特性、位相特性自体も変化し、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧の最適値も温度によって変化する。 Further, the multistage high-power amplifier in this embodiment of FIG. 18 uses the drain (collector) voltage control circuit 16 or the variable voltage step-down circuit 17 to output the drain (collector) voltage based on the information of the temperature detector 15. It is changing. As shown in FIG. 10 of the second embodiment, the gain characteristic and phase characteristic of the driver stage amplifier 5 vary depending on the drain (collector) voltage. FIG. 12B shows the dependency of ACPR (seventh order) on the drain (collector) voltage and ΔBackoff of the driver stage amplifier 5, but as shown in FIG. (7th order) varies depending on the drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5, and it can be seen that the drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5 has an optimum value. When the temperature changes, the gain characteristics and phase characteristics of the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 also change, and the optimum value of the drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5 also changes depending on the temperature.

したがって、図１８のこの実施の形態における多段高出力増幅器は、温度検出器１５の情報に基づいて、ドレイン（コレクタ）電圧制御回路１６もしくは可変電圧降圧器１７から出力されるドレイン（コレクタ）電圧を変化させているため、全ての温度に対して、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧を最適値に設定することができ、より高次のひずみを低ひずみにすることができる。
なお、図１８は、実施の形態６の図１６の可変減衰器１１を用いた多段増幅器で温度検出器１５の情報に基づいて可変減衰器１１の制御電圧を制御する場合に対して適用した例であるが、実施の形態２〜７の全ての多段高出力増幅器に対しても適用可能であり、同様の効果を得ることができる。 Therefore, the multistage high-power amplifier in this embodiment shown in FIG. 18 uses the drain (collector) voltage control circuit 16 or the variable voltage step-down circuit 17 to output the drain (collector) voltage based on the information of the temperature detector 15. Since it is changed, the drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5 can be set to an optimum value for all temperatures, and higher order distortion can be reduced.
18 is an example applied to the case where the control voltage of the variable attenuator 11 is controlled based on the information of the temperature detector 15 in the multistage amplifier using the variable attenuator 11 of FIG. 16 of the sixth embodiment. However, the present invention can be applied to all the multistage high-output amplifiers of Embodiments 2 to 7, and the same effect can be obtained.

実施の形態９．
図１９はこの実施の形態における多段高出力増幅器の回路図である。図において、１００は多段高出力増幅器、１は入力端子、２は出力端子、３は最終段増幅器、４はドライバー段増幅器、５はドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器、６はドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）バイアス端子、８はドライバー段増幅器５以外の増幅器のドレイン（コレクタ）バイアス端子、１０はＤＣ電源、１１は可変減衰器、１２は可変減衰器制御端子、１５は多段高出力増幅器の温度を検出する温度検出器、１６はドレイン（コレクタ）電圧制御回路、１７は可変電圧降圧器、１８はドライバー段増幅器５のゲート（ベース）バイアス端子である。 Embodiment 9 FIG.
FIG. 19 is a circuit diagram of the multi-stage high-output amplifier in this embodiment. In the figure, 100 is a multi-stage high output amplifier, 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a final stage amplifier, 4 is a driver stage amplifier, 5 is a drain voltage (collector voltage) that operates at a lower voltage than the normal operating voltage. Driver stage amplifier 6, drain (collector) bias terminal 6 of driver stage amplifier 5, drain (collector) bias terminal 8 of an amplifier other than driver stage amplifier 5, DC power supply 11, variable attenuator 12 Variable attenuator control terminal, 15 is a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high output amplifier, 16 is a drain (collector) voltage control circuit, 17 is a variable voltage step-down circuit, and 18 is a gate (base) bias of the driver stage amplifier 5. Terminal.

次に動作について説明する。図１９のこの実施の形態における多段高出力増幅器は図１８の多段高出力増幅器と比較して、ドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させたドライバー段増幅器５にゲートバイアス端子１８を設け、温度検出器１５からの情報に基づいて、ゲートバイアス端子１８に印加するゲート電圧を制御する点が異なる。したがって、図１８に示す多段高出力増幅器と同様に、ドライバー段増幅器５のドレイン電圧（コレクタ電圧）を通常動作電圧よりも低電圧で動作させることにより、高次のひずみを低ひずみにすることができる。これにより、よりバックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となるため、増幅器として高効率な特性を得ることができる。 Next, the operation will be described. The multistage high-power amplifier in this embodiment of FIG. 19 has a gate bias applied to the driver stage amplifier 5 in which the drain voltage (collector voltage) is operated at a lower voltage than the normal operating voltage, as compared with the multistage high-power amplifier of FIG. A difference is that a terminal 18 is provided and a gate voltage applied to the gate bias terminal 18 is controlled based on information from the temperature detector 15. Therefore, similarly to the multi-stage high-power amplifier shown in FIG. 18, the higher-order distortion can be reduced by operating the drain voltage (collector voltage) of the driver stage amplifier 5 at a voltage lower than the normal operating voltage. it can. As a result, it is possible to operate with low distortion up to a smaller back-off, so that highly efficient characteristics can be obtained as an amplifier.

さらにドライバー段増幅器５とドライバー段増幅器４から最終段増幅器３までの後段増幅器の間の動作レベルを調整し、最適化する可変減衰器１１の減衰量を制御するため制御端子１２に加える電圧を、温度検出器１５で検出した情報をもとに変化させ、温度が変わっても、最適なレベルを維持することができるようにする。その結果として、全ての温度に対して、高次のひずみが低ひずみな特性を実現することができる。さらに、温度検出器１５の情報に基づいて、ドレイン（コレクタ）電圧制御回路１６もしくは可変電圧降圧器１７から出力されるドレイン（コレクタ）電圧を変化することができるため、全ての温度に対して、ドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧を最適値に設定することができ、より高次のひずみを低ひずみにすることができる。 Further, the voltage applied to the control terminal 12 to adjust the operation level between the driver stage amplifier 5 and the subsequent stage amplifier from the driver stage amplifier 4 to the final stage amplifier 3 and to control the attenuation amount of the variable attenuator 11 to be optimized, The temperature is changed based on the information detected by the temperature detector 15 so that the optimum level can be maintained even if the temperature changes. As a result, it is possible to realize a characteristic in which high-order strain is low strain for all temperatures. Furthermore, since the drain (collector) voltage output from the drain (collector) voltage control circuit 16 or the variable voltage step-down converter 17 can be changed based on the information of the temperature detector 15, for all temperatures, The drain (collector) voltage of the driver stage amplifier 5 can be set to an optimum value, and higher order distortion can be reduced.

さらに、図１９の実施の形態における多段高出力増幅器では、温度検出器１５からの情報に基づいて、ドライバー段増幅器５のゲートバイアス端子１８に印加するゲート電圧を制御することが可能である。図２０にドライバー段増幅器の利得特性、位相特性のゲート電圧依存性の測定結果を示す。図２０（ａ）が利得特性、図２０（ｂ）が位相特性の測定結果である。図より、ゲート電圧Ｖｇを変化すると、ドライバー段増幅器５の利得特性、位相特性を細かく調整することができる。したがって、図１９に示すこの実施の形態の多段高出力増幅器では、温度検出器１５からの情報に基づいて、ゲートバイアス端子１８に印加するゲート電圧を制御することにより、高次のひずみに対してより精度の良く低ひずみな特性を実現することができる。 Furthermore, in the multi-stage high-power amplifier in the embodiment of FIG. 19, it is possible to control the gate voltage applied to the gate bias terminal 18 of the driver stage amplifier 5 based on information from the temperature detector 15. FIG. 20 shows the measurement results of the gate voltage dependence of the gain characteristics and phase characteristics of the driver stage amplifier. FIG. 20A shows the measurement result of the gain characteristic, and FIG. 20B shows the measurement result of the phase characteristic. From the figure, it is possible to finely adjust the gain characteristic and phase characteristic of the driver stage amplifier 5 by changing the gate voltage Vg. Therefore, in the multistage high-power amplifier of this embodiment shown in FIG. 19, the gate voltage applied to the gate bias terminal 18 is controlled based on the information from the temperature detector 15, thereby preventing high-order distortion. More accurate and low distortion characteristics can be realized.

なお、図１９に示す多段高出力増幅器は、図１８に示す実施の形態８の可変減衰器１１を用いた多段増幅器で温度検出器１５の情報に基づいて可変減衰器１１の制御電圧およびドライバー段増幅器５のドレイン（コレクタ）電圧を制御する場合に対して適用した例であるが、実施の形態２〜７の全ての多段増幅器に対しても適用可能であり、同様の効果を得ることができる。 The multistage high-power amplifier shown in FIG. 19 is a multistage amplifier using the variable attenuator 11 of the eighth embodiment shown in FIG. 18, and the control voltage and driver stage of the variable attenuator 11 based on the information of the temperature detector 15. Although this example is applied to the case where the drain (collector) voltage of the amplifier 5 is controlled, it can also be applied to all the multistage amplifiers of the second to seventh embodiments, and the same effect can be obtained. .

バックオフの小さなところまで低ひずみで動作することが可能となり、増幅器として高効率な特性を得られ、衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等の増幅器に適用される。 It is possible to operate with low distortion up to a small back-off, and it is possible to obtain high-efficiency characteristics as an amplifier.

従来の多段高出力増幅器のひずみ補償の動作原理図。The principle of operation of distortion compensation of a conventional multistage high-power amplifier. 従来の多段高出力増幅器の特性図。The characteristic diagram of the conventional multistage high output amplifier. ２波入力時の多段高出力増幅器で発生するひずみのスペクトル図。The spectrum figure of the distortion generate | occur | produced with the multistage high output amplifier at the time of 2 wave input. 実施の形態１の多段高出力増幅器の特性図。FIG. 3 is a characteristic diagram of the multistage high-power amplifier according to the first embodiment. 増幅器の特性に対するＡＣＰＲ（７次）の計算結果図。The calculation result figure of ACPR (7th order) with respect to the characteristic of an amplifier. ＡＣＰＲの定義図。ACPR definition diagram. 増幅器の特性に対するＡＣＰＲ（７次）の計算結果図。The calculation result figure of ACPR (7th order) with respect to the characteristic of an amplifier. ＡＣＰＲ（７次）の利得コンプレッションおよびΔＰｈａｓｅ／ΔＰｉｎ依存性の計算結果図。The calculation result figure of gain compression of ACPR (7th order) and ΔPhase / ΔPin. 実施の形態２の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 3 is a circuit diagram of a multistage high-output amplifier according to a second embodiment. ライバー段増幅器の利得特性、位相特性のドレイン電圧依存性の測定結果図。The measurement result figure of the drain voltage dependence of the gain characteristic and phase characteristic of a driver stage amplifier. 多段高出力増幅器の利得特性、位相特性の計算結果図。The calculation result figure of the gain characteristic and phase characteristic of a multistage high output amplifier. 多段高出力増幅器のＡＣＰＲ（７次）の計算結果図。The calculation result figure of ACPR (7th order) of a multistage high output amplifier. 実施の形態３の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 4 is a circuit diagram of a multistage high-power amplifier according to a third embodiment. 実施の形態４の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 6 is a circuit diagram of a multistage high-power amplifier according to a fourth embodiment. 実施の形態５の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 6 is a circuit diagram of a multistage high-power amplifier according to a fifth embodiment. 実施の形態６の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a multistage high-power amplifier according to a sixth embodiment. 実施の形態７の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a multistage high-output amplifier according to a seventh embodiment. 実施の形態８の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a multistage high-power amplifier according to an eighth embodiment. 実施の形態９の多段高出力増幅器の回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a multistage high-output amplifier according to a ninth embodiment. ドライバー段増幅器の利得特性、位相特性のゲート電圧依存性の測定結果図。The measurement result figure of the gate voltage dependence of the gain characteristic of a driver stage amplifier, and a phase characteristic.

Explanation of symbols

１入力端子
２出力端子
３最終段増幅器
４ドライバー段増幅器
５ドレイン電圧（コレクタ電圧）を低電圧動作させたドライバー段増幅器
６ドレイン（コレクタ）バイアス端子
７ドレイン（コレクタ）バイアス回路
８ドレイン（コレクタ）バイアス端子
９電圧降圧器
１０ＤＣ電源
１１可変減衰器
１２可変減衰器の制御端子
１３可変利得増幅器
１４可変利得増幅器制御端子
１５温度検出器
１６ドレイン（コレクタ）電圧制御回路
１７可変電圧降圧器
１８ゲート（ベース）バイアス端子
１００多段高出力増幅器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Output terminal 3 Final stage amplifier 4 Driver stage amplifier 5 Driver stage amplifier which operated drain voltage (collector voltage) at low voltage 6 Drain (collector) bias terminal 7 Drain (collector) bias circuit 8 Drain (collector) bias Terminal 9 Voltage step-down voltage 10 DC power source 11 Variable attenuator 12 Control terminal 13 of variable attenuator Variable gain amplifier 14 Variable gain amplifier control terminal 15 Temperature detector 16 Drain (collector) voltage control circuit 17 Variable voltage step-down voltage 18 Gate (base) ) Bias terminal 100 Multistage high power amplifier

Claims

At least one driver stage amplifier that constitutes a multistage high-power amplifier that operates with an output power within 1 dB of back-off has its drain voltage or collector voltage rated voltage so that the gain compression at back-off 1 dB is 2.5 dB or more. A multi-stage high-output amplifier comprising a voltage supply for supplying voltage to the driver stage amplifier so as to operate at a voltage lower than the value, and reducing higher-order distortions of the fifth order and higher .

The voltage of the driver stage amplifier in which the drain voltage or collector voltage of each stage amplifier constituting the multi-stage high output amplifier is supplied from a common DC power supply, and the drain voltage or collector voltage operates at a voltage lower than the rated voltage value. 2. The multi-stage high-output amplifier according to claim 1 , wherein the supply is composed of a voltage step-down device that steps down the voltage of the common DC power source and is supplied with a voltage lower than a rated operating voltage.

A variable attenuator is provided between the driver stage amplifier that operates at a drain voltage or collector voltage lower than the rated voltage value and the amplifier subsequent to the driver stage amplifier to adjust the operation level between the amplifiers. The multistage high-power amplifier according to claim 1 or 2 .

At least one of the amplifiers subsequent to the driver stage amplifier whose drain voltage or collector voltage is operated at a voltage lower than a rated voltage value is a variable gain amplifier that adjusts an operation level between the amplifiers. The multistage high-power amplifier according to claim 1 or 2 .

4. A multistage high output amplifier according to claim 3, further comprising a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high output amplifier, and a control circuit for controlling the attenuation amount of the variable attenuator based on the detected temperature. amplifier.

5. The multistage high output amplifier according to claim 4, further comprising a temperature detector for detecting the temperature of the multistage high output amplifier, and a control circuit for controlling the gain of the variable gain amplifier based on the detected temperature. .

A temperature detector that detects the temperature of the multistage high-power amplifier is provided, and the drain voltage or collector voltage of the driver amplifier that operates at a drain voltage or collector voltage lower than the rated operating voltage is controlled based on the detected temperature. 7. The multistage high output amplifier according to claim 1 , further comprising a control circuit.

A temperature detector that detects the temperature of the multistage high-power amplifier is provided, and the gate voltage or base voltage of the driver amplifier that operates at a drain voltage or collector voltage lower than the rated operating voltage is controlled based on the detected temperature. 8. A multistage high output amplifier according to claim 1 , further comprising a control circuit.