JP4656480B2 - 磁界検出回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気インピ−ダンス効果素子乃至は磁気インダクタンス効果素子を用いた磁界検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アモルファス合金ワイヤとして、自発磁化の方向がワイヤ周方向に対し互いに逆方向の磁区が交互に磁壁で隔てられた構成の外殻部を有する、零磁歪乃至は負磁歪のアモルファス合金ワイヤが開発されている。
かかる零磁歪乃至は負磁歪のアモルファス磁性ワイヤに高周波電流したときに発生するワイヤ両端間出力電圧中のインダクタンス電圧分は、ワイヤの横断面内に生じる円周方向磁束によって上記の円周方向に易磁化性の外殻部が円周方向に磁化されることに起因して発生する。従って、周方向透磁率μ_θは同外殻部の円周方向の磁化に依存する。
而るに、この通電中のアモルファスワイヤに外部磁界を作用させると、上記通電による円周方向磁束と外部磁束との合成により、上記円周方向に易磁化性を有する外殻部に作用する磁束の方向が円周方向からずれ、それだけ円周方向への磁化が生じ難くなり、上記周方向透磁率μ_θが変化し、上記インダクタンス電圧分が変動することになる。
而して、この変動現象が磁気インダクタンス効果と称され、この効果を奏するアモルファスワイヤ等が磁気インダクタンス効果素子と称されている。
【０００３】
更に、上記通電電流の周波数が反転入力端子Ｈｚオ−ダになると、高周波表皮効果が大きく現れ、表皮深さδ＝（２ρ／wμ_θ）^１／２（μ_θは前記した通り、円周方向透磁率、ρは電気抵抗率、wは角周波数をそれぞれ示す)がμ_θにより変化し、このμ_θが前記した通り、外部磁界によって変化するので、ワイヤ両端間出力電圧中の抵抗電圧分も外部磁界で変動するようになる。
而して、この変動現象が磁気インピーダンス効果と称され、この効果を奏するアモルファスワイヤ等が磁気インピーダンス効果素子と称されている。
【０００４】
そこで、この磁気インピーダンス効果素子を利用した外部磁界検出法（例えば、特許文献１参照）及び磁気インダクタンス効果を使用した外部磁界検出方法（例えば、特許文献２参照）が提案されている。
【０００５】
この磁気インピーダンス効果素子を利用した外部磁界検出法における磁界検出回路は、基本的には、（１）磁気インピーダンス効果素子に高周波励磁電流を加えるための高周波電源と、（２）磁気インピーダンス効果素子と、（３）磁気インピーダンス効果素子に加わる外部磁界で変調された前記高周波励磁電流（搬送波）の被変調波である出力を復調して外部磁界信号を検波する検波部と、（４）信号出力増幅部等から構成されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来、上記検波部にはダイオードの直線検波回路を使用し、被変調波をダイオードで半波整流し、この半波整流波を並列Ｒ−Ｃ回路（ピークホールド回路）で処理して半波整流波の包絡線出力を得ている。
しかしながら、ダイオードでは、順方向電圧降下（ほぼ０．５ボルト）があり、しかも、この電圧降下が周囲温度により変化し（通常、−２０ｍボルト／℃の温度係数で変化）、検波後の出力信号増幅部の増幅度を大きくとると、検出回路全体の著しい温度特性の悪化が招来される。
【０００７】
そこで、本発明者においては、上記ダイオードに代え、理想ダイオード回路を使用することを提案した（例えば、特許文献３参照）。
この理想ダイオード回路の演算増幅器のオープンループゲインをＡ_０、理想ダイオード回路のクローズドループゲインをＡ_NFとすると、演算増幅器の電圧降下ΔＶがＡ_NF・ΔＶ／Ａ_０に減じられて出力され、例えば、Ａ_０を５００００、Ａ_NFを５、演算増幅器の電圧降下ΔＶ及びその温度係数を０．５ボルト（５×１０^５μボルト）及び−２０ｍボルト／℃とすると、出力及び温度係数がそれぞれ５０μボルト及び−２μボルト／℃となるが、検波後の出力信号増幅部の増幅利得を１０００倍とすると、周囲温度変化−２０℃〜＋８０℃に対し、２００ｍボルトの出力ドリフトが発生する。
従って、検波部の半波整流に理想ダイオードを用いても、検波後の増幅ゲインを大きく設定する場合は、出力の温度特性が問題となり、外部磁界の高精度検出に支障となる。
【０００８】
【特許文献１】
特開平７−１８１２３９号公報
【特許文献２】
特開平６−２８３３４４号公報
【特許文献３】
特開２００１−０５６３６４号公報
【０００９】
本発明の目的は、磁気インピーダンス効果素子乃至は磁気インダクタンス効果素子を外部磁界を検出する回路において、外部磁界を検波するための半波整流素子として演算増幅回路を用いることによって外部磁界の高精度検出を可能とすることにある。
本発明の更なる目的は、前記目的に加え、低電力損失のもとでの検出を可能とすることにある。
【００１０】
〔課題を解決するための手段〕
請求項１に係る磁界検出回路は、磁界検出素子として磁気インピーダンス効果素子を用い、この磁界検出素子に高周波励磁電流を加え、該磁界検出素子に加わる外部磁界で前記高周波励磁電流を変調してなる被変調波を半波整流して外部磁界を検波する回路において、半波整流を行う片側電源の演算差動増幅回路を有し、演算差動増幅回路の両入力端子の一方の入力端子側を被変調波入力端側とし、他方の入力端子側をシフト用電圧印加端側とし、被変調波の振幅中心を電位Ｖ_ａｍに設定するための回路を付設してあり、シフト用電位をＶ_ｉｎとし、被変調波入力端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡとしシフト用電圧印加端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡ’（前記一方の入力端子の入力電圧Ｖａと前記他方の入力端子の入力電圧Ｖｂと出力電圧Ｖoutとの関係式Ｖout＝ＡＶa＋Ａ’ＶｂにおけるＡ，Ａ’に同じ）とし、被変調波の最小振幅値をＨ_ｍｉｎとすると、
【数１】
｜Ｖ_ａｍ＋Ｖ_ｉｎ・Ａ’／Ａ｜≦Ｈ_ｍｉｎ
の関係を満たすようにＶ _ａｍ 、Ｖ _ｉｎ 、Ａ’、Ａを設定することを特徴とし、請求項２に係る磁界検出回路は、
〔数２〕
−Ｈ_ｍｉｎ≦Ｖ_ａｍ＋Ｖ_ｉｎ・Ａ’／Ａ≦０
の関係を満たすようにＶ _ａｍ 、Ｖ _ｉｎ 、Ａ’、Ａを設定すことを特徴とする。
【００１１】
請求項３では、シフト用電圧印加端を抵抗Ｒ_ｇを経て演算増幅器の反転入力端子に接続し、演算増幅器の出力端子を反転入力端子に抵抗Ｒ_ｆを経て負帰還接続し、被変調波入力端と演算増幅器の非反転入力端子との間を抵抗Ｒ_１を経てシフト用電圧印加端に接続すると共に抵抗Ｒ_２を経て接地して、被変調波の振幅中心電位Ｖ_ａｍをＶ_ｉｎ・Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２）で与え、利得Ａを１＋（Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ）で与え、利得Ａ’を−（Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ）で与えており、特に、請求項４では、Ｒ_１＝Ｒ_２，Ｒ_ｆ＝Ｒ_ｇとして、Ｖ_ａｍ＝Ｖ_ｉｎ／２とし、Ａを２、Ａ’を−１すると共にシフト用電位Ｖ_ｉｎに演算増幅器の電源電圧Ｖ_ｃｃを用いている。
【００１２】
請求項５の通り、上記演算増幅回路には、減算増幅回路、加算増幅回路または加減算増幅回路の何れをも使用でき、演算増幅器には、その出力範囲を電源電圧Ｖ_ｃｃに対し、０＋ΔＶ〜Ｖ_ｃｃ−ΔＶとして、ΔＶをＶ_ｃｃ／５以下とすることが好ましい。
【００１３】
上記磁界検出素子としては、請求項６の通り、磁気インピーダンス効果素子に代え磁気インダクタンス効果素子を用いることもでき、上記高周波励磁電流としては、請求項７の通り、三角波、正弦波、パルス波あるいはこれらのバースト波の何れかを使用することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明に係る磁界検出回路を示す図面である。
図１において、１は磁気インピーダンス効果素子であり、零磁歪乃至は負磁歪のアモルファスワイヤ、アモルファスリボン、アモルファススパッタ膜等を使用できる。２は磁気インピーダンス効果素子１に高周波励磁電流を加えるための高周波電源である。Ｈ_ｅｘは検出しようとする外部磁界信号を示し、磁気インピーダンス効果素子１の出力端に、前記高周波励磁電流を搬送波Ｉ_ｃとし、この搬送波Ｉ_ｃを外部磁界Ｈ_ｅｘで振幅変調した被変調波Ａ_ｍが出力される。３は被変調波Ａ_ｍを所定の振幅値に調整するための入力信号値調整部である。４は演算増幅回路４１とピークホールド回路４２からなる検波部であり、この演算増幅回路には、例えば、図２の（イ）に示す、演算増幅器ｏｐを有する差動増幅回路を使用できる。図２の（ロ）は、演算増幅器ｏｐの一例を示し、オフセット調整端子４１１０を有する入力作動増幅段４１１と高利得増幅段４１２とＢ級プッシュプル出力段４１３等を有し、オフセット調整によりオフセットを零にしてある。
【００１５】
図２の（イ）及び（ロ）において、１０は演算増幅器ｏｐの出力端子を、２０は非反転入力端子を、３０は反転入力端子をそれぞれ示している。
図２の（イ）において、演算増幅器ｏｐの非反転入力端子２０を被変調波入力端２０’に接続し、出力端子１０に出力される被変調波出力の振幅中心をシフトさせるためのシフト用電圧Ｖ_ｉｎの入力端３０’を反転入力端子３０に接続し、被変調波入力の振幅中心値を所定の電位Ｖ_ａｍに設定するための回路Ｓを被変調波入力端２０’に付設してあり、被変調波入力の振幅中心が電位Ｖ_ａｍに設定されている。
図２の（イ）において、Ｚ_ｆ、Ｚ_ｇは次に述べる利得Ａ，Ａ’を設定するためのインピーダンスである。
図２の（イ）に示す差動増幅回路において、被変調波入力端２０’から演算増幅器ｏｐの出力端子１０をみた利得をＡとし、シフト用電圧印加端３０’から演算増幅器ｏｐの出力端子１０をみた利得をＡ’とし、シフト用電源印加端３０’の印加電圧値をＶ_ｉｎとすると、出力端子１０に出力される被変調波出力の仮想振幅（演算増幅器ｏｐの出力範囲は、電源電圧をＶ_ｃｃとするとほぼ０〜ほぼＶ_ｃｃであり、ほぼ零電位以下がカットされるが、カットされないと仮定したときの振幅波の振幅中心）の中心値Ｖ_０は、
【数３】
Ｖ_０＝ＡＶ_ａｍ＋Ａ’Ｖ_ｉｎ （１）
で与えられ、また、図３の（イ）に示すように被変調波入力Ａ_ｍの最小振幅値をＨ_ｍｉｎとすると、被変調波出力の仮想振幅の最小振幅値がＡＨ_ｍｉｎで与えられる。
而るに、実際は、演算増幅器ｏｐの出力範囲がほぼ０〜ほぼＶ_ｃｃであり、図３の（ロ）に示すように出力Ａ_ｍ’の零電位以下がカットされるから、前記被変調波出力の仮想振幅の中心値Ｖ_０を前記被変調波出力の仮想振幅の最小振幅値ＡＨ_ｍｉｎに対し、｜Ｖ_０
｜≦ＡＨ_ｍｉｎに、すなわち式（１）から
【数４】
｜Ｖ_ａｍ＋（Ａ’／Ａ）Ｖ_ｉｎ｜≦Ｈ_ｍｉｎ （２）
に設定すれば、被変調波出力の包絡線半波整流波を包絡線をカットすることなく、従って、図３の（ハ）に示すように歪の無い包絡線の半波整流波Ａ_０を出力させることができる。
【００１６】
このようにして、被変調波入力Ｖを演算増幅回路４１により半波整流したのちは、図１において、ＲＣ並列回路からなるピークホールド回路４２により半波整流波の包絡線出力を得て外部磁界を検波し、この包絡線出力を増幅部５で増幅して外部磁界信号Ｖｏｕｔを得る。
【００１７】
上記の実施形態では、差動増幅回路の演算増幅器の非反転入力端子側を被変調波入力端側にし、反転入力端子側をシフト用電圧印加端側にしているが、これらを逆にして差動増幅回路の演算増幅器の反転入力端子側を被変調波入力端側にし、非反転入力端子側をシフト用電圧印加端側にすることもできる。
【００１８】
上記において、図３の（ロ）に示すように、被変調波出力Ａ_ｍ’の振幅中心値ＡＶ_ａｍ＋Ａ’Ｖ_ｉｎを−ＡＨ_ｍｉｎに近づけるほど、出力波の電力を小にして消費電力を低減できるから、消費電力の低減上、
【数５】
−Ｈ_ｍｉｎ≦Ｖ_ａｍ＋（Ａ’／Ａ）Ｖ_ｉｎ＜０ （３）
とすることが望ましい。
【００１９】
搬送波をＩ_ｃ＝Ｅ_ｃcoswt、信号波Ｖ_ｓが単一波であってＶ_ｓ＝Ｅ_ｓcosptとすると、最小振幅は(Ｅ_ｃ−Ｅ_ｓ)で与えられ、変調度Ｅ_ｓ／Ｉ_ｃ＝ｍとすれば、最小振幅がＩ_ｃ(１−ｍ)で与えられる。
而るに、本発明の磁気検出回路によって検出しようとする外部磁界信号は多重波であり、変調度ｍが０〜１００％内の相当の帯域にまたがるが、その帯域の変調度が小さいほど前記の最小振幅Ｈ_ｍｉｎが大きくなるから、この場合、上記式（３）の要件を充足させて、消費電力の低減を図ることが望ましい。
【００２０】
図４は本発明において使用する差動増幅回路の一実施例を示し、シフト用電圧印加端３０’を抵抗Ｒ_ｇを経て演算増幅器の反転入力端子３０に接続し、演算増幅器の出力端子１０を反転入力端子３０に抵抗Ｒ_ｆを経て負帰還接続し、被変調波入力端２０’と演算増幅器の非反転入力端子２０との間をシフト用電圧印加端３０’に抵抗Ｒ_１を経て接続すると共に抵抗Ｒ_２を経て接地してある。図４において、Ｃ_１、Ｃ_２は直流分カット用コンデンサである。
而して、被変調波の振幅中心電位Ｖ_ａｍは
【数６】
Ｖ_ａｍ＝Ｖ_ｉｎ・Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２） （４）
で与えられ、被変調波入力端２０’から演算増幅器の出力端子１０をみた利得Ａは
【数７】
Ａ＝１＋（Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ） （５）
で与えられ、シフト用電圧印加端３０’から演算増幅器の出力端子１０をみた利得Ａ’は
【数８】
Ａ’＝−Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ （６）
で与えられる。
従って、上記の式（２）の条件は
【数９】
｜Ｖ_ｉｎ｛〔Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２）〕−〔Ｒ_ｆ／（Ｒ_ｆ＋Ｒ_ｇ）〕｝｜≦Ｈ_ｍｉｎ
（７）
で与えられ、上記の式（３）の条件は
【数１０】
−Ｈ_ｍｉｎ≦Ｖ_ｉｎ｛〔Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２）〕−〔Ｒ_ｆ／（Ｒ_ｆ＋Ｒ_ｇ）〕｝≦０
（８）
で与えられる。
【００２１】
上記において、Ｒ_１＝Ｒ_２、Ｒ_ｆ＝Ｒ_ｇとし、更に、図５に示すようにシフト用電圧Ｖ_ｉｎに演算増幅器の電源電圧Ｖ_ｃｃを使用する場合について説明すれば、次の通りである。
図５において、被変調波入力端２０’より入力された被変調波Ａ_ｍが、コンデンサＣ１による直流分のカットののち、Ｒ_１とＲ_２とにより分圧された＋Ｖ_ｃｃ／２を振幅中心とする被変調波に変換され、この変換被変調波が演算増幅器の非反転入力端子２に加えられる。而るに、この非反転入力端子２から演算増幅器の出力端子１０をみた利得が＋２であるから、出力の仮想振幅中心が＋Ｖ_ｃｃとなるが、＋Ｖ_ｃｃの印加端３０’が抵抗Ｒ_ｇを介して反転増幅端子３０に接続されており、Ｖ_ｃｃの印加端３０’から出力端子１０をみた回路の利得が−１であって、入力＋Ｖ_ｃｃが−Ｖ_ｃｃで出力されるから、出力の仮想振幅中心が零電圧となり、この仮想出力のうち、前記のマイナス電源端子の零電位を越えた負の振幅部分が出力されないから、結果的には、被変調波出力の半波整流波が図に示すように出力される。
【００２２】
上記検波部による被変調波の検波は、電源電流を被変調波で変化させ、その電流変化を取り出すことにほかならず、上記演算増幅回路を使用しての半波整流による検波では、振幅中心を零電圧にシフトさせ、その零電圧以下の振幅部分をカットしているから、電力消費量を少なくできる。
上記のように、シフト用電圧として演算増幅器の電源電圧を使用すれば、シフト用電圧電源を別途装備する必要がなく、磁界検出器の小型化に有利である。
【００２３】
上記演算増幅回路で出力できるその出力の振幅範囲は電源電圧＋Ｖ_ｃｃに対し、（＋Ｖ_ｃｃ−Δｖ）〜（０＋Δｖ）で表すことができ、＋Ｖ_ｃｃが５ボルトの場合、Δｖを１ボルト以下に抑えることのできるレールｔｏレールｏｐアンプを使用することが好ましい。
【００２４】
本発明において、演算増幅回路には、被変調波入力端とシフト用電圧印加端とを有する差動増幅回路であり、被変調波の振幅中心値Ｖ_ａｍとシフト用電圧Ｖ_ｉｎとの一次関数で与えられる出力の仮想振幅中心値を、利得の調整により前記の式（２）または（３）或いは（７）または（８）に設定可能なものであれば使用でき、減算増幅回路、加算増幅回路、加減算増幅回路の何れも使用可能である。
【００２５】
前記のピークホールド回路に代え、Ｒ−Ｃローパスフィルターを使用することもできる。これらのピークホールド回路やＲ−Ｃローパスフィルターのコンデンサを温度補償用コンデンサとして使用することにより、温度特性の変更が可能である。
【００２６】
上記高周波搬送波としては、連続正弦波、パルス波、三角波等の通常の高周波を使用でき、例えば、ハートレー発振回路、コルピッツ発振回路、コレクタ同調発振回路、ベース同調発振回路のような通常の発振回路の外、水晶発振器の矩形波出力を直流分カットコンデンサを経て積分回路で積分し、この積分出力の三角波を増幅回路で増幅する三角波発生器、後述するＣＭＯＳ−ＩＣを発振部として使用した三角波発生器を用いることができる。
また、消費電力の軽減のために正弦波、パルス波、三角波のバースト波を使用することも可能である。
【００２７】
図６は本発明に係る磁界検出回路の実施例を示している。
図６において、２は三角高周波電源であり、低電力のＣＭＯＳ−ＩＣを発振部とし、発振周波数の安定化のために水晶発振子又はセラミックス発信子Ｐを並設した矩形波発振回路２１と三角波形成用積分回路２２と増幅回路２３とから構成してある。１は磁気インピーダンス効果素子である。３は係数器である。４は検波回路であり、前記した演算増幅回路４１とピ−クホ−ルド回路４２とから構成してある。５１は出力信号増幅器、５２は０点調節器、５３は信号出力端である。
【００２８】
上記の実施例では、外部磁界検出素子として磁気インピーダンス効果素子を用いており、搬送波としての高周波励磁電流の周波数をＭＨｚオ−ダとしている。
しかし、これよりも低い周波数の搬送波の場合でも、前記した磁気インダクタンス効果により搬送波を外部磁界で振幅変調させることが可能であり、本発明は磁気インダクタンス効果素子を用いて実施することもできる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明に係る磁界検出回路では、磁気インピーダンス効果素子乃至は磁気インダクタンス効果素子に加わる外部磁界で高周波励磁電流を変調させた被変調波を演算増幅回路を用いて半波整流することにより検波しており、演算増幅器の高性能のために、外部磁界信号を温度依存性の出力ドリフトをカットして高精度で検出できる。
特に、請求項３によれば、演算増幅器出力を低減でき、消費電力を小さくできる。
特に、請求項４によれば、演算増幅器の電源をシフト用電圧源に併用でき、磁界検出器の小型化に有利である。
特に、請求項８によれば、比較的低い搬送波周波数でも、外部磁界の検出が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る磁界検出回路を示す説明図である。
【図２】 本発明において使用する演算増幅回路及び演算増幅器の一例を示す回路図である。
【図３】 本発明における被変調波の半波整流過程を示す図面である。
【図４】 本発明において使用する差動増幅回路の一例を示す回路図である。
【図５】 本発明において使用する差動増幅回路の別例を示す回路図である。
【図６】 本発明に係る磁界検出回路の一実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 磁気イスピーダンス効果素子
２ 高周波電源
４ 検波部
４１ 演算増幅回路
４２ ピークホールド回路
１０ 演算増幅器の出力端子
２０ 演算増幅器の非反転入力端子
３０ 演算増幅器の反転入力端子
２０’ 被変調波入力端
３０’ シフト用電圧印加端
Ｉ_ｃ 搬送波
Ｈ_ｅｘ 外部磁界信号
Ａ_ｍ 被変調波
Ｖ_ｉｎ シフト用電圧シフト用電位
Ｖ_ａｍ 入力被変調波の振幅中心値
ｏｐ 演算増幅器

Claims (7)

1. 磁界検出素子として磁気インピーダンス効果素子を用い、この磁界検出素子に高周波励磁電流を加え、該磁界検出素子に加わる外部磁界で前記高周波励磁電流を変調してなる被変調波を半波整流して外部磁界を検波する回路において、半波整流を行う片側電源の演算差動増幅回路を有し、演算差動増幅回路の両入力端子の一方の入力端子側を被変調波入力端側とし、他方の入力端子側をシフト用電圧印加端側とし、被変調波の振幅中心を電位Ｖ_ａｍに設定するための回路を付設してあり、シフト用電位をＶ_ｉｎとし、被変調波入力端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡとしシフト用電圧印加端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡ’（前記一方の入力端子の入力電圧Ｖａと前記他方の入力端子の入力電圧Ｖｂと出力電圧Ｖoutとの関係式Ｖout＝ＡＶa＋Ａ’ＶｂにおけるＡ，Ａ’に同じ）とし、被変調波の最小振幅値をＨ_ｍｉｎとすると、
   【数１】
   ｜Ｖ_ａｍ＋Ｖ_ｉｎ・Ａ’／Ａ｜≦Ｈ_ｍｉｎ
   の関係を満たすようにＶ _ａｍ 、Ｖ _ｉｎ 、Ａ’、Ａを設定することを特徴とする磁界検出回路。
2. 磁界検出素子として磁気インピーダンス効果素子を用い、この磁界検出素子に高周波励磁電流を加え、該磁界検出素子に加わる外部磁界で前記高周波励磁電流を変調してなる被変調波を半波整流して外部磁界を検波する回路において、半波整流を行う片側電源の演算差動増幅回路を有し、演算差動増幅回路の両入力端子の一方の入力端子側を被変調波入力端側とし、他方の入力端子側をシフト用電圧印加端側とし、被変調波の振幅中心を電位Ｖ_ａｍに設定するための回路を付設してあり、シフト用電位をＶ_ｉｎとし、被変調波入力端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡとしシフト用電圧印加端から演算増幅器の出力端をみた利得をＡ’（前記一方の入力端子の入力電圧Ｖａと前記他方の入力端子の入力電圧Ｖｂと出力電圧Ｖoutとの関係式Ｖout＝ＡＶa＋Ａ’ＶｂにおけるＡ，Ａ’に同じ）とし、被変調波の最小振幅値をＨ_ｍｉｎとすると、
   【数２】
   −Ｈ_ｍｉｎ≦Ｖ_ａｍ＋Ｖ_ｉｎ・Ａ’／Ａ＜０
   の関係を満たすようにＶ _ａｍ 、Ｖ _ｉｎ 、Ａ’、Ａを設定することを特徴とする磁界検出回路。
3. シフト用電圧印加端を抵抗Ｒ_ｇを経て演算増幅器の反転入力端子に接続し、演算増幅器の出力端子を反転入力端子に抵抗Ｒ_ｆを経て負帰還接続し、被変調波入力端と演算増幅器の非反転入力端子との間を抵抗Ｒ_１を経てシフト用電圧印加端に接続すると共に抵抗Ｒ_２を経て接地して、被変調波の振幅中心電位Ｖ_ａｍをＶ_ｉｎ・Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２）で与え、利得Ａを１＋（Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ）で与え、利得Ａ’を−（Ｒ_ｆ／Ｒ_ｇ）で与えたことを特徴とする請求項１または２記載の磁界検出回路。
4. Ｒ_１＝Ｒ_２，Ｒ_ｆ＝Ｒ_ｇとしてＶ_ａｍ＝Ｖ_ｉｎ／２、Ａを２、Ａ’を−１とすると共にシフト用電圧Ｖ_ｉｎに演算増幅器の電源電圧Ｖ_ｃｃを用いたことを特徴とする請求項３記載の磁界検出回路。
5. 演算差動増幅回路が減算増幅回路、加算増幅回路または加減算増幅回路の何れかである請求項１〜４何れか記載の磁界検出回路。
6. 磁界検出素子として、磁気インピーダンス効果素子に代え磁気インダクタンス効果素子を用いた請求項１〜５何れか記載の磁界検出回路。
7. 高周波励磁電流として、三角波、正弦波、パルス波あるいはこれらのバースト波の何れかを使用する請求項１〜６何れか記載の磁界検出回路。

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