JP4973657B2 - 適応アレイ制御装置、方法、プログラム、及び適応アレイ処理装置、方法、プログラム - Google Patents

適応アレイ制御装置、方法、プログラム、及び適応アレイ処理装置、方法、プログラム Download PDF

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Description

本発明は、適応アレイ制御装置、適応アレイ制御の方法およびそのプログラム並びに適応アレイ処理装置、適応アレイ処理の方法およびそのプログラムに関し、特に複数のセンサを用いて、信号を空間選択的に受信する適応アレイ制御装置、適応アレイ制御の方法およびそのプログラム並びに適応アレイ処理装置、適応アレイ処理の方法およびそのプログラムに関する。
音声信号取得や、ソーナー、無線通信などの分野において、適応マイクロフォンアレイによる音声強調装置、適応アンテナアレイによる無線送受信装置などが知られている。これらの装置は、複数の信号源の中から特定の信号だけを強調して受信することが可能であり、適応アレイ技術の応用である。センサとしては、マイクロフォン、超音波センサ、ソーナー受音器、アンテナなどを用いることができる。
ここでは、センサとしてマイクロフォンを用いた場合について説明する。以降、説明を簡単にするため、マイクロフォンが直線上に等間隔に配置されている場合を考える。また、目標音源がマイクロフォンの配置されている直線から十分に離れており、目標音源の方向は前記直線に対して直交していると仮定する。
マイクロフォンアレイは、複数のマイクロフォンに入力された信号をフィルタリングした後、加算することによって空間フィルタを形成する。この空間フィルタにより、事前に規定した方向から到来した信号、すなわち目標信号だけを強調し、目標以外の信号を減衰させる。適応マイクロフォンアレイは、空間フィルタ特性を適応的に変化させる機能を有したマイクロフォンアレイである。
適応マイクロフォンアレイの構成として、非特許文献１に開示されている「一般化サイドローブキャンセラ」、非特許文献２に開示されている構成、非特許文献３に開示されている構成、非特許文献４に開示されている「フロスト・ビームフォーマ」、非特許文献５に開示されている構成などが知られている。
非特許文献１に開示されている基本的な適応アレイ処理装置である一般化サイドローブキャンセラは、固定ビームフォーマ、ブロッキング行列回路、多入力キャンセラから構成される。ブロッキング行列回路には、適応フィルタを含む適応ブロッキング行列回路回路も使用される。固定ビームフォーマは、複数のセンサ信号を処理して目標信号を強調する。ブロッキング行列回路は、前記複数のセンサ信号に含まれる目標信号を抑圧し、妨害信号を相対的に強調する。
適応ブロッキング行列回路は、前記固定ビームフォーマ出力を参照信号として、適応フィルタによって生成した擬似目標信号を前記複数のセンサ信号から差し引き、多入力キャンセラに供給する。適応ブロッキング行列回路の適応フィルタ係数は、固定ビームフォーマ出力と適応ブロッキング行列回路の出力を用いて、適応ブロッキング行列回路の出力が最小化されるように更新される。
多入力キャンセラは、ブロッキング行列回路の出力を参照信号として、適応フィルタによって生成した擬似妨害信号を、前記固定ビームフォーマ出力から差し引く。この減算処理によって得られた信号においては、目標信号が強調され、妨害信号が抑圧されており、これをアレイ装置出力とする。この減算により、出力信号の妨害信号に対する相関が除去される。多入力キャンセラの適応フィルタ係数は、ブロッキング行列回路出力と多入力キャンセラ出力を用いて、多入力キャンセラ出力が最小化されるように更新される。
固定ビームフォーマとして、複数のセンサ信号をそれぞれ遅延して加算するディレイアンドサムビームフォーマや、フィルタリングして加算するフイルタアンドサムビームフォーマを用いることが可能である。これらの固定ビームフォーマについては、非特許文献６に詳細に説明されている。
ディレイアンドサムビームフォーマは、複数のセンサ信号を各信号に固有のサンプル数だけ遅延させ、さらに各信号に固有の係数を乗算した後に、総和を計算して出力する。各信号の遅延時間は、各センサ信号を遅延した後に、それに含まれる目標信号の位相が同じになるように設定する。その結果、ディレイアンドサムビームフォーマの出力に含まれる目標信号が強調される。
一方、目標信号とは異なる方向から到来する妨害信号は、前記の各遅延信号において、位相が互いに異なるため、加算によって互いに打ち消し合い、減衰する。従って、ディレイアンドサムビームフォーマの出力では、目標信号が強調され、妨害信号が減衰する。フィルタアドサムビームフォーマは、ディレイアンドサムビームフォーマにおける複数のセンサ信号に対する遅延と定数倍が、フィルタで置換された構成を有する。これら複数のフィルタは、ディレイアンドサムビームフォーマにおける遅延と定数倍の効果が、各周波数に対して異なるようにすることができる。このため、スペクトルが平坦でない信号に対して、目標信号強調効果がディレイアンドサムビームフォーマよりも高い。
適応ブロッキング行列回路及び多入力キャンセラは、複数の適応フィルタを含む。これらの適応フィルタとして、ＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、及びラティスフィルタなどの構造を用いることが可能である。また、これらの適応フィルタにおける係数更新アルゴリズムとして、ＮＬＭＳアルゴリズム（学習同定法または正規化ＬＭＳアルゴリズム）、ＲＬＳアルゴリズム（逐次最小自乗法）、射影アルゴリズム、勾配法、ＬＳアルゴリズム（最小自乗法）、ブロック適応アルゴリズム、変換領域の適応アルゴリズムなどを用いることができる。さらに、係数更新に際して、新たに計算される係数値に制約を課するタップ係数拘束適応アルゴリズムやリーク適応アルゴリズム、さらには係数値ノルムに拘束を課するタップノルム拘束適応アルゴリズムなどを用いることが可能である。これらの制約付係数更新アルゴリズムについては、非特許文献７に詳しいので、説明を省略する。
適応ブロッキング行列回路の係数更新では強調された妨害信号が、多入力キャンセラの係数更新では強調された目標信号が、係数更新には不要な信号となり、係数更新を妨害する。このため、いずれの場合も、適応フィルタ係数が乱れ、アレイ処理装置の出力信号に不快な息づき雑音が生じる。これを防ぐためには、係数更新ステップサイズを小さく設定する必要がある。しかし、小さなステップサイズは、適応ブロッキング行列回路の特性が目標信号の移動に追従する速度を鈍らせ、最終出力である適応アレイ装置出力の品質が劣化する。この問題を解決するために、適応モード制御装置が、非特許文献８及び９に開示されている。
非特許文献８に開示された方法では、隣接するセンサから得られる信号間の相関を利用して、前記妨害信号の存在を検出する。妨害信号が検出されたときに係数更新を停止することによって、良好な適応アレイ装置の出力を得ることができる。この方法では、ヒアリングエイドを応用として開発されているためにマイク間隔が広く、空間折返しを避けるために信号帯域が６００から１２００Hz程度に制限されている。通常の音声信号を利用する応用では、時として音声パワーがこの周波数範囲外にも存在するために、妨害信号の存在を正確に検出することができない。また、固定ブロッキング行列回路を想定して多入力キャンセラだけの係数更新を制御する構成となっており、適応ブロッキング行列回路にそのまま適用することはできない。
非特許文献９に開示された方法では、目標信号対妨害信号のパワー比(ＳＩＲ)を用いて、妨害信号の存在を検出する。目標信号のパワー推定は、固定ビームフォーマ出力を用いて行う。妨害信号のパワー推定は、適応ブロッキング行列回路の出力を用いて行う。これらの推定値の比、すなわちＳＩＲの推定値を閾値と比較する。閾値よりＳＩＲが大きいときは、入力信号において目標信号が支配的であり、妨害信号の影響が少ないので適応ブロッキング行列回路で係数更新を行う。反対に、多入力キャンセラの係数更新に目標信号が妨害を与えるので、多入力キャンセラの係数更新は停止する。閾値よりＳＩＲが小さいときは、適応ブロッキング行列回路で係数更新を停止し、多入力キャンセラで係数更新を実行する。
この方法では、適応ブロッキング行列回路に含まれる適応フィルタ係数が収束するまでは、適応ブロッキング行列回路が十分な性能を発揮せず、妨害信号パワー推定が不正確になる。このため、特に動作初期に、適応ブロッキング行列回路と多入力キャンセラの係数更新制御を誤り易くなり、アレイ処理装置出力音声の劣化を引き起こす。この問題を解決するために、専用の固定ブロッキング行列回路を有する適応モード制御装置が非特許文献１０に開示されている。
非特許文献１０に開示された方法では、妨害信号のパワー推定を、専用の固定ブロッキング行列回路を用いて行う。このため、適応ブロッキング行列回路に含まれる適応フィルタ係数の収束とは無関係に所望の性能が得られ、正確な妨害信号パワー推定が可能となる。
図３１に非特許文献９に開示されている適応アレイ処理装置と、非特許文献１０に開示された適応モード制御装置を組み合わせた構成を示す。非特許文献９に開示されている適応アレイ処理装置は、固定ビームフォーマ２００、適応ブロッキング行列回路３００、遅延素子４００、及び多入力キャンセラ５００から構成される。適応モード制御装置は、ブロッキング行列回路３１０、ＳＩＲ推定部７００、及び比較部８００から構成される。
固定ビームフォーマ２００は、Ｍ個のセンサ１０００〜１００M-１から得られた信号を処理して目標信号を強調する。適応ブロッキング行列回路３００は、前記複数のセンサ信号に含まれる目標信号を抑圧し、妨害信号を相対的に強調する。これは、前記固定ビームフォーマ２００の出力を参照信号として、複数の適応フィルタによって擬似目標信号を生成し、これらをＭ個のセンサ１０００〜１００M-１から得られた信号から減算することによって達成される。適応フィルタの係数は、固定ビームフォーマ２００の出力と適応ブロッキング行列回路３００の出力を用いて、適応ブロッキング行列回路３００の出力が最小化されるように更新される。
遅延素子４００は、固定ビームフォーマ２００の出力をＬサンプル遅延させて、多入力キャンセラ５００に供給する。Ｌの値は、遅延素子４００の出力における目標信号成分と適応ブロッキング行列回路３００の出力における目標信号成分の位相が揃うように設定する。例えば、固定ビームフォーマ２００の群遅延時間と、適応ブロッキング行列回路３００のタップ数の４分の１から２分の１程度に相当する時間の和に設定すればよい。
多入力キャンセラ５００は、固定ビームフォーマ２００の出力信号を遅延した信号と適応ブロッキング行列回路３００の出力信号を受けて処理することによって、妨害信号を抑圧し、目標信号を相対的にさらに強調する。多入力キャンセラ５００は、適応ブロッキング行列回路３００から強調された妨害信号を参照信号として受け、これと相関のある信号として、適応フィルタによって擬似妨害信号を生成する。生成した擬似妨害信号を、遅延素子４００の出力である強調された目標信号から差し引く。この出力は、出力端子６００に伝達される。多入力キャンセラ５００の適応フィルタ係数は、適応ブロッキング行列回路３００の出力と出力端子６００に伝達される出力信号を用いて、該出力信号が最小化されるように更新される。
適応ブロッキング行列回路３００の係数更新で用いる適応ブロッキング行列回路３００の出力は、妨害信号と抑圧された目標信号を含む。しかし、適応ブロッキング行列回路３００が影響を与えることができるのは目標信号成分だけであり、妨害信号はそのまま出力される。すなわち、適応ブロッキング行列回路３００が最小化することができるのは目標信号成分だけであり、出力に含まれる妨害信号成分は、係数更新に対して妨害を与える。妨害によって適応ブロッキング行列回路３００に含まれる適応フィルタ係数が乱れ、多入力キャンセラ５００に伝達される信号が不安定となる。その結果、多入力キャンセラ５００の出力、すなわち適応アレイ装置出力が乱れ、不快な息づき雑音が生じる。これを防ぐために、前記複数のセンサ信号を用いてＳＩＲを推定し、この推定値を用いて適応ブロッキング行列回路３００の係数更新を制御する。
同様に、多入力キャンセラ５００の係数更新では強調された目標信号が、係数更新には不要な信号となり、係数更新を妨害する。妨害によって多入力キャンセラ５００に含まれる適応フィルタ係数が乱れ、適応アレイ装置出力において不快な息づき雑音が生じる。このため、適応ブロッキング行列回路３００と同様に、前記複数のセンサ信号のＳＩＲを推定し、この推定値を用いて多入力キャンセラ５００の係数更新を制御する。
ＳＩＲ推定部７００は、ブロッキング行列回路３１０の出力と固定ビームフォーマ２００の出力を用いて、ＳＩＲ推定を行う。目標信号のパワー推定は、固定ビームフォーマ出力を用いて行う。妨害信号のパワー推定は、固定ブロッキング行列回路の出力を用いて行う。これら２つの推定値はＳＩＲ推定部７００に供給され、その比がＳＩＲ推定値となる。ＳＩＲ推定値は、ＳＩＲ推定部７００から比較部８００に伝達される。比較部８００では、ＳＩＲ推定値を閾値と比較する。
閾値よりＳＩＲ推定値が大きいときは、入力信号において目標信号が支配的であり、妨害信号の影響が少ないので適応ブロッキング行列回路で係数更新を行う制御信号を発生し、適応ブロッキング行列回路３００に供給する。反対に、多入力キャンセラの係数更新に目標信号が妨害を与えるので、多入力キャンセラの係数更新を停止する制御信号を発生し、多入力キャンセラ５００に供給する。閾値よりＳＩＲ推定値が小さいときは、適応ブロッキング行列回路で係数更新を停止し、多入力キャンセラで係数更新を実行するような信号を発生し、それぞれ適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００に供給する。
ブロッキング行列回路３１０とＳＩＲ推定部７００は、識別情報生成部８１０を構成する。ＳＩＲは目標信号のパワーと妨害信号のパワーの比であり、ＳＩＲを求めることは振幅による目標信号と妨害信号の識別情報を生成することに相当する。この識別情報を閾値と比較して、目標信号が支配的な状況と妨害信号が支配的な状況を識別する。すなわち、識別情報生成部８１０は、振幅による識別情報を生成する。
図３２にブロッキング行列回路３１０の構成例を示す。ｉ番目のセンサ信号xi(k)と（ｉ＋１）番目のセンサ信号xi+１(k)の差分を求めるための減算器３１１から構成される。ここに、ｋは時刻を表す指標、ｉは０からＭ−２の範囲の整数である。ブロッキング行列回路３１０の出力信号z(k)は、xi(k)−xi+１(k)となる。正面から到来する目標信号に対して、xi(k)とxi+１(k)は等しいので、z(k)=０となる。それ以外の方向から到来する妨害信号に対しては、z(k)はゼロとならない。このため、ブロッキング行列回路３１０は、目標信号を抑圧する効果を有する。
１９８２年１月、アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・アンテナス・アンド・プロパゲーションズ、第３０巻、第１号、 (IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATIONS, VOL.３０, NO.１, PP.２７-３４,Jan. １９８２) ２７〜３４ ページ １９９２年９月、アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・アンテナス・アンド・プロパゲーションズ、第４０巻、第９号、 (IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATIONS, VOL.４０, NO.９, PP.１０９３-１０９６,Sep. １９９２) １０９３〜１０９６ ページ １９９６年９月、電子情報通信学会論文誌Ａ、第７９巻、第９号、１５１６〜１５２４ページ １９７２年８月、プロシーディングス・オブ・アイ・イー・イー・イー、第６０巻、第８号、 (PROCEEDINGS OF IEEE, VOL.６０, NO.８, PP.９２６-９３５, Aug. １９７２) ９２６〜９３５ ページ １９９４年４月、アイ・イー・イー・イー・プロシーディングス・オブ・インターナショナル・カンファレンス・オン・アクースティクス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング、第IV巻、(IEEEPROCEEDINGS OF INTERNATIONAL CONFERENCE ON ACOUSTICS, SPEECH, AND SIGNNALPROCESSING, VOL.IV, PP.２６９-２７２, Apr. １９９４) ２６９〜２７２ ページ １９９３年、「アレイ・シグナル・プロセシング」、 第４章、プレンティス・ホール、イングルウッド・クリフス (CH.４, ARRAY SIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, ENGLEWOOD CLIFS, １９９３.) ２００１年、「マイクロフォンアレイ」、 スプリンガー(MICROPHONE ARRAYS, SPRINGER, ２００１.) １９９２ 年３月、ジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ、第９１巻、第３号、 (JOURNAL OF ACOUSTICAL SOCIETY OF AMERICA, VOL.９１, NO.３, PP.１６６２-１６７６,Mar. １９９２) １６６２〜１６７６ページ １９９８年４月、 アイ・イー・イー・イー・プロシーディングス・オブ・アイ・シー・エイ・エス・エス・ピー、(IEEE PROCEEDINGS OF ICASSP, PP.３６０５-３６０８, APR. １９９８) ３６０５〜３６０８ページ １９９９年３月、 アイ・イー・イー・イー・プロシーディングス・オブ・アイ・シー・エイ・エス・エス・ピー、(IEEEPROCEEDINGS OF ICASSP, PP.９４９-９５２, MAR. １９９９) ９４９〜９５２ページ ２００１年、「マイクロフォン・アレイズ」、 第１章、スプリンガー―バーラグ、ベルリン (CH.１, MICROPHONE ARRAYS, SPRINGER-VERLAG, BERLIN,２００１.) １９９３ 年、「マルチレートシステムズ・アンド・フィルタバンクス」、プレンティス・ホール(MULTIRATE SYSTEMS AND FILTER BANKS, PRENTICE-HALL, １９９３.)
空間折り返し歪を避けるために、センサ間隔には波長と音速から定まる上限がある。また、現実的には、センサの個数Ｍの値にも上限がある。このため、妨害信号のパワー推定を行う固定ブロッキング行列回路の周波数特性が平坦ではなく、方向に基づく選択度も十分でない。従って、図３１を含む従来の技術では、妨害信号の周波数特性や到来方向によっては、そのパワー推定に誤りが避けられず、適応アレイ処理装置の不適切な係数更新制御による性能劣化を引き起こす。
本発明の目的は、入力信号の周波数特性や到来方向によらず、正確な係数更新制御を可能にすることにより、入力信号の周波数特性や到来方向の影響を受けにくい高品質なアレイ処理出力を得ることができる適応アレイ処理装置、処理の方法及びプログラムを提供することである。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御装置は、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする第１の識別情報生成部と、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する補正信号生成部と、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする第２の識別情報生成部と、
前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める補正部と、
前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する制御部とを少なくとも具備することを特徴とする。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御の方法は、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とし、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成し、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とし、前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求め、前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御することを特徴とする。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御用プログラムでは、コンピュータに、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする機能と、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する機能と、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする機能と、前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める機能と、前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する機能とを実行させることを特徴とする。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理装置は、目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求める第６のアレイ処理部と、目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求める第７のアレイ処理部と、前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する相関除去部と、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする第１の識別情報生成部と、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する補正信号生成部と、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする第２の識別情報生成部と、前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める補正部と、前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する制御部とを少なくとも具備することを特徴とする。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理の方法は、目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求め、目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求め、前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する際に、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とし、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成し、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とし、前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求め、前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御することを特徴とする。
上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理のプログラムでは、コンピュータに、目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求める機能と、目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求める機能と、前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する機能と、
アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする機能と、前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する機能と、振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする機能と、前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める機能と、前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する機能とを実行させることを特徴とする。
以上述べたように、本発明の適応アレイ制御装置、制御の方法及びそのプログラム、並びに適応アレイ処理装置、処理の方法及びそのプログラムでは、振幅による目標信号と妨害信号の識別情報を、位相による目標信号と妨害信号の識別情報によって補正し、補正結果を用いて目標信号と妨害信号の識別を行うことを特徴とする。より具体的には、位相による識別情報生成部と、補正信号生成部と、補正部を備えていることを特徴とする。
以上の構成により、本発明では、振幅による目標信号と妨害信号の識別情報を、位相による目標信号と妨害信号の識別情報によって補正するので、振幅による識別情報と位相による識別情報を組み合わせた、高精度の目標信号と妨害信号の識別情報を得ることができる。このため、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適切に行うことが可能となり、入力信号の周波数特性や到来方向の影響を受けにくい高品質なアレイ処理出力を得ることができる。
以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図である。第１の実施形態は、図３１に示された従来の適応アレイ制御装置において、ブロッキング行列回路３１０とＳＩＲ計算部７００から構成される識別情報生成部８１０に加えて、識別情報生成部８２０、補正信号生成部８３０、補正部８４０を有する。識別情報生成部８１０、識別情報生成部８２０、補正信号生成部８３０、補正部８４０から構成される識別情報生成部８５０が、従来の識別情報生成部８１０と同等の機能を提供する。以下、識別情報生成部８２０、補正信号生成部８３０、補正部８４０の動作を中心に、構成と効果について説明する。
識別情報生成部８２０は、Ｍ個のセンサ１０００〜１００M-１から得られた信号の位相情報に基づいて、目標信号と妨害信号の識別に関する情報を生成する。この情報は、単に目標信号や妨害信号の存在だけではなく、両者の相対的な割合に関する情報も含む。識別情報生成部８２０で得られた識別情報は、補正信号生成部８３０へ伝達される。補正信号生成８３０は、識別情報生成部８２０から供給された識別情報を用いて、識別情報生成部８１０から供給される識別情報を補正するための補正信号を生成し、補正部８４０に供給する。補正部８４０は、識別情報生成部８１０から供給される識別情報を、補正信号生成部８３０から供給される補正信号を用いて補正し、補正された識別情報を制御部８００に伝達する。
閾値より補正された識別情報が大きいときは、入力信号において目標信号が支配的であり、妨害信号の影響が少ないので係数更新を行う制御信号を発生し、適応ブロッキング行列回路３００に供給する。反対に、多入力キャンセラの係数更新には目標信号が妨害を与えるので、多入力キャンセラの係数更新を停止する制御信号を発生し、多入力キャンセラ５００に供給する。閾値より補正された識別情報が小さいときは、適応ブロッキング行列回路で係数更新を停止し、多入力キャンセラで係数更新を実行するような信号を発生し、それぞれ適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００に供給する。また、求められた補正された識別情報の値を、目標信号が妨害信号に対して強いときに大きな値を、そうでないときに小さな値をとるような利得に変換して、適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００に供給することもできる。ただし、この利得は、０と１の範囲の値をとるように正規化されているものとする。
適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００は、供給された利得と係数更新ステップサイズの積を係数更新ステップサイズに代えて用いることにより、係数更新の速度と精度を制御することができる。正規化相互相関に代えて、妨害信号に対して１に近い大きな値を持ち、目標信号に対して相関が小さい指標を用いるときには、係数更新ステップサイズと供給された利得の比を係数更新ステップサイズに代えて用いることにより、同等の効果を得ることができる。その結果、閾値との比較結果を用いた制御よりも、精度の高い係数更新制御を行うことができる。
識別情報生成部８２０の構成例を、図２に示す。識別情報生成部８２０は、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０、及び相関部９２０から構成される。漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の入力信号は、従来例におけるブロッキング行列回路３１０の入出力信号と等しい。漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０は対称な構造を有し、正面から到来する目標信号に対する利得は等しく、目標信号を減衰させる空間選択性を有する。一方、正面以外の方向から到来する妨害信号に対する漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力信号の位相差は、１８０度に近い大きな値となる。漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力信号は、相関計算部９２０に供給される。相関計算部９２０では、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力の相互相関を計算し、補正信号生成部８３０に伝達する。
相互相関としては、例えば、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の各出力サンプルの積を過去の複数サンプルに対して累算したものを、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力の各サンプルをそれぞれ過去の複数サンプルに対して累算した結果の平方根の積で除した結果である正規化相互相関を用いることができる。このように定められる、サンプルｎにおける正規化相互相関γ（ｎ）は、次式で与えられる。
Figure 0004973657
 ここで、ｖ１（ｎ）とｖ２（ｎ）はそれぞれ、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力である。入力信号が白色であると仮定すると、式（１）は次式で近似することができる。
Figure 0004973657
 ここで、Ｇ（ｉ,θ）はｉ番目の周波数成分、方向θに対する、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の(共通な)利得、φ（ｉ,θ）ｉ番目の周波数成分、方向θに対する、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力信号間の位相差、ρは実際のＳＩＲである。Ｇ（ｉ,θ）は、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の実際の構成から計算することができる。
正面から到来する目標信号に対して、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力は等しく、これらに対する正規化相互相関は１に近い大きな値を持つ。一方、正面以外の方向から到来する妨害信号に対しては、漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０の出力が大きな位相差を有するために、正規化相互相関は小さな値となる。従って、相関計算部９２０で求めた正規化相互相関を制御部８００に伝達し、予め定められた閾値との関係を用いて、適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００の係数更新制御信号を生成することができる。
ここでは、正規化相互相関を例として動作を説明したが、目標信号に対して１に近い大きな値を持ち、妨害信号に対して相関が小さい指標であれば、いかなるものでも用いることができる。また、その反対に、妨害信号に対して１に近い大きな値を持ち、目標信号に対して相関が小さい指標であっても同様の効果が期待できる。
図３に、漏れブロッキング行列回路３３０の一構成例を示す。図３では、ブロッキング行列回路３３０が、乗算器３３１１〜３３１M-２、減算器３３２０〜３３２M-２、及び加算器３３３から構成される。乗算器３３１１〜３３１M-２は、ｉ番目(ｉは１からＭ−２の整数)のセンサ信号ｘi(k)に対してｇiを乗算し、その積ｇiｘi(k)を出力する。減算器３３２i(ｉは０からＭ−２の整数)は、Ｍ−１番目のセンサ信号ｘM-１(k)と乗算器３３１iの出力の差分ｚi(k)＝ｘM-１(k)−ｇiｘi(k)を求めて、加算器３３３に伝達する。ここに、ｉは１からＭ−２の範囲の整数である。減算器３３２０は、Ｍ−１番目のセンサ信号ｘM-１(k)と０番目のセンサ信号ｘ０(k)との差分ｚ０(k)＝ｘM-１(k)−ｘ０(k)を求めて、加算器３３３に伝達する。加算器３３３は、これらＭ−１個の入力信号をすべて加算して、加算結果をｚ３(ｋ)として出力する。すなわち、ｚ３(ｋ)は式（３）で与えられる。
Figure 0004973657
図４に、漏れブロッキング行列回路３４０の一構成例を示す。図４では、ブロッキング行列回路３４０が、乗算器３４１１〜３４１M-２、減算器３４２１〜３４２M-１、及び加算器３４３から構成される。乗算器３４１１〜３４１M-２は、ｉ番目(ｉは１からＭ−２の整数)のセンサ信号ｘi(k)に対してｇiを乗算し、その積ｇiｘi(k)を出力する。減算器３４２i(ｉは１からＭ−１の整数)は、０番目のセンサ信号ｘ０(k)と乗算器３４１iの出力の差分ｚi(k)＝ｘ０(k)−ｇiｘi(k)を求めて、加算器３４３に伝達する。ここに、ｉは１からＭ−２の範囲の整数である。減算器３４２M-１は、０番目のセンサ信号ｘ０(k)とＭ−１番目のセンサ信号ｘM-１(k)との差分ｚM-１(k)＝ｘ０(k)−ｘM-１(k)を求めて、加算器３４３に伝達する。加算器３４３は、これらＭ−１個の入力信号をすべて加算して、加算結果をｚ４(ｋ)として出力する。すなわち、ｚ４(ｋ)は式（４）で与えられる。
Figure 0004973657
信号源が十分遠方にあると仮定すれば、センサに到来する信号はすべて、どれかひとつの信号を基準として表現することができる。いま、ｘ０(k)を基準信号とすれば、ｘi(k)は次式で表すことができる。
Figure 0004973657
 ここで、ｚ−iＤは隣接するセンサの間隔に対応した遅延である。式（５）を式（３）と式（４）に適用し、式（６）と式（７）を得る。
Figure 0004973657
Figure 0004973657
 式（６）と式（７）から、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の利得Ｇ３（ｋ）とＧ４（ｋ）を求めると、式（８）と式（９）を得る。
Figure 0004973657
Figure 0004973657
漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の利得Ｇ３（ｋ）とＧ４（ｋ）が等しくＧ（ｋ）になるという条件を式（８）と式（９）に適用すると、式（１０）を得る。
Figure 0004973657
 式（１０）が成立するためには、
Figure 0004973657
 が成立しなければならない。
これは、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０における乗算器係数が、対称であることを表す。さらに、すべての乗算器係数を定数倍することは出力を定数倍することに等しいので、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０では、ｘ０(ｋ)とｘＭ＝１(ｋ)を定数倍してから対応する減算器に供給する構成をとることもできる。平面波を仮定すれば、センサアレイに対して直角方向から到来する信号はすべて等しい。式（３）と式（４）に式（１１）を適用してから、Ｄ＝０とした式（５）を適用すると、ｚ３(ｋ)＝ｚ４(ｋ)となる。すなわち、正面から到来する信号に対して、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力は等しい。
図３及び図４に示す漏れブロッキング行列回路３３０及び３４０に対して、すべてのｍに対してｇｍ＝ｇＬとすると、式（２）に含まれる利得Ｇ（ｉ,θ）は、センサ数Ｍの場合、次式で与えられる。
Figure 0004973657
図３及び図４から明らかなように、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０は、対称な構造を有しており、式（１１）を満たす。特に、ｇi＝１(ｉは１からＭ−２の整数)のとき、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０はそれぞれ、図５及び図６に示す構成となる。
構造の対称性によって、それぞれの出力信号ｚ３(ｋ)とｚ４(ｋ)は、正面以外の方向から到来する妨害信号に対して、特に低域で大きな位相差を生じる。また、正面から到来する目標信号に対して、ｚ３(ｋ)＝ｚ４(ｋ)＝０が成立する。従って、目標信号に対しては、 ｚ３(ｋ)とｚ４(ｋ)の正規化相互相関はゼロになる。
本来、妨害信号に対して正規化相互相関がゼロになるべきなので、このままでは目標信号と妨害信号を区別することができない。そこで、ｇi≠１(ｉは１からＭ−２の整数)に設定する。このようなｇiの値は、ｚ３(ｋ)とｚ４(ｋ)に目標信号の漏れを発生させ、正規化相互相関がゼロになることを防止する。
このように構成された漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力信号を用いて相関計算部９２０で計算される正規化相互相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、正規化相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別を正確に行うことが可能になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。さらに、目標信号区間と妨害信号区間をどちらか一方に決定する（硬判定）するかわりに、両者の中間に位置する状態を連続的に決定する（軟判定）ことも可能である。
このようにして得られた高精度の目標信号区間と妨害信号区間の情報に基づいて、係数更新ステップサイズや忘却係数などの適応フィルタの追従性と演算精度を決定するパラメータを制御することで、適応アレイ処理装置の係数更新を適切に制御することが可能となる。その結果、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくい、高品質なアレイ処理出力を得ることができる。
図７及び８に、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の第２の構成例を示す。図３及び４と比較すると、センサ信号ｘM-３(k)とｘ２(k)が利用されていない。これに対応して、乗算器３３１M-３と減算器３３２M-３、及び乗算器３４１２と減算器３４２２が、存在しない構成となっている。すなわち、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０は、最も間隔の広いセンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ以外の経路には係数ｇiと減算器を配置した対称な構成であってもよい。
図９及び１０に、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の第３の構成例を示す。図７及び８と比較すると、センサ信号ｘ０(k)が利用されていない。センサ信号ｘ１(k) 〜ｘM-１(k)に着目すると、図７及び８と同様の構成となっている。すなわち、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０は、最も間隔の広いセンサの組に対応した信号の片方は利用せず、二番目に間隔の広いセンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ以外の経路には係数ｇiと減算器を配置した対称な構成であってもよい。
図１１及び１２に、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の第４の構成例を示す。図９及び１０と比較すると、センサ信号ｘM-１(k)が利用されていない。センサ信号ｘ１(k) 〜ｘM-２(k)に着目すると、図７及び８と同様の構成となっている。すなわち、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０は、最も間隔の広いセンサの組に対応した信号は利用せず、それらに挟まれていて最も近接したセンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ以外の経路には係数ｇiと減算器を配置した対称な構成であってもよい。
図１３に、漏れブロッキング行列回路３３０の第５の構成例を示す。図１３では、ブロッキング行列回路３３０が、乗算器３３１i、３３１i＋１、減算器３３２i（ｉは１からＭ−２のいずれかの整数)から構成される。乗算器３３１iは、ｉ番目のセンサ信号ｘi(k)に対してｇiを乗算し、その積ｇiｘi(k)を出力する。乗算器３３１i+１は、ｉ＋１番目のセンサ信号ｘi+１(k)に対してｇi+１を乗算し、その積ｇi+１ｘi+１(k)を出力する。減算器３３２iは、乗算器３３１i+１の出力と乗算器３３１iの出力の差分ｚ３(k)＝ｇi+１ｘi+１(k)−ｇiｘi(k)を求めて出力する。なお、式（１１）の条件を適用すると、ｇi+１＝ｇiとなる。さらに、これらの係数は減算器３３２iの後に配置することが可能であることは、言うまでもない。そのときの構成は、図３２と同じになる。
図１４に、漏れブロッキング行列回路３４０の第５の構成例を示す。図１４では、ブロッキング行列回路３４０が、乗算器３４１i、３４１i＋１、減算器３４２i（ｉは１からＭ−２のいずれかの整数)から構成される。乗算器３４１iは、ｉ番目のセンサ信号ｘi(k)に対してｇiを乗算し、その積ｇiｘi(k)を出力する。乗算器３４１i+１は、ｉ＋１番目のセンサ信号ｘi+１(k)に対してｇi+１を乗算し、その積ｇi+１ｘi+１(k)を出力する。減算器３４２iは、乗算器３４１iの出力と乗算器３４１i+１の出力の差分ｚ４(k)＝ｇiｘi(k)−ｇi+１ｘi+１(k)を求めて出力する。なお、式（１１）の条件を適用すると、ｇi＝ｇi+１となる。さらに、これらの係数は減算器３４２iの後に配置することが可能であることは、言うまでもない。
以上、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０に関する５構成例を説明した。これらの５構成例は、内部の減算器を介して組み合わされるセンサ信号の組の数と対応するセンサ間隔が異なる。正面から到来する目標信号に対して、すべての減算器の出力は、極めてゼロに近い値となるように構成する。目標信号以外の方向から到来する妨害信号に対しては、減算器出力はゼロとならない。すなわち、すべての減算器出力は、それぞれ単独でブロッキング行列回路として機能する。しかし、それぞれの減算器出力は、異なった周波数応答と空間選択特性を有する。これは、次の２つの理由による。
まず、減算器入力である２つのセンサ信号間の相対的な遅延は、センサ間距離と信号到来方向の正弦(sin)の積を音速で除した形で与えられることがあげられる。また、センサ間距離は、すべての減算器出力において異なる。減算器出力の周波数特性及び空間選択特性は、センサ間距離の関数となるのである。逆にいえば、異なるセンサ間距離に対応した減算器出力は、異なった周波数特性と空間選択特性を有する。これは、減算器を加算器に交換しても正しい。ただし、利得が減算器における利得の逆数となる点が異なる。加算器を用いた場合は、目標信号が強調されるが、その場合の周波数特性と空間選択特性が、非特許文献１１の図１.１に開示されている。
減算器の場合には、非特許文献１１の図１.１に記された特性の逆数をとって正規化すればよいことは明らかである。同図を参照すると、センサ間距離が一定の場合、入力信号周波数が高くなるほど空間選択性が急峻になることがわかる。低い周波数においては、ビーム角度が広く、空間選択性も劣化する。これを上記の減算器の場合にあてはめてみると、低い周波数において、正面方向から到来する目標信号に対して感度が低く、正面からはずれた方向に対してより感度が高い。しかしながら、感度が低い方向から感度が高い方向への遷移はゆるやかであり、十分な空間選択性を得ることができない。一方、センサ間隔が広くなれば、相対遅延が大きくなり、高い空間選択性を実現できる。すなわち、急峻な空間選択性を得ることができる。
この原理に基づき、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０に関する５構成例では、間隔が異なるセンサの組から得られた信号の差分を複数求め、これらを加算することによって、総合的に優れた空間選択性を有するブロッキング行列回路を得る。このように構成することにより、低域信号に対しては間隔が広いセンサから得られた信号ペアの差分が、高域信号に対しては間隔が狭いセンサから得られた信号ペアの差分が有効に作用し、広帯域信号に対して優れた空間選択性を実現することができる。このため、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０は、優れた周波数特性と空間選択性で、目標信号を抑圧することができる。前記五構成例では、それぞれ異なった減算器出力を用いているので、異なった空間選択性を実現することができる。当然、用いる減算器出力の種類が多い方が空間選択特性は優れており、構成例１、２、３、４、５の順となる。
これらの組となるブロッキング行列回路の共通点として、構造が対称で正面に対する利得が等しいことがある。これは、既に式（１１）で示した通りである。このために、目標信号に対しては出力が等しく、妨害信号に対しては出力の位相差が１８０度に近い値となる。従って、これらのブロッキング行列回路出力の相関は、目標信号に対して大きく、妨害信号に対して小さい。この性質を有する限り、これらの組となるブロッキング行列回路はどのような構造をとってもよい。例えば、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の構成は、複数のセンサ間隔に対応した複数のブロッキング行列回路を組み合わせたものとすることができる。この例では、既に説明したフィルタアンドサムビームフォーマにおけるフィルタ特性を調整して、目標信号方向にヌルを形成することができる。このようなヌルを形成するアレイ処理を複数、複数のセンサ間隔に対応して独立に行い、その結果を組み合わせることができる。
補正信号生成部８３０は、識別情報生成部８２０から供給された正規化相互相関を用いて、補正部８４０で用いる補正信号を生成する。式（２）から明らかなように、正規化相互相関γハットは実際のＳＩＲであるρの関数となり、その範囲は−１から＋１の間である。特に、正規化相互相関γハットが大きな値をとるときは、目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて極めて大きい。このような場合には、補正信号生成部８３０は大きな利得Κ（γハット）を生成する。そうでないときには、補正信号生成部８３０は小さな利得Κ（γハット）を生成する。従って、利得Κ（γハット）はγハットの増加関数となる。すなわち、目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるように、利得を決定する。このような関数の一例として、γハットの対数領域における線形関数を考えることができる。すなわち、γハットの対数と線形関係がある利得Κ（γハット）であり、式（１３）で表すことができる。
Figure 0004973657
ここに、δとγＴは定数である。これらの定数を定めるためには、二つの条件が必要である。第１の条件は、目標信号と妨害信号の識別が不要なとき、すなわちρ=０ dBのときである。このときにも式（２）は満足しなければならないので、式（２）でρ=０ dBとすることができる。しかし、γハットは信号到来方向θにも依存するので、一意に決定できない。実際、異なるθに対してどのようにγハットが変化するかの一例を、すでに図１６に示した。ここで利得Κがどのようなθに対して最も重要であるかを考えると、それはより小さなθであることが容易に理解できる。これは、より小さなθにおいて、目標信号が正面から到来すると仮定しているアレイ処理（ステアリングがゼロの処理）が、目標信号と妨害信号の識別が困難になり、推定されたＳＩＲの精度が低くなるからである。推定精度の低いＳＩＲは、補正の必要性がより高くなる。
そこで、図１６のようなグラフにおいて、想定する妨害信号到来方向の最小値を設定すれば、その方向であるθminに対応したγハットの値をγＴとすればよいことになる。ステアリングが非ゼロの場合には、ステアリング量に対応してθminを補正し、γＴの値を設定すればよい。もう一つの定数であるδの決定には、トレードオフがある。実際の環境で推定されるＳＩＲをどの程度補正すれば、実際のＳＩＲに最も近い値が得られるかを考慮して、δの値を決定することとなる。例えば、一般的な室内において、４つのマイクから構成されるマイクロフォンアレイを用いる場合に、δを７０に設定することで適切な補正が達成された。なお、補正信号生成部８３０におけるΚの計算にγハットの線形関数を用いる例について説明したが、これは任意の関数、或いは多項式を用いてもよいことは明らかである。
このようにして設計された関数によって得られた利得Κは、補正部８４０に伝達される。補正部８４０は、識別情報生成部８１０から供給された推定ＳＩＲと補正信号生成部８３０から供給された利得Κを乗算し、その積を制御部８００に伝達する。ここでは、補正部８４０における補正が、利得Κを乗算する例について説明したが、乗算以外にも単純加算やより複雑な関数、或いは多項式などで定義される補正を適用してもよいことは、明らかである。
識別情報生成部８２０の第２の構成例を、図１５に示す。識別情報生成部８２０の第２の構成例は、図２に示された第１の構成例において、漏れブロッキング行列回路３３０と相関計算部９２０の間にフィルタ３３４を、漏れブロッキング行列回路３４０と相関計算部９２０の間にフィルタ３４４を装備した構成となっている。フィルタ３３４及び３４４は、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０によって定められる空間選択性の、特に正面以外の方向に対する減衰特性が、方向に対して平坦になるような周波数を通過帯域とするように設計する。
フィルタ３３４及び３４４を装備することによって、これらのフィルタの出力信号を用いて相関計算部９２０で計算される相互相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別を正確に行うことができる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。これ以外の動作、及びその効果は、既に図２を用いて説明した第１の構成例と同様である。
これまで、識別情報生成部８２０の第１及び第２の構成例におけるパラメータｇiの値に関して議論してこなかった。しかし、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力信号が目標信号に対してゼロになることを防止するためには、１以外の値をとる必要があることは、既に説明した。このことからｇiの値は、ｇi≠１であれば、大きな位相差を生じるために１近傍が望ましいことがわかる。実際に、センサに到来する信号を白色信号と仮定して正規化相互相関を計算すると、真のＳＩＲρ、信号到来方向θ、及び漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力信号の位相差φの関数となる。
そこで、信号到来方向θの範囲を３０〜９０度、信号帯域を５００〜１５００Hz、センサ数を４と仮定して、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の利得と位相を求めると、特定のＳＩＲρに対して正規化相互相関γハットをプロットすることができる。ρ＝０ｄＢとρ＝−∞ｄＢに対応して、横軸に信号到来方向θをとって、縦軸に正規化相互相関γハットをプロットすると、図１６を得る。
広範囲のθに対して唯一のγハットが定まることが望ましいことから、γハットの値の軌跡は水平に近い方がよい。また、ρ＝０ｄＢとρ＝−∞ｄＢに対応するγハットの範囲は、重なり合ってはいけない。これは、目標信号と妨害信号が同程度の割合で混合されているρ＝０ｄＢと、目標信号に対して妨害信号のパワーが圧倒的に強いρ＝−∞ｄＢの場合で、明らかに異なるγハットを得るためである。このような条件で１近傍のｇiに対するγハットをプロットすると、ｇiの最適値として０.９２が得られる。図１６ は、上記条件に対して得られた最適値ｇi＝０.９２に対して得られたγハットの軌跡である。ただし、フィルタ３３４及び３４４の通過帯域を音声に対応させて５００〜１５００Hzとした。
識別情報生成部８２０の第３の構成例を、図１７に示す。識別情報生成部８２０の第３の構成例は、図１６
に示された第２の構成例において、漏れブロッキング行列回路３３０とフィルタ３３４、漏れブロッキング行列回路３４０とフィルタ３４４に加えて、漏れブロッキング行列回路３５０とフィルタ３５４、漏れブロッキング行列回路３６０とフィルタ３６４を備えていることである。漏れブロッキング行列回路３６０は、フィルタ３３４によって主として低域信号に作用する漏れブロッキング行列回路３３０に対して、高域信号に対する効果を生じるためのものである。そのため、フィルタ３６４の通過帯域は、フィルタ３３４の通過帯域よりも高く、フィルタ３３４と３６４の通過帯域を合わせて、より広い周波数帯域をカバーするように設定する。
すなわち、第１の構成例で漏れブロッキング行列回路３３０が担当してきた処理を、漏れブロッキング行列回路３３０と３６０が周波数帯域別に担当することになる。フィルタ３６４の出力は、乗算器３６５に伝達される。乗算器３６５は、高周波成分を強調し、フィルタ３６４の出力とフィルタ３３４の出力のパワーが、ほぼ等しくなるようにする。例えば、センサに入力される信号の帯域が８kHzの場合、乗算器３６５の係数は３前後とすることができる。乗算器３６５の出力は加算器３３６に伝達され、フィルタ３３４の出力と加算される。加算結果は、相関計算部９２０に供給される。
同様に、漏れブロッキング行列回路３５０は、フィルタ３４４によって主として低域信号に作用する漏れブロッキング行列回路３４０に対して、高域信号に対する効果を生じるためのものである。そのため、フィルタ３５４の通過帯域は、フィルタ３４４の通過帯域よりも高く、フィルタ３４４と３５４の通過帯域を合わせて、より広い周波数帯域をカバーするように設定する。フィルタ３５４の出力は、乗算器３５５に伝達される。乗算器３５５は、高周波成分を強調し、フィルタ３５４の出力とフィルタ３４４の出力のパワーが、ほぼ等しくなるようにする。従って、乗算器３５５の係数は乗算器３６５の係数と同じ値とすることができる。乗算器３５５の出力は加算器３４６に伝達され、フィルタ３４４の出力と加算される。加算結果は、相関計算部９２０に供給される。
漏れブロッキング行列回路３５０、３６０およびフィルタ３５４及び３６４を装備することによって、これらが存在しないときに利用されていなかった周波数帯域の信号成分を利用することができるので、相関計算部９２０で計算される相互相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別が正確になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。これ以外の動作、及びその効果は、既に図２を用いて説明した第１の構成例と同様である。
以上の説明から明らかなように、漏れブロッキング行列回路３５０と３６０は、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０と同様に、互いに対称な構成並びに等しいｇiの値を有する。漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の組み合わせによる出力信号の位相差φと漏れブロッキング行列回路３５０と３６０の組み合わせによる出力信号の位相差φの例をそれぞれ、図１８と図１９に示す。センサの数は４、信号帯域は８０００Hzとして計算しており、縦軸を位相差φの余弦（COSφ）として表示した。両図から、信号到来方向ＤＯＡが０に近いときは、周波数によらず、余弦の値が１となることがわかる。これは、目標信号に対応している。
一方、信号到来方向ＤＯＡが０から離れているときは、特定の周波数帯域においてだけ、余弦の値が−１である。これは、妨害信号に対応している。余弦の値が−１になる周波数帯域は図１８と図１９で異なっており、その中心周波数は図１８で１０００Hz程度、図１９で３０００Hz程度となっている。すなわち、妨害信号に対して正規化相互相関が−１となる周波数帯域は、図１９の方が高い。従って、漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力と漏れブロッキング行列回路３５０と３６０の出力をそれぞれ、対応した周波数帯域を通過させるような帯域通過フィルタで処理することによって、一組の漏れブロッキング行列回路出力位相差を、目標信号に対しては１、妨害信号に対して−１となる指標として求めることができる。
図１７を用いて説明した第３の構成例においては、２組の漏れブロッキング行列回路を用いて相関計算部９２０に対する入力信号を求めた。しかし、漏れブロッキング行列回路の組をさらに増やしてもよいことは明らかである。続いて、多数の漏れブロッキング行列回路の組を有する際の、漏れブロッキング行列回路における漏れ係数ｇiの設計法について説明する。
漏れブロッキング行列回路における、漏れ係数ｇiの設計手続きを図２０に示す。まず、最初に、対象となる漏れブロッキング行列回路の組が処理すべき信号帯域と妨害信号とみなす信号到来方向（ＤＯＡ）θの最小値θminを指定する（Ｓ１０１）。次に、適切と思われる漏れ係数ｇiを設定する（Ｓ１０２）。これらの設定に基づいて、実際の目標信号対妨害信号のパワー比(ＳＩＲ)ρを０ｄＢとした場合のγハットを、θminより大きく９０度より小さいθに対して、(２)を用いて計算する。(２)における利得Ｇ（ｉ,θ）は、漏れブロッキング行列回路の構成が定まれば、それに対応して求めることができる。図３及び図４に示す構成を用いる場合の利得は、(１２)に示したものとなる。同様に、ρを∞ｄＢとした場合のγハットを、θminより大きく９０度より小さいθに対して計算する（Ｓ１０３）。
これらのρを図１６のように図示したときに、軌跡が交差するかどうかを調べる（Ｓ１０４）。交差するときには、交点に対応した信号到来方向（ＤＯＡ）θが、ρ＝０ｄＢにも∞ｄＢにも対応することになり、目標信号と妨害信号のパワーがほぼ等しい状態と目標信号パワーが圧倒的に妨害信号パワーより強い状態を区別できない。この現象は、最初に設定した漏れ係数ｇiの値によって生じるので、別の漏れ係数ｇiを用いて、これまでの処理をやり直す。軌跡が交差しなければ、漏れ係数ｇiとρ＝０ｄＢに対応するγハットのデータを保存する（Ｓ１０５）。
ここで、さらに別の漏れ係数ｇiと評価する場合には、最初に戻ってこれまでの手続きを反復する（Ｓ１０６）。この時点までに、最低一つの漏れ係数ｇiと対応するγハットのデータが得られていなければいけない。また、この時点までに複数の漏れ係数ｇiと対応するγハットのデータが得られている場合には、一つの値を選択する。この選択は、次に示す手続きで行う。
まず、γminハットの極性とγmaxハットの極性が反対になる漏れ係数ｇiがあるかを調べる。
ここに、γminハットとγmaxハットはそれぞれ、ρ＝０ｄＢでθを変更したときに得られるγハットの最小値と最大値である。そのような漏れ係数ｇiが存在するときには、γminハットとγmaxハットの平均の絶対値が最小となる漏れ係数ｇiを選択する（Ｓ１０８）。これは、ρ＝０ｄＢでθを変更したときに得られるγハットがゼロを中心として分布していることを表し、γハットからρを求めるための精度を高くすることができる。前記条件を満たす漏れ係数ｇiが存在しないときには、ρ＝０ｄＢでγハットのθに対する分散が最小となるｇiを選択する（Ｓ１０９）。
以上の手続きを異なる周波数帯域に対して反復することによって、多数の漏れブロッキング行列回路の組を有する構成を設計することができる。このときに、各周波数帯域は重なりあわないように選択することが基本であるが、極端に大きく重なり合わない限り、大きな問題は生じない。このように、多数の漏れブロッキング行列回路とフィルタの縦続接続の組を装備することによって、これらが存在しないときに利用されていなかった周波数帯域の信号成分を利用することができるので、相関計算部９２０で計算される相互相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別が正確になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。これ以外の動作、及びその効果は、既に図１を用いて説明した第１の実施形態と同様である。
図２１に、識別情報生成部８１０の第２の構成例を示す。第１の構成例が示されている図３１との相違点は、利得制御部９００である。利得制御部９００は、目標信号の特性に応じて適応的に目標信号パワーの推定値を補正する。このため、特定の周波数成分を適応的に強調して平坦度の高い周波数及び空間選択特性を実現することができ、目標信号パワーを正確に推定することができる。より正確に推定された目標信号パワーは、ＳＩＲ推定部７００に伝達され、ＳＩＲ計算に用いられる。このようにして得られた高精度のＳＩＲ推定値に基づいて、係数更新ステップサイズや忘却係数などの適応フィルタの追従性と演算精度を決定するパラメータを制御することで、適応アレイ処理装置の係数更新を適切に制御することが可能となる。その結果、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくい、高品質なアレイ処理出力を得ることができる。
利得制御部９００の一構成例を、図２２に示す。利得制御部９００は、記憶部９０１、フーリエ変換部９０２、分析部９０３、利得計算部９０４、スペクトル修正部９０５、逆フーリエ変換部９０６、記憶部９０７から構成されている。固定ビームフォーマ２００の出力は、記憶部９０１に供給され、フレーム化される。フレーム化された信号はフーリエ変換部９０２に伝達され、フーリエ変換される。フーリエ変換結果は、分析部９０３とスペクトル修正部９０５に供給される。分析部９０３は、フーリエ変換結果を用いて入力信号を分析し、特定の性質を有する入力信号を検出する。入力信号の性質に関する情報と検出結果は利得計算部９０４に伝達される。入力信号の性質に関する情報として代表的なものはスペクトルであるが、スペクトルに代わる特徴量、例えばケプストラムやこれらを間引いた情報なども利用することができる。利得計算部９０４は、入力信号に対応した補正利得を求め、スペクトル修正部９０５に供給する。
特定の性質の一例としては、摩擦音があげられる。摩擦音の周波数スペクトルは、より高域までパワーを有し、非摩擦音と比較して平坦であることが知られている。これらの事実を用いれば、高域におけるパワーの値とスペクトルの平坦度に応じて、適切な補正利得を求めることができる。具体的には、高域パワーとスペクトル平坦度を基準値と比較して、その大小関係に応じた値を補正利得とすることができる。さらに単純な例では、高域パワーとスペクトル平坦度が予め定めた閾値よりも大きい場合に、補正利得を１でない値に設定し、それ以外の場合は１に設定することもできる。補正利得の値は、各周波数成分に対して共通でもよいし、異なっていてもよい。
スペクトル修正部９０５は、利得計算部９０４から供給された一つ以上の補正利得を用いて、フーリエ変換部９０２から供給されたフーリエ変換結果を補正することによって、スペクトルを修正する。具体的には、フーリエ変換結果の振幅またはパワーを補正利得で補正し、その結果を逆フーリエ変換部９０６に供給する。位相情報は、修正せずに、そのまま逆フーリエ変換部９０６に供給する。逆フーリエ変換部９０６はスペクトル修正部９０５から供給されたデータを逆フーリエ変換し、その結果を記憶部９０７に伝達する。記憶部９０７は、記憶しているデータを１サンプルずつ出力することで、信号サンプルの逆フレーム化を行う。なお、フーリエ変換部９０２及び逆フーリエ変換部９０６は、対をなす別の変換・逆変換処理に置き換えてもよいことは明らかである。このような変換の例として、コサイン変換、MDCTとしても知られる修正離散コサイン変換、アダマール変換、ハール変換などがある。さらに、これらの変換処理に先立って、また逆変換処理に続いて、窓関数を用いた窓がけ処理を行うことによって、特に高域成分の正確性を改善できることも広く知られている。
利得制御部９００の他の構成例を、図２３に示す。利得制御部９００は、帯域分割フィルタバンク９１１、分析部９１２、利得計算部９１３、スペクトル修正部９１４、帯域合成フィルタバンク９１５から構成される。固定ビームフォーマ２００の出力は、帯域分割フィルタバンク９１１に供給され、複数の周波数帯域に分割される。各周波数帯域の信号は、分析部９１２とスペクトル修正部９１４に供給される。分析部９１２と利得計算部９１３の動作は、分析部９０３と利得計算部９０４と同等である。スペクトル修正部９１４は、利得計算部９１３から供給された一つ以上の補正利得を用いて、各周波数帯域信号のレベルを補正し、その結果を帯域合成フィルタバンク９１５に伝達する。帯域合成フィルタバンク９１５は、スペクトル修正部９１４から供給されたデータを合成して全帯域信号に変換し、その結果を出力する。図２２に示した構成例と異なり、記憶回路に信号サンプルを蓄積することなく逐次処理によって同等の処理が可能である。このため、利得制御に付随する遅延を少なくすることができ、変動する系に対する追従特性が向上する。
なお、帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンクの各周波数帯域は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。不等間隔に帯域分割することによって、低域では狭帯域に分割して時間分解能を低く、高域では広い帯域に分割して時間分解能を高くすることができる。不等分割の代表例には、低域に向かって帯域が逐次半分になるオクターブ分割や人間の聴覚特性に対応した臨界帯域分割などがある。不等分割は、特に音声信号と整合性が高いことが知られている。帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンクの詳細、さらにそれらの設計法については、非特許文献１２に開示されているので、詳細を省略する。
図２４に、識別情報生成部８１０の第３の構成例を示す。第２の構成例が示されている図２１との相違点は、多重ブロッキング行列回路３２０である。以下、多重ブロッキング行列回路３２０の動作を中心に、構成と効果について説明する。
多重ブロッキング行列回路３２０の入出力信号は、第２の構成例におけるブロッキング行列回路３１０の入出力信号と等しい。多重ブロッキング行列回路３２０の第１の構成例を図２５に示す。図２５では、多重ブロッキング行列回路３２０が減算器３２１０〜３２１M-１と加算器３２２から構成される。図２５の構成は既に説明した図６の構成と等しく、その効果も変わらない。
多重ブロッキング行列回路３２０の第２の構成例を図２６に示す。図２６では、多重ブロッキング行列回路３２０が減算器３２１０〜３２１M-１、フィルタ３２３０〜３２３M-１、及び加算器３２２から構成される。減算器ｉは、１番目のセンサ信号x０(k)とｉ番目のセンサ信号xi(k)の差分zi(k)＝x０(k)−xi(k)を求めて、フィルタ３２３iに伝達する。ここに、ｉは０からＭ−２の範囲の整数である。フィルタ３２３iは、通過帯域の信号成分を加算器３２２に伝達する。加算器３２２は、これらＭ−１個の入力信号をすべて加算して、加算結果をｚ(ｋ)として出力する。フィルタ３２３iの通過帯域は、０番目とｉ番目のマイクロフォン間隔によって決定する。０番目とｉ番目のマイクロフォン信号によって定められる空間選択性の、とくに正面以外の方向に対する減衰特性が、方向に対して平坦になるような周波数を通過帯域とするように、フィルタ３２３iを設計する。
多重ブロッキング行列回路３２０は、さらに別の構成とすることができる。Ｍ個のセンサからなる直製アレイにおいて、２つのセンサの間隔は短いものから順に、Ｄ、２Ｄ、３Ｄ、・・・、（Ｍ−１）Ｄとなる。センサ間隔がＤとなるセンサの組はＭ−１あり、２Ｄとなる組はＭ−２、同様に考えて、（Ｍ−１）Ｄとなる組は１となる。従って、これらそれぞれのセンサ間隔に対応した一組のセンサを選択し、それらから得られる信号の差分を求め、これらを加算器３２２で加算する構成である限り、多重ブロッキング行列回路３２０は上記の効果を有する。このような構成例を、第３の構成例として図２７に示す。図２７では、減算器３２１０と３２１M-２の動作が、図２６と異なる。図２６では、これらの減算器はセンサ間隔Ｄと（Ｍ−１）Ｄに対応した差分信号を出力するが、図２７では、（Ｍ−１）ＤとＤのセンサ間隔に対応した差分信号を出力する。この他にも、様々な類似構成が可能となる。なお、図２７において、フィルタ３２３０〜３２３M-１を具備しない構成が可能であることは明らかである。
さらに、図２６において特定のセンサ間隔に対応した信号を用いない構成であっても、従来のブロッキング行列回路３１０よりは、目標信号のブロック効果が高い。このような多重ブロッキング行列回路３２０の構成例を、第４の構成例として図２８に示す。図２８を図２６と比較すると、減算器３２１１が存在しない。このため、センサ間隔が２Ｄに対応した差分信号は存在せず、センサ間隔２Ｄによる効果は期待できない。しかし、それ以外のセンサ間隔に対応した信号によって、図２６の例には及ばないものの、総合的に優れた空間選択性を有するブロッキング行列回路を得ることができる。なお、図２８において、フィルタ３２３０〜３２３M-１を具備しない構成が可能であることは明らかである。
多重ブロッキング行列回路３２０の構成はまた、複数のセンサ間隔に対応した複数のブロッキング行列回路を組み合わせたものとすることができる。例えば、既に説明したフィルタアンドサムビームフォーマにおけるフィルタ特性を調整して、目標信号方向にヌルを形成することができる。このようなヌルを形成するアレイ処理を複数、複数のセンサ間隔に対応して独立に行い、その結果を組み合わせることができる。
図２９に、識別情報生成部８１０の第４の構成例を示す。第４の構成例と図２４に示す第３の構成例の関係は、図３１で説明した第１の構成例と図２１に示す第２の構成例の関係に等しく、相違点は利得制御部９００だけである。従って、動作と効果は明らかであるので、説明を省略する。
（第２の実施形態）
図３０は、本発明の第２の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図である。本発明の第２の実施形態は、プログラム制御により動作するコンピュータ（中央処理装置；プロセッサ；データ処理装置）１０００と、入力端子１０１０〜１０１M-１、及び出力端子６００とから構成されている。コンピュータ（中央処理装置；プロセッサ；データ処理装置）１０００は、固定ビームフォーマ２００、適応ブロッキング行列回路３００、遅延素子４００、及び多入力キャンセラ５００、識別情報生成部８１０、８２０、補正信号生成部８３０、補正部８４０、制御部８００を含む。
入力端子１０１０〜１０１M-１に供給された目標信号と妨害信号は、コンピュータ１０００内のアレイ処理装置に供給され、妨害信号が抑圧される。アレイ処理装置の主たる構成要素は、
固定ビームフォーマ２００、適応ブロッキング行列回路３００、遅延素子４００、多入力キャンセラ５００であり、識別情報生成部８１０、８２０、補正信号生成部８３０、補正部８４０、制御部８００から構成される適応モード制御装置が、適応ブロッキング行列回路３００と多入力キャンセラ５００に含まれる適応フィルタの係数更新速度及び精度を制御する。
適応モード制御装置は、複数のセンサ群の出力を受け、振幅による目標信号と妨害信号の識別情報を、位相による目標信号と妨害信号の識別情報によって補正し、補正結果を用いて目標信号と妨害信号の識別を行うので、振幅による識別情報と位相による識別情報を組み合わせた、高精度の目標信号と妨害信号の識別情報を得ることができる。このため、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適切に行うことが可能となり、入力信号の周波数特性や到来方向の影響を受けにくい高品質なアレイ処理出力を得ることができる。
以上、センサとしてマイクロフォンを用いた例で説明してきたが、マイクロフォン以外に、超音波センサや、ソーナー受音器、アンテナなどのセンサを用いることができる。
本発明によって、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適切に行うことが可能となり、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくい、高品質なアレイ処理出力を得ることが可能になる。したがって、複数の信号源から特定の信号だけを強調して受信することが可能になり、この手法は、適応マイクロフォンアレイによる音声信号の取得や水中音響分野でのソーナあるいは適応アンテナアレイによる無線送受信装置などに広く用いることができ、このような分野の産業に与える影響が大きい。
本発明の第１の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図である。 識別情報生成部８２０の第１の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の第１の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の第１の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の漏れをゼロとした構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の漏れをゼロとした構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の第２の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の第２の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の第３の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の第３の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の第４の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の第４の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０の第５の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３４０の第５の構成例を示したブロック図である。 識別情報生成部８２０の第２の構成例を示したブロック図である。 信号到来方向と正規化相互相関を複数の信号対妨害信号比に対して示した図である。 識別情報生成部８２０の第３の構成例を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３３０と３４０の出力位相差の余弦を示したブロック図である。 漏れブロッキング行列回路３５０と３６０の出力位相差の余弦を示したブロック図である。 漏れ係数の設計法の一例を示したフローチャートである。 識別情報生成部８１０の第２の構成例を示したブロック図である。 利得制御回路９００の第１の構成例を示したブロック図である。 利得制御回路９００の第２の構成例を示したブロック図である。 識別情報生成部８１０の第３の構成例を示したブロック図である。 多重ブロッキング行列回路３２０の第１の構成例を示したブロック図である。 多重ブロッキング行列回路３２０の第２の構成例を示したブロック図である。 多重ブロッキング行列回路３２０の第３の構成例を示したブロック図である。 多重ブロッキング行列回路３２０の第４の構成例を示したブロック図である。 識別情報生成部８１０の第４の構成例を示したブロック図である。 本発明の第２の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図である。 従来例に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図である。 ブロッキング行列回路３１０の構成例を示したブロック図である。
符号の説明
３１１、３２１０〜３２１M-１、３３２０〜３３２M-２、３４２１〜３４２M-１ 減算器
３２２、３３３、３４３、３３６、３４６ 加算器
３２３０〜３２３M-１、３３４、３４４、３５４、３６４ フィルタ
３３０、３４０、３５０、３６０ 漏れブロッキング行列回路
３３１１-３３１M-２、３４１１-３４１M-２、３５５、３６５ 乗算器
４００ 遅延素子
５００ 多入力キャンセラ
６００ 出力端子
７００ 目標信号対妨害信号比(ＳＩＲ)計算部
８００ 制御部
８１０ 第２の識別情報生成部
８２０ 第１の識別情報生成部
８３０ 補正信号生成部
８４０ 補正部
９００ 利得制御部
９０１、９０７ 記憶部
９０２ フーリエ変換部
９０３、９１２ 分析部
９０４、９１３ 利得計算部
９０５、９１４ スペクトル修正部
９０６ 逆フーリエ変換部
９１１ 帯域分割フィルタバンク
９１５ 帯域合成フィルタバンク
９２０ 相関計算部
１０００ コンピュータ

Claims (42)

  1. アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする第１の識別情報生成部と、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する補正信号生成部と、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする第２の識別情報生成部と、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める補正部と、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する制御部とを少なくとも具備することを特徴とする適応アレイ制御の装置。
  2. 前記第２の識別情報生成部は、
    前記アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第２のアレイ処理を適用して振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とすることを特徴とする請求項１に記載の適応アレイ制御の装置。
  3. 前記第２の識別情報生成部は、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求める第３のアレイ処理部と、目標信号を他の信号に対して強調して第４のアレイ処理信号を求める第４のアレイ処理部とを含み、前記第３のアレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項２に記載の適応アレイ制御の装置。
  4. 前記第２の識別情報生成部は、
    アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項３に記載の適応アレイ制御の装置。
  5. 前記第２の識別情報生成部は、
    前記第４のアレイ処理信号を分析して信号特性を求める分析部と、前記信号特性に応じて前記第４のアレイ処理信号を修正して修正アレイ処理信号を求める補正部とを含み、前記第３のアレイ処理信号と前記修正アレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項３又は４に記載の適応アレイ制御の装置。
  6. 前記第１の識別情報生成部は、
    入力信号が等しく、出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと１８０度の間の値をとる第５と第６のアレイ処理を行って第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求める第５と第６のアレイ処理部を含み、前記第５及び第６のアレイ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに１項に記載の適応アレイ制御の装置。
  7. 前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理部は、目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴とする請求項６に記載の適応アレイ制御の装置。
  8. 前記第１の識別情報生成部は、
    前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項６又は７に記載の適応アレイ制御の装置。
  9. 前記第１の識別情報生成部は、
    前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理信号をフィルタ処理して第５のフィルタ処理信号と第６のフィルタ処理信号を求め、前記第５のフィルタ処理信号及び前記第６のフィルタ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項６、７又は８のいずれかに記載の適応アレイ制御の装置。
  10. 前記第５のアレイ処理及び前記第６のアレイ処理部は、
    前記アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項６ないし９のいずれかに１項に記載の適応アレイ制御の装置。
  11. アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とし、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成し、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とし、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求め、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御することを特徴とする適応アレイ制御の方法。
  12. 前記アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第２のアレイ処理を適用して振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とすることを特徴とする請求項１１に記載の適応アレイ制御の方法。
  13. 前記第２のアレイ処理は、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求め、目標信号を他の信号に対して強調して第４のアレイ処理信号を求め、前記第３のアレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項１２に記載の適応アレイ制御の方法。
  14. 前記第２のアレイ処理は、
    アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項１３に記載の適応アレイ制御の方法。
  15. 前記第２のアレイ処理は、
    前記第４のアレイ処理信号を分析して信号特性を求め、前記信号特性に応じて前記第４のアレイ処理信号を修正して修正アレイ処理信号を求め、前記修正アレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項１３又は１４に記載の適応アレイ制御の方法。
  16. 前記第１のアレイ処理は、
    入力信号が等しく、出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと１８０度の間の値をとる第５と第６のアレイ処理を行って第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求め、前記第５及び第６のアレイ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項１１ないし１５のいずれか１項に記載の適応アレイ制御の方法。
  17. 前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理は、目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴とする請求項１６に記載の適応アレイ制御の方法。
  18. 前記第１のアレイ処理は、
    前記第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１６又は１７に記載の適応アレイ制御の方法。
  19. 前記第１のアレイ処理は、
    前記第５のアレイ処理信号及び前記第６のアレイ処理信号をフィルタ処理して第５のフィルタ処理信号と第６のフィルタ処理信号を求め、前記第５のフィルタ処理信号及び前記第６のフィルタ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項１６、１７又は１８のいずれか１項に記載の適応アレイ制御の方法。
  20. 前記第５のアレイ処理及び前記第６のアレイ処理は、
    前記アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項１６乃至１９のいずれか１項に記載の適応アレイ制御の方法。
  21. コンピュータに、
    アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする機能と、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する機能と、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする機能と、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める機能と、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する機能とを実行させることを特徴とする適応アレイ制御用プログラム。
  22. 目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求める第６のアレイ処理部と、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求める第７のアレイ処理部と、
    前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する相関除去部と、
    アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする第１の識別情報生成部と、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する補正信号生成部と、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする第２の識別情報生成部と、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める補正部と、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する制御部とを少なくとも具備することを特徴とする適応アレイ処理の装置。
  23. 前記第２の識別情報生成部は、
    前記アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第２のアレイ処理を適用して振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報と
    することを特徴とする請求項２２に記載の適応アレイ処理の装置。
  24. 前記第２の識別情報生成部は、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求める第３のアレイ処理部と、目標信号を他の信号に対して強調して第４のアレイ処理信号を求める第４のアレイ処理部とを含み、前記第３のアレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項２３に記載の適応アレイ処理の装置。
  25. 前記第２の識別情報生成部は、
    アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項２４に記載の適応アレイ処理の装置。
  26. 前記第２の識別情報生成部は、前記第４のアレイ処理信号を分析して信号特性を求める分析部と、前記信号特性に応じて前記第４のアレイ処理信号を修正して修正アレイ処理信号を求める補正部とを含み、前記第３のアレイ処理信号と前記修正アレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項２４又は２５に記載の適応アレイ処理の装置。
  27. 前記第１の識別情報生成部は、
    入力信号が等しく、出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと１８０度の間の値をとる第５と第６のアレイ処理を行って第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求める第５と第６のアレイ処理部を含み、前記第５及び第６のアレイ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項２２乃至２６のいずれか１項に記載の適応アレイ処理の装置。
  28. 前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理部は、
    目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴とする請求項２７に記載の適応アレイ処理の装置。
  29. 前記第１の識別情報生成部は、
    前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項２７又は２８に記載の適応アレイ処理の装置。
  30. 前記第１の識別情報生成部は、
    前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理信号をフィルタ処理して第５のフィルタ処理信号と第６のフィルタ処理信号を求め、前記第５のフィルタ処理信号及び前記第６のフィルタ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項２７、２８又は２９のいずれかに記載の適応アレイ処理の装置。
  31. 前記第５のアレイ処理及び前記第６のアレイ処理部は、
    前記アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項２７乃至３０のいずれか１項に記載の適応アレイ処理の装置。
  32. 目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求め、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求め、
    前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する際に、アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とし、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成し、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とし、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求め、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の
    速度と精度を制御することを特徴とする適応アレイ処理の方法。
  33. 前記アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第２のアレイ処理を適用して振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とすることを特徴とする請求項３２に記載の適応アレイ処理の方法。
  34. 前記第２のアレイ処理は、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求め、目標信号を他の信号に対して強調して第４のアレイ処理信号を求め、前記第３のアレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項３２または３３に記載の適応アレイ処理の方法。
  35. 前記第２のアレイ処理は、
    アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって目標信号を他の信号に対して減衰させて第３のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項３４に記載の適応アレイ処理の方法。
  36. 前記第２のアレイ処理は、
    前記第４のアレイ処理信号を分析して信号特性を求め、前記信号特性に応じて前記第４のアレイ処理信号を補正して補正アレイ処理信号を求め、前記補正アレイ処理信号と前記第４のアレイ処理信号に基づいて第２の識別情報を求めることを特徴とする請求項３４または３５に記載の適応アレイ処理の方法。
  37. 前記第１のアレイ処理は、
    入力信号が等しく、出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと１８０度の間の値をとる第５と第６のアレイ処理を行って第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求め、前記第５及び第６のアレイ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項３２乃至３６のいずれか１項に記載の適応アレイ処理の方法。
  38. 前記第５のアレイ処理と前記第６のアレイ処理は、目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴とする請求項３７に記載の適応アレイ処理の方法。
  39. 前記第１のアレイ処理は、
    前記第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項３７又は３８に記載の適応アレイ処理の方法。
  40. 前記第１のアレイ処理は、
    前記第５のアレイ処理信号及び前記第６のアレイ処理信号をフィルタ処理して第５のフィルタ処理信号と第６のフィルタ処理信号を求め、前記第５のフィルタ処理信号及び前記第６のフィルタ処理信号を用いて前記第１の識別情報を求めることを特徴とする請求項３７、３８または３９のいずれかに記載の適応アレイ処理の方法。
  41. 前記第５のアレイ処理及び前記第６のアレイ処理は、
    前記アレイ状の複数のセンサのうち異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理することによって第５のアレイ処理信号と第６のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項３７乃至４０のいずれか１項に記載の適応アレイ処理の方法。
  42. コンピュータに、
    目標信号を他の信号に対して強調して第６のアレイ処理信号を求める機能と、
    目標信号を他の信号に対して減衰させて第７のアレイ処理信号を求める機能と、
    前記第７のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第６のアレイ処理信号から消去して出力する機能と、
    アレイ状の複数のセンサにおいて得られる信号に第１のアレイ処理を適用して位相情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第１の識別情報とする機能と、
    前記第１の識別情報を用いて目標信号パワーが妨害信号パワーに比べて大きいときに、より大きな補正が行われるような補正信号を生成する機能と、
    振幅情報に基づく目標信号と妨害信号の相対的な割合を求めてこれを第２の識別情報とする機能と、
    前記補正信号によって前記第２の識別情報を補正して補正識別情報を求める機能と、
    前記補正識別情報を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する機能とを実行させることを特徴とする適応アレイ処理用プログラム。
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