JP4701931B2 - 信号処理の方法及び装置並びにコンピュータプログラム - Google Patents

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Description

本発明は、特性の異なる複数のセンサに対して、センサ出力信号における前記特性の差をなくすキャリブレーション機能を有する信号処理の方法及び装置並びにコンピュータプログラムに関する。
マイクロフォンアレイは、所望の音声信号に重畳されている妨害信号を消去する技術の一つであり、所望信号(目的信号)の到来方向に感度の高い方向（ビーム）を形成する。同時に、妨害信号の到来方向に応じて感度の低い方向（ヌル）を適応的に形成し、方向に依存するこれらの感度差によって、マイク入力信号に含まれる妨害信号を抑圧する。マイクロフォンアレイに関しては、例えば、非特許文献1にその詳細が開示されている。
図１５に、マイクロフォンアレイの典型例である一般化サイドローブキャンセラ（グリフィツ・ジム・ビームフォーマ）のブロック図を示す。
図１５において、マイクロフォン1000〜100M-1に入力された信号は、固定ビームフォーマ(FBF:Fixed Beamformer)200とブロッキング行列(BM)300に供給される。固定ビームフォーマ200は、マイクロフォン1000〜100M-1に入力された信号を用いて、その中に含まれる目的信号を強調し、遅延素子400に伝達する。一方、ブロッキング行列300は、マイクロフォン1000〜100M-1に入力された信号を用いて、その中に含まれる目的信号以外の成分を強調し、多入力キャンセラ(MC: Multi-input Canceller)500に供給する。遅延素子400は、固定ビームフォーマ200から供給された信号をＬサンプル遅延させ、多入力キャンセラ500に供給する。ここに、Ｌは正の整数である。多入力キャンセラ500は、ブロッキング行列300から供給された信号を用いて擬似妨害信号を生成し、遅延素子400から供給された信号から差し引く。この減算結果は、強調信号として、出力端子600に伝達される。
一般化サイドローブキャンセラについて簡単に説明したが、一般化サイドローブキャンセラの詳細は非特許文献１に記載されている。
マイクロフォンアレイでは、複数のマイクロフォンに到来する信号の時間差（位相差）を用いて指向性を形成する。その際、各マイクロフォンの特性が等しいことを前提としている。例えば、固定ビームフォーマ200はマイクロフォン1000〜100M-1で得られた信号を単純に加算して出力することによって、マイクロフォン1000〜100M-1を結ぶ直線に直角な方向から到来する目的信号を強調することができる。これは、マイクロフォン1000〜100M-1で得られた信号が全て等しく、これらの加算がＭ倍に相当するからである。同様に、正面以外から到来する信号成分に対しては、固定ビームフォーマ200における単純加算は、マイクロフォン1000〜100M-1で得られた信号を互いに弱め合う。その結果、固定ビームフォーマ200の出力は、マイクロフォンアレイの正面から到来する信号に対して感度が高いという性質を持つ。これは、正面に強い指向性を有することと等価である。
しかし、各マイクロフォンの特性が等しくない場合には、前記指向性の形成が不十分になる。例えば、マイクロフォン1000〜100M-1の出力が等しくないときには、これらの一部は互いに打ち消し合い、正面に強い指向性を生成することができない。
同様の問題は、ブロッキング行列300でも発生し、ブロッキング行列300の出力信号への目的信号の漏れこみとなる。これは、多入力キャンセラ500における目的信号の過剰抑圧につながり、出力信号に歪を生じる。
この問題を解決するために、非特許文献２及び３に示されるように、いくつかのマイクロフォン信号をキャリブレーションする方法が提案されている。
非特許文献２に開示された方法は、事前に広帯域信号を用いて最適固有ベクトル拘束に基づくブロッキング行列とそれに対応する固定ビームフォーマを設計し、設計したブロッキング行列と固定ビームフォーマを用いて、任意の信号に対する妨害信号抑圧を行う。非特許文献３に開示された方法は、各マイクロフォンから得られる信号に適切なレベルの雑音を付加する。
また、特許文献１から４にも、別のキャリブレーション方法が開示されている。特許文献１には、キャリブレーション用スピーカと信号処理回路を用いた自動キャリブレーション方法が開示され、特許文献２には、校正用マイクロフォンを用いたキャリブレーション装置が開示されている。更に、特許文献３には、単一マイクロフォンの出力を所望の出力レベルを基準として較正する装置が開示され、特許文献４には、各マイクロフォンに対応した複数の適応フィルタを用いたキャリブレーション方法が開示されている。
特開2004-343700号公報 特許第3337671号公報 特表2004-502367号公報 特表2002-502193号公報 2001年、「マイクロフォンアレイ」、 スプリンガー (MICROPHONEARRAYS, SPRINGER, 2001.) 87〜109ページ 1994 年10月、アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・シグナル・プロセシング、第42巻、第10号、 (IEEETRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL.42, NO. 10, PP.2871-2875, Oct. 1994)2871〜2875 ページ 1986年8月、 アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・アンテナス・アンド・プロパゲイション、第34巻、第8号、(IEEETRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATIONS, VOL.34, NO.8, PP.996-1012, Aug.1986) 996〜1012ページ 1993 年、「マルチレートシステムズ・アンド・フィルタバンクス」、プレンティス・ホール(MULTIRATE SYSTEMS AND FILTER BANKS, PRENTICE-HALL, 1993.) 188〜393ページ、45〜60ページ、478〜479ページ 1990 年、「ディジタル・コーディング・オブ・ウェーブフォームス」、プレンティス・ホール (DIGITAL CODING OF WAVEFORMS, PRINCIPLES AND APPLICATIONS TO SPEECHAND VIDEO, PRENTICE-HALL, 1990.) 510〜563ページ 1975年、「ディジタル・シグナル・プロセシング」、プレンティス・ホール(DIGITAL SIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, 1975.) 239〜250ページ 1998 年、「アダプティブ・フィルターズ」、ジョン・ワイリー・アンド・サンズ(ADAPTIVE FILTERS, JOHN WILEY & SONS, 1998.) 201〜292ページ 1993 年、「アレイ・シグナル・プロセシング」、プレンティス・ホール (ARRAYSIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, 1993.) 1ページ 2004 年3月、アイ・イー・アイ・シー・イー・トランザクションズ・オン・ファンダメンタルズ、第87-A巻、第3号、 (IEICETRANSACTIONS ON FUNDAMENTALS, VOL.87-A, NO. 3, PP.559-566, Mar. 2004) 559〜566 ページ 2005 年3月、アイ・イー・アイ・シー・イー・トランザクションズ・オン・ファンダメンタルズ、第88-A巻、第3号、 (IEICETRANSACTIONS ON FUNDAMENTALS, VOL.88-A, NO. 3, PP.633-641, Mar. 2005) 633〜641 ページ
上述の従来の方法では、次に述べるような問題があった。即ち、非特許文献２に開示された方法では、広帯域信号を用いた事前のキャリブレーションを行うために、各マイクロフォンアレイにおいて、最低一回の個別キャリブレーションが発生する。これは、多数のマイクロフォンアレイを取り扱う場合には不都合であり、従って、コンシューマー製品への適用に問題がある。
非特許文献３に開示された方法では、付加する雑音レベルを適切に設定する必要があり、そのため、信号対雑音比、妨害信号対雑音比、マイクロフォンにおける雑音レベルなどの情報が必要となる。これらの情報は、実時間で計算する必要があるので演算量が増加するという問題があり、さらに、雑音の付加は低レベル信号における音質劣化の要因となるので好ましくない。
特許文献１に開示された方法は、キャリブレーション用スピーカと信号処理回路を別途必要とするのでハードウェアの規模が大きくなるという問題がある。特許文献２に開示された方法は、校正用マイクロフォンを別途必要とするのでハードウェア規模が大きくなり、特許文献３に開示された方法は、所望の出力レベルを基準値として、外部から供給しなければならないという問題があり、特許文献４に開示された方法は、各マイクロフォンに対応した複数の適応フィルタを別途必要とするのでハードウェア規模が大きくなるという問題がある。
したがって、本発明の目的は、事前のキャリブレーションを必要とせず、少ない演算量で、入力信号だけを用いてキャリブレーションを行う機能を有する信号処理の方法及び装置を提供することである。
本発明に係る方法は、複数の入力信号を用いて基準信号を発生し、該基準信号を用いて前記複数の入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴とする。更に、本発明に係る方法は、前記複数の入力信号を自己の平均値で正規化して正規化入力信号を求め、該正規化入力信号を前記基準信号で拡大・縮小することによって、前記複数の入力信号に対してキャリブレーションを行っている。
本発明に係る装置は、複数の入力信号を用いて基準信号を発生する基準信号発生部と、該基準信号を用いて前記複数の入力信号に対してキャリブレーションを行う等化器とを備えている。更に、本発明に係る装置は、複数の入力信号を用いて基準信号を発生する基準信号発生部と、前記複数の入力信号の平均値を求める平均化部と、前記基準信号と前記平均値とを用いて利得を計算する利得計算部と、該利得を用いて前記複数の入力信号に対してキャリブレーションを行う等化器を有している。
本発明に係るコンピュータプログラムは、複数の入力信号を用いて基準信号を発生するステップと、前記複数の入力信号を自己の平均値で正規化して正規化入力信号を求めるステップと、該正規化入力信号を前記基準信号で拡大・縮小するステップとを具え、前記複数の入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴としている。
本発明の信号処理の方法及び装置並びにコンピュータプログラムでは、各マイクロフォンで得られた信号を用いて、各マイクロフォンで得られた信号を補正する。より具体的には、各マイクロフォンで得られた信号を用いて基準信号を生成し、その基準信号を用いて各マイクロフォンの信号を補正するための利得計算部を有する等化器を備えていることを特徴とする。
本発明によれば、各マイクロフォンで得られた信号から生成した基準信号を用いて各マイクロフォンで得られた信号を補正するので、事前のキャリブレーションを必要としない。さらに、基準信号生成とキャリブレーションは簡単な平均化とスケーリングで実現されているので、少ない演算量でマイクロフォン信号のキャリブレーションを行うことができる。
図１は本発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。図１と従来例である図１５とは、等化器700を除いて同一である。以下、これらの相違点を中心に詳細な動作を説明する。
等化器700には、マイクロフォン1000〜100M-1から入力信号x0〜xM-1が供給されている。等化器700は、マイクロフォン1000〜100M-1に存在する特性の不均一性の影響を低減して等化信号を生成し、これを出力信号x0〜xM-1として固定ビームフォーマ200とブロッキング行列300へ供給する。
等化器700の構成例を、図２に示す。マイクロフォン1000〜100M-1から入力された信号x0〜xM-1は、それぞれ乗算器7110〜711M-1と利得計算部710に供給される。利得計算部710では、供給された入力信号x0〜xM-1を用いて、各信号に対する利得g0〜gM-1を計算する。乗算器7110〜711M-1は、入力信号x0〜xM-1と利得g0〜gM-1をそれぞれ乗算し、その積y0〜yM-1を出力する。
利得計算部710の構成例を、図３に示す。マイクロフォン1000〜100M-1から入力された信号x0〜xM-1は、それぞれ平均化回路7120〜712M-1に供給される。平均化回路7120〜712M-1は、入力信号を平均化して、得られた平均値x0バー〜xM-1バーを出力する。平均化の手法としては、有限サンプル数のスライディング窓を用いた平均化や漏れ積分を用いた平均化がある。前者は、信号処理の分野では、有限インパルス応答長フィルタの演算として知られており、フィルタのタップ数がスライディング窓の長さに対応する。有限サンプル数をＬとすると、次式で平均値を求めることができる。
Figure 0004701931
 漏れ積分では、一次漏れ積分が最も広く用いられている。
Figure 0004701931
 ただし、βは０<β<１を満たす定数である。平均化回路7120〜712M-1で得られた平均値x0バー〜xM-1バーは、逆数回路7130〜713M-1と基準信号発生部715に供給される。なお、入力信号に音声が含まれる場合には、「数１」のＬの値が２〜３秒程度に相当するサンプル数となるように設定するとよい。「数２」のβも、このＬに対応した値とすることができる。
逆数回路7130〜713M-1は、入力された平均値x0バー〜xM-1バーの逆数を計算し、それらの平方根を求めてから、乗算器7140〜714M-1に伝達する。従って、乗算器7140〜714M-1には、
Figure 0004701931
 が伝達されることになる。
基準信号発生部715は、供給された入力信号x0バー〜xM-1バーを用いて、各信号に共通する基準信号s0を計算する。基準信号s0は次式で求める。
Figure 0004701931
 計算した基準信号s0を、乗算器7140〜714M-1に伝達する。乗算器7140〜714M-1は、それぞれx0バー〜xM-1バーの逆数の平方根と基準信号s0を乗算し、その積g0〜gM-1を出力する。すなわち、利得g0〜gM-1は次式で得られる。
Figure 0004701931
 すなわち、利得ｇiは各チャネルの信号を自分自身で正規化し、基準信号s0を用いて校正する効果を有することになる。
「数５」から明らかなように、各チャネルの信号を補正するための利得は、入力信号に対する簡単な平均化操作と開平演算で求めることができる。このため、必要な演算量が少ない。
図４は本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。図４と第１の実施の形態である図１とは、等化器800を除いて同一である。等化器700は入力信号をそのまま等化していたが、等化器800は入力信号を周波数分割して、周波数分割された信号を各周波数帯域において等化し、また全帯域に合成してから等化信号として出力する。以下、これらの相違点を中心に詳細な動作を説明する。
等化器800の構成例を、図５に示す。マイクロフォン1000〜100M-1から入力された信号x0〜xM-1は、それぞれ帯域分割フィルタバンク8100〜810M-1に供給される。帯域分割フィルタバンク8100〜810M-1は、供給された入力信号x0〜xM-1を複数の周波数帯域に分割して、各周波数帯域の専用等化器7000〜700N-1に供給する。例えば、チャネルｊの入力信号xｊがＮ帯域の信号xｊ,0〜xｊ,N-1に分割されると、等化器700ｉに供給される帯域分割信号は、xｉ,0・・・xｉ,j・・・xｉ,M-1となる。等化器7000〜700N-1では、入力信号x0〜xM-1の帯域分割信号を、それぞれの周波数帯域において等化し、帯域合成フィルタバンク8200〜820M-1に供給する。帯域合成フィルタバンク8200〜820M-1は、等化器7000〜700N-1から供給された等化信号を全帯域のＭ個の信号に合成し、y0〜yM-1として出力する。
なお、帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンクの各周波数帯域は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。不等間隔に帯域分割することによって、低域では狭帯域に分割して時間分解能を低く、高域では広い帯域に分割して時間分解能を高くすることができる。不等分割の代表例には、低域に向かって帯域が逐次半分になるオクターブ分割や人間の聴覚特性に対応した臨界帯域分割などがある。帯域分析フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンクの詳細、さらにそれらの設計法については、非特許文献４に開示されているので、詳細を省略する。
本発明の第３の実施の形態は、第２の実施の形態を示す図４において、等化器800を等化器801で置換することによって得られる。図６は等化器801の構成例であり、図５に示す等化器800の帯域分割フィルタバンク8100〜810M-1を周波数変換部8110〜811M-1で置換し、帯域合成フィルタバンク8200〜820M-1を周波数逆変換部8210〜821M-1で置換した構成を有する。図５では、帯域分割フィルタバンク8100〜810M-1を用いて入力信号を複数の帯域に分割してから等化し、帯域合成フィルタバンク8200〜820M-1を用いて再び全帯域に合成してから等化信号として出力する。図６では、周波数変換部8110〜811M-1を用いて入力信号を複数の周波数点における信号に分割してから等化し、周波数逆変換部8210〜821M-1を用いて再び全帯域に合成してから等化信号として出力する。以下、これらの相違点を中心に、等化器801の詳細な動作を説明する。
マイクロフォン1000〜100M-1から入力された信号x0〜xM-1は、それぞれ周波数変換部8110〜811M-1に供給される。周波数変換部8110〜811M-1は、供給された入力信号x0〜xM-1をそれぞれ周波数領域信号に変換して振幅成分を分離し、各周波数帯域用の等化器7000〜700N-1に供給する。例えば、チャネルｊの入力信号xｊがＮ点の信号Xｊ,0〜Xｊ,N-1に分割されると、等化器700ｉに供給される周波数領域信号の振幅は、|Xi,0|・・・|Xi,j |・・・|Xi,M-1|となる。このとき分離された位相情報は、直接、周波数逆変換部8210〜821M-1に供給される。等化器7000〜700N-1では、入力信号x0〜xM-1の周波数領域信号振幅を、それぞれの周波数点において等化し、周波数逆変換部8210〜821M-1に供給する。周波数逆変換部8210〜821M-1は、等化器7000〜700N-1から供給された等化振幅信号と周波数変換部8110〜811M-1から供給された位相情報を合わせた後に全帯域のＭ個の信号に合成し、y0〜yM-1として出力する。
周波数変換部8110〜811M-1は、複数の入力信号サンプルをまとめて１ブロックを構成し、このブロックに対して周波数変換を適用する。これに対応して、周波数逆変換部8210〜821M-1も同一数のサンプルに対して逆変換を適用する。周波数変換の例としては、フーリエ変換、コサイン変換、ＫＬ（カルーネンレーベ）変換などが知られている。これらの変換の具体的な演算及び性質の詳細に関しては、非特許文献５に開示されているので省略する。
周波数変換部8110〜811M-1はまた、１ブロックの入力信号サンプルを窓関数で重み付けした結果に対して、前記変換を適用することができる。これに対応して、周波数逆変換部8210〜821M-1も逆変換後に窓関数による重み付け処理を施す。このような窓関数としては、ハミング、ハニング（ハン）、ケイザー、ブラックマンなどの窓関数が知られている。また、さらに複雑な窓関数を用いることもできる。これらの窓関数に関しては、非特許文献４及び６に詳しい。
さらに、周波数変換部8110〜811M-1が複数の入力信号サンプルから１ブロックを構成する際に、各ブロックに重なり（オーバラップ）を許容してもよい。例えば、ブロック長の30％のオーバラップを適用する際には、現在のブロックに属する信号サンプルの最後30％は、続くブロックに属する信号サンプルの最初30％として、複数のブロックで重複して用いられる。これに対応して、周波数逆変換部8210〜821M-1でも、逆変換後の信号に対して同一のオーバラップを適用する。オーバラップを有するブロック化と変換の詳細に関しても、非特許文献５を参照することができる。
本発明の第４の実施の形態は、第２の実施の形態である図４において、等化器800を等化器802で置換することによって得られる。図７は等化器802の構成例であり、図６に示す等化器801では無処理で周波数変換部8110〜811M-1から周波数逆変換部8210〜821M-1に供給されていた位相情報に対しても、等化を行うことが特徴である。以下、これらの相違点を中心に、等化器801の詳細な動作を説明する。
マイクロフォン1000〜100M-1から入力された信号x0〜xM-1は、それぞれ周波数変換部8110〜811M-1に供給される。周波数変換部8110〜811M-1は、供給された入力信号x0〜xM-1をそれぞれ周波数領域信号に変換して振幅成分を分離し、各周波数帯域の専用等化器7000〜700N-1に供給する。例えば、チャネルｊの入力信号xｊがＮ点の信号Xj,0〜Xj,N-1に分割されると、等化器700ｉに供給される周波数領域信号の振幅は、|Xi,0|・・・|Xi,j|・・・|Xi,M-1|となる。一方、分離された位相情報は、位相等化器7010〜701N-1で等化されてから、周波数逆変換部8210〜821M-1に供給される。等化器7000〜700N-1は、入力信号x0〜xM-1の周波数領域信号振幅を、それぞれの周波数点において等化し、周波数逆変換部8210〜821M-1に供給する。
位相等化器7010〜701N-1は、入力信号x0〜xM-1の周波数領域信号位相を、それぞれの周波数点において等化し、周波数逆変換部8210〜821M-1に供給する。周波数逆変換部8210〜821M-1は、等化器7000〜700N-1から供給された等化振幅信号と位相等化器7010〜701N-1から供給された等化位相信号を合わせた後に全帯域のＭ個の信号に合成し、y0〜yM-1として出力する。
位相等化器701の構成例を、図８に示す。周波数変換部8110〜811M-1から供給された位相∠X0〜∠XM-1は、それぞれ位相調整部7170〜717M-1と補正位相計算部716に供給される。補正位相計算部716では、供給された位相∠X0〜∠XM-1を用いて、各位相に対する調整量∠g0〜∠gM-1を計算する。位相調整部7170〜717M-1は、∠X0〜∠XM-1に対して調整量∠g0〜∠gM-1を加算することによって位相を調整し、その結果である∠Y0〜∠YM-1を出力する。
補正位相計算部716の構成例を、図９に示す。周波数変換部8110〜811M-1から供給された位相∠X0〜∠XM-1は、それぞれ平均化回路7180〜718M-1に供給される。平均化回路7180〜718M-1は、入力信号の位相情報を平均化して、得られた平均値∠X0バー〜∠XM-1バーを出力する。平均化の手法に関しては、すでに「数１」及び「数２」を用いて説明したとおりである。平均化回路7180〜718M-1で得られた平均値∠X0バー〜∠XM-1バーは、基準信号発生回路719に供給される。
基準信号発生回路719は、入力された平均値∠X0バー〜∠XM-1バーの平均値∠Ｇ０を求める。
Figure 0004701931
 平均値∠Ｇ０が、基準信号となる。各信号に対して等化後の位相が基準信号と等しくなるように等化する。すなわち、等化のための補正量∠ｇｉは、
Figure 0004701931
 で与えられる。
計算した補正量∠ｇｉを、位相調整部7170〜717M-1に伝達する。位相調整部7170〜717M-1は、位相∠X0〜∠XM-1と補正量∠ｇ0∠ｇM-1し、その和∠y0〜∠yM-1を出力する。すなわち、等化後の位相∠y0〜∠yM-1は次式で得られる。
Figure 0004701931
 補正量∠gi負の値となるときには、全ての補正量∠giハットの最小値（負の最大値）min∠gi｝を検出し、これがゼロとなるように補正量∠giを修正してもよい。すなわち、最終的な補正量∠giハットは、次式で与えられる。
Figure 0004701931
 このとき、位相調整部7170〜717M-1は、位相∠X0〜∠XM-1と補正量∠g0ハット〜∠gM-1ハットを加算し、その和∠y0〜∠yM-1を出力する。
本発明の第５の実施の形態は、第４の実施の形態である図７において、等化器802を等化器803で置換することによって得られる。図１０は等化器803の構成例であり、図７に示す等化器802で位相等化器7010〜701M-1に供給されていた位相情報に加えて、振幅情報が位相等化器7020〜702M-1に供給されていることが特徴である。図１１は位相等化器702のブロック図であり、図８に示す位相等化器701の補正位相計算部716に相当する補正位相計算部720に、振幅情報|X0|〜|XM-1|と位相情報∠X0〜∠XM-1が同時に供給されていることが特徴である。位相等化器701では位相情報を用いて補正位相を計算していたが、位相等化器702では入力信号の相対遅延を用いて補正位相を計算することが特徴である。このために、位相等化器702は、補正位相計算部716に代えて、補正位相計算部720を有する。以下、これらの相違点を中心に、位相等化器702の詳細な動作を説明する。
図１１は、位相等化器702の構成例である。周波数変換部8110〜811M-1から供給された位相∠X0〜∠XM-1は、位相調整部7170〜717M-1に供給される。また、周波数変換部8110〜811M-1から供給された振幅|X0|〜|XM-1|は、補正位相計算部716に供給される。補正位相計算部716では、供給された振幅|X0|〜|XM-1|を用いて、各位相に対する調整量∠g0〜∠gM-1を計算する。位相調整部7170〜717M-1は、∠X0〜∠XM-1に対して調整量∠g0〜∠gM-1を加算することによって位相を調整し、その結果である∠Y0〜∠YM-1を出力する。
補正位相計算部720の構成例を、図１２に示す。周波数変換部8110〜811M-1から供給された振幅|X0|〜|XM-1|は、相対遅延計算部721に供給される。相対遅延計算部721は、入力信号間の相対遅延を求める。例えば、相対遅延は次の手順で求めることができる。まず、基準となる振幅|Ｘ｜バーを各振幅|Ｘｉ｜から選択する。次に、基準振幅|Ｘ|バーと各振幅|Ｘｉ|の相対的な遅延δｉを求める。相対遅延δｉは、基準振幅|Ｘ|バーと各振幅|Ｘｉ|との間の遅延を変化させながら基準振幅|Ｘ|バーと各振幅|Ｘｉ|の相関を計算し、その相関値を最大とする遅延として求めることができる。振幅|Ｘ｜バーをどの振幅|Ｘｉ｜に設定したかに依存して、相対遅延δｉは、正負双方の値をとり得る。これらの値を、相対遅延計算部721の出力として、基準信号発生部722に伝達する。
基準信号発生部722は、これらの相対遅延δｉを受けて、平均値δ０を計算する。
Figure 0004701931
 平均値δ０が、基準信号となる。また、基準信号発生部722は、各信号に対して等化後の遅延が基準信号と等しくなるような位相補正量∠ｇｉを求めて、出力する。∠ｇｉは次式で与えられる。
Figure 0004701931
 −δｉ＋δ０が負の値となるときには、全ての−δｉ＋δ０の最小値（負の最大値）ｍｉｎ｛−δｉ＋δ０｝を検出し、これがゼロとなるように−δｉ＋δ０を補正してもよい。すなわち、最終的な位相補正量∠ｇｉハットは、次式で与えられる。
Figure 0004701931
 このとき、基準信号発生部722の出力は、∠ｇｉハットとなる。
本発明の第６の実施の形態は、第４の実施の形態である図７において、等化器802を等化器804で置換することによって得られる。図１３は等化器804のブロック図であり、等化器7000〜700M-1で等化された振幅情報、及び等化器7010〜701M-1で等化された位相情報が、合成されることなくそのまま出力されることが特徴である。
このような構成は、周波数帯域別の信号をそのまま用いて信号処理を行う際に有用である。そのような信号処理の例として、例えば、非特許文献７に示されている変換領域適応フィルタがある。
これまでの説明では、実施の形態としてマイクロフォンアレイを仮定してきたが、本発明はそのままの形でアレイアンテナにも適用することができる。アレイアンテナとマイクロフォンアレイの違いは、センサがマイクロフォンであるかアンテナであるか、すなわち動作周波数である。図1において、マイクロフォン1000〜100M-1をアンテナに置換するだけで、構成はそのままでよい。アレイアンテナとマイクロフォンアレイの原理が共通であることに関しては、非特許文献８に開示されているので、詳細を省略する。
図１４は本発明の第６の実施の形態を示すブロック図である。第６の実施の形態である図１４は、第１の実施の形態である図１において、固定ビームフォーマ200、ブロッキング行列300、遅延素子400、多入力キャンセラ500を取り除き、信号方向推定部201を備えた構成を有する。等化器700でキャリブレーションされた複数の入力信号は、信号方向推定部201に供給される。信号方向推定部201は、複数の入力信号間に存在する位相差（相対遅延）に基づいて、信号がどちらの方向から到来するかの推定を行う。信号方向推定のアルゴリズムは数多く知られているが、一例として非特許文献９及び１０に記載されたものを用いることができる。
なお、等化器700に代えて、等化器800、801、802、803、804のいずれかを用いてもよいことは、当業者にとって当然のことである。
本発明の第1の実施の形態を示すブロック図。 本発明の第1の実施の形態に含まれる等化器の構成を示すブロック図。 図2に含まれる利得計算部の構成を示すブロック図。 本発明の第２の実施の形態を示すブロック図。 本発明の第２の実施の形態に含まれる等化器の構成を示すブロック図。 本発明の第３の実施の形態に含まれる等化器の構成を示すブロック図。 本発明の第４の実施の形態に含まれる振幅等化器の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施の形態に含まれる位相等化器の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施の形態に含まれる補正位相計算部の構成を示すブロック図。 本発明の第５の実施の形態に含まれる等化器の構成を示すブロック図。 本発明の第５の実施の形態に含まれる位相等化器の構成を示すブロック図。 本発明の第５の実施の形態に含まれる補正位相計算部の構成を示すブロック図。 本発明の第６の実施の形態に含まれる等化器の構成を示すブロック図。 本発明の第７の実施の形態を示すブロック図。 キャリブレーションなしのアレイ処理装置の構成を示すブロック図。
符号の説明
1000〜100M-1 センサ
200 固定ビームフォーマ
201 信号方向推定部
300 ブロッキング行列
400 遅延素子
500 多入力キャンセラ
600 出力端子
700、701、702、800、801、802、803、804 等化器
710 利得計算部
7110〜711M-1、7140〜714M-1 乗算器
7120〜712M-1、718〜718-1 平均化部
7130〜713M-1 数計算部
715、719、722 基準信号発生部
716、720 補正位相計算部
717 位相調整部
721 相対遅延計算部

Claims (28)

  1. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求め、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行い、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が電力値であることを特徴とする信号処理の方法。
  2. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求め、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行い、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が振幅値であることを特徴とする信号処理の方法。
  3. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求め、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行い、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が位相値であることを特徴とする信号処理の方法。
  4. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求め、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行い、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が相対遅延値であることを特徴とする信号処理の方法。
  5. 前記各チャネルの入力信号がすべて同一の周波数帯域に帯域制限された帯域制限入力信号であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の信号処理の方法。
  6. 前記各チャネルの入力信号が周波数領域信号であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の信号処理の方法。
  7. 前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行って等化入力信号を生成し、該複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号に対する指向性（通過特性）を形成することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の信号処理の方法。
  8. 前記複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号に対するゼロ指向性（遮断特性）を形成し、前記指向性と前記ゼロ指向性を用いて前記入力信号を適応処理することによって前記入力信号に含まれる目的信号を強調することを特徴とする請求項７に記載の信号処理の方法。
  9. 前記指向性の形成を適応的に遂行することを特徴とする請求項７又は８に記載の信号処理の方法。
  10. 前記ゼロ指向性の形成を適応的に遂行することを特徴とする請求項７から９のいずれかに記載の信号処理の方法。
  11. 前記指向性又は前記ゼロ指向性の形成を、一般化サイドローブキャンセラで行うことを特徴とする請求項７から１０のいずれかに記載の信号処理の方法。
  12. 前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行って等化入力信号を生成し、該複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号の到来方向を推定することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の信号処理の方法。
  13. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求める平均化部と、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生する基準信号発生部と、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行う等価器とを有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が電力値であることを特徴とする信号処理の装置。
  14. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求める平均化部と、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生する基準信号発生部と、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行う等価器とを有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が振幅値であることを特徴とする信号処理の装置。
  15. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求める平均化部と、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生する基準信号発生部と、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行う等価器とを有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が位相値であることを特徴とする信号処理の装置。
  16. 複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求める平均化部と、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生する基準信号発生部と、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生し、前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算することによって当該各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行う等価器とを有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が相対遅延値であることを特徴とする信号処理の装置。
  17. 信号を帯域分割して帯域分割信号を発生する帯域分割部をさらに有し、
    前記各チャネルの入力信号が、前記帯域分割部より出力された、すべて同一の周波数帯域に帯域制限された帯域制限入力信号であることを特徴とする請求項１３から１６のいずれかに記載の信号処理の装置。
  18. 信号を周波数変換して周波数領域信号を発生する周波数変換部をさらに有し、
    前記各チャネルの入力信号が、前記周波数領域信号であることを特徴とする請求項１３から１６のいずれかに記載の信号処理の装置。
  19. 前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行って等化入力信号を生成する等化器と、該複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号に対する指向性（通過特性）を形成する指向性形成部を有することを特徴とする請求項１３から１８のいずれかに記載の信号処理の装置。
  20. 前記複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号に対するゼロ指向性（遮断特性）を形成するゼロ指向性形成部と、前記指向性と前記ゼロ指向性を用いて前記入力信号を適応処理することによって前記入力信号に含まれる目的信号を強調する適応ビーム形成部を有することを特徴とする請求項１９に記載の信号処理の装置。
  21. 前記指向性形成部は、適応的に指向性を形成する適応指向性形成部であることを特徴とする請求項１９又は２０に記載の信号処理の装置。
  22. 前記ゼロ指向性形成部は、適応的にゼロ指向性を形成する適応ゼロ指向性形成部であることを特徴とする請求項１９から２１のいずれかに記載の信号処理の装置。
  23. 前記適応指向性形成部又は前記適応ゼロ指向性形成部が、一般化サイドローブキャンセラを構成することを特徴とする請求項１９から２２のいずれかに記載の信号処理の装置。
  24. 前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行って等化入力信号を生成する等化器と、該複数の等化入力信号を用いて特定の方向から到来する信号の到来方向を推定する信号到来方向推定部を有することを特徴とする請求項１３から１８のいずれかに記載の信号処理の装置。
  25. 複数のチャネルの入力信号をキャリブレーションするコンピュータプログラムであって、
    複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求めるステップと、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生するステップと、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生するステップと、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算するステップとを少なくとも有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が電力値であり、
    前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴とするコンピュータプログラム。
  26. 複数のチャネルの入力信号をキャリブレーションするコンピュータプログラムであって、
    複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求めるステップと、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生するステップと、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生するステップと、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算するステップとを少なくとも有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が振幅値であり、
    前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴とするコンピュータプログラム。
  27. 複数のチャネルの入力信号をキャリブレーションするコンピュータプログラムであって、
    複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求めるステップと、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生するステップと、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生するステップと、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算するステップとを少なくとも有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が位相値であり、
    前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴とするコンピュータプログラム。
  28. 複数のチャネルの入力信号をキャリブレーションするコンピュータプログラムであって、
    複数のチャネルの入力信号の値を時間方向に平均化することにより複数の平均入力信号を求めるステップと、
    前記複数の平均入力信号をチャネル間で平均化することにより基準信号を発生するステップと、
    前記複数のチャネルの入力信号の値を同一チャネルの前記平均入力信号で正規化して複数の正規化入力信号を発生するステップと、
    前記複数の正規化入力信号に前記基準信号を乗算するステップとを少なくとも有し、
    前記複数のチャネルの入力信号の値が相対遅延値であり、
    前記各チャネルの入力信号に対してキャリブレーションを行うことを特徴とするコンピュータプログラム。
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