JP4653224B2 - 極座標変調方式による送信回路及びそれを用いた通信機器 - Google Patents

Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路に関し、より特定的には、送信信号帯域の群遅延及び減衰量の周波数特性を緩和し、かつ高周波帯域までダイナミックレンジを広げる送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。

従来の携帯電話機の送信回路として、例えば、図９に示したような直交変調方式による送信回路が用いられている。図９は、従来の直交変調方式による送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図９を参照して、従来の直交変調方式による送信回路は、Ｄ／Ａ変換器１０１、１０４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２、１０５、ミキサ１０３、１０６、局所発振器１０７、移相器１０８、加算器１０９、ＲＦフィルタ１１０、減衰器１１１、電力増幅器１１２、及びアイソレータ１１３を備える。

ベースバンド回路（図示せず）から入力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１０１、１０４及びローパスフィルタ１０２、１０５を介して、ミキサ１０３、１０６に入力される。ミキサ１０３、１０６に入力された信号は、局所発振器１０７と移相器１０８とで構成される位相分周回路で分周された信号でミキシングされた後、加算器１０９で直交変調される。加算器１０９からの出力信号は、不要高調波を抑圧するためのＲＦフィルタ１１０を通過し、減衰器１１１を介して電力増幅器１１２で増幅され、電力増幅器１１２の負荷変動を抑圧するためのアイソレータ１１３を介してアンテナ共用器（図示せず）に出力される。

ところで、世界では様々な通信方式が普及してきており、一台で複数の通信方式に対応できるマルチモードの無線通信端末が求められている。しかし、従来の技術の延長でマルチモード無線通信端末を作製すると、特に無線部の部品の個数が増えてサイズが大きくなる上、コストが増大してしまう。そのため、マルチモード無線通信端末の実現においては、部品の共有化が重要な課題となる。

携帯電話の規格の一つであるＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）をベースとして、通信速度の高速化を図ったＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ ＧＳＭ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）方式では、無線送信部における変調方式として、従来の変調方式であるＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調の送信回路構成と親和性が高い極座標変調（ポーラ変調）方式が採用されることが多い。このため、ＧＳＭ方式及びＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）方式に対応したマルチモード無線通信端末において、極座標変調方式を採用すれば、プラットフォーム一元化によるシステムの簡素化を図ることができる。

このような背景の下、極座標変調方式による送信回路が提案されている。図１０は、従来の極座標変調方式による送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図１０において、ベースバンド回路（図示せず）から供給されるＩ、Ｑ信号は、コーデック（ＣＯＤＥＣ）１１４を介して振幅信号と位相信号とに分離される。振幅信号は、振幅変調器１１５で振幅変調され、Ｄ／Ａ変換器１１６及び減衰器１１７を介して、電圧制御回路１１８に入力される。電圧制御回路１１８は、振幅信号の大きさに応じて予め設定された信号を電力増幅器１１９に出力する。一方、位相信号は、位相変調器１２０に入力される。位相変調器１２０は、入力された位相信号を位相変調し、位相変調信号を出力する。電力増幅器１１９は、位相変調器１２０から出力された位相変調信号を電圧制御回路１１８から出力された信号で振幅変調し、振幅変調された信号をアンテナ共用器（図示せず）に出力する。

このように、極座標変調方式による送信回路は、図９で説明した直交変調方式による送信回路と比較して、アナログ直交変調器が不要のためＲＦフィルタ１１０が不要になる。また、電力増幅器１１９に線形性が求められないので消費電力を小さくでき、さらに負荷変動の影響が緩和されるのでアイソレータ１１３が不要になる。

極座標変調方式による送信回路には、上述したような利点があるが、振幅信号と位相信号とが分離されているため、振幅信号と位相信号との群遅延が異なると、電力増幅器１１９で振幅信号と位相信号とを合成しても、十分な性能が発揮されないという課題があった。

ところで、高周波信号に含まれる群遅延を低減する回路としては、例えば、特許文献１に開示されている群遅延補償回路がある。図１１は、特許文献１に開示されている従来の群遅延補償回路１２２の構成の一例を示すブロック図である。図１１を参照して、従来の群遅延補償回路１２２は、固定遅延器１２３と、可変位相器１２４と、可変減衰器１２５と、周波数変位検出器１２６と、信号変換器１２７とを備える。固定遅延器１２３は、アナログフィルタ１２１を通過した高周波信号を一定時間遅延させて出力する。周波数変移検出器１２６は、アナログフィルタ１２１を通過した高周波信号の中心周波数からの変移量を検出する。信号変換器１２７は、周波数変移検出器１２６が検出した変移量に基づいて、可変位相器１２４の遅延量を制御する制御信号、及び可変減衰器１２５の振幅レベルを制御する制御信号を生成する。可変位相器１２４は、制御信号によって固定遅延器１２３の出力信号の位相を制御する。可変減衰器１２５は、制御信号によって可変位相器１２４の出力信号の振幅を制御する。

このように、従来の群遅延補償回路１２２は、信号変換器１２７が、周波数変移検出器１２６が検出した変移量に基づいて、伝送信号帯域の遅延時間が平坦化するように可変位相器１２４の位相量を制御している。すなわち、低域側カットオフ周波数付近の遅延時間と、中心周波数付近の遅延時間と、高域側カットオフ周波数付近の遅延時間とを、可変位相器１２４の位相量を制御することで一致させている。こうしてアナログフィルタ１２１を通過した高周波信号は、全体的な遅延量は増加するが、群遅延補償回路１２２で群遅延偏差の平坦化された信号として出力される。

ここで、従来の可変減衰器１２５の構成の一例として、抵抗素子を用いた４ビット可変減衰器１３０の構成を示す。図１２は、従来の４ビット可変減衰器１３０の構成の一例を示す図である。図１２を参照して、４ビット可変減衰器１３０は、入力端子１３１、出力端子１３２、スイッチ素子１３３〜１３６、２Ｒ抵抗素子１３７〜１４１、及びＲ抵抗素子１４２〜１４４で構成される。

２Ｒ抵抗素子１３７〜１４１は、Ｒ抵抗素子１４２〜１４４の２倍の抵抗値を有している。したがって、２Ｒ抵抗素子は、Ｒ抵抗素子を２個直列に接続した構成であってもよい。また、スイッチ素子１３３〜１３６の制御端子Ｄ１〜Ｄ４は、ＴＬＬ回路（図示せず）と接続されており、ＴＬＬ回路から出力される制御信号（２値データ）に基づいてＯＮ−ＯＦＦ動作を行う。

具体的には、図１２に示したような梯子型回路による４ビット可変減衰器１３０の接続構成は以下のようになる。すなわち、４ビット可変減衰器１３０は、スイッチ素子１３３と２Ｒ抵抗素子１３８、スイッチ素子１３４と２Ｒ抵抗素子１３９、スイッチ素子１３５と２Ｒ抵抗素子１４０、スイッチ素子１３６と２Ｒ抵抗素子１４１とをそれぞれ直列に接続し、スイッチ素子１３３〜１３６をそれぞれ入力端子１３１と接続し、２Ｒ抵抗素子１３８の出力の一方を２Ｒ抵抗素子１３７を介して接地し、２Ｒ抵抗素子１３８の出力の他方をＲ抵抗素子１４２を介して２Ｒ抵抗素子１３９と接続する。また、２Ｒ抵抗素子１３９をＲ抵抗素子１４３を介して２Ｒ抵抗素子１４０と接続し、２Ｒ抵抗素子１４０をＲ抵抗素子１４４を介して２Ｒ抵抗素子１４０と接続し、２Ｒ抵抗素子１４１とＲ抵抗素子１４４の接続点と出力端子１３２とを接続する。

図１２に示される梯子型回路で構成された４ビット可変減衰器１３０の減衰量の設定は、（式１）で表される。
減衰量ｄＢ＝２０ｌｏｇ(制御信号／２⁴) … （式１）
ここで、０≦制御信号≦２⁴−１

ここで、制御信号＝３ならば、その２進数は「００１１」であり、各位の「０」あるいは「１」の値は、Ｄ４、Ｄ３、Ｄ２、Ｄ１の状態を表している。すなわち、「０」の時はスイッチ素子の制御を接地し、「１」の時はスイッチ素子の制御を４ビット可変減衰器１３０の入力端子１３１側とする。このように、４ビット可変減衰器１３０は、４個のスイッチ素子１３３〜１３６のＯＮ−ＯＦＦを切替えることで、「００００」の設定から「１１１１」の設定までの１６段階の減衰量で整形した信号を出力端子１３２から出力することができる。
特開２００１−５３６３１号公報

しかしながら、図１２に示した従来の４ビット可変減衰器１３０の構成では、スイッチ素子１３３〜１３６を例えばＭＯＳトランジスタで構成した場合、ＭＯＳトランジスタのＯＮ時の抵抗が、２Ｒ抵抗素子１３７〜１４１、及びＲ抵抗素子１４２〜１４４の抵抗値より十分に小さくないと出力信号を歪めてしまうという課題を有していた。

また、２Ｒ抵抗素子１３７〜１４１、及びＲ抵抗素子１４２〜１４４には周波数特性はないが、スイッチ素子１３３〜１３６を例えばＭＯＳトランジスタで構成した場合、ＭＯＳトランジスタの寄生容量の影響を受け、周波数特性が劣化してしまうという課題を有していた。

ここで、図１３を用いて、従来の可変減衰器におけるスイッチ素子の寄生容量の影響を説明する。図１３は、従来の８ビット可変減衰器の動作シミュレーション結果を示す図である。ここでは、８ビット可変減衰器は図示しないが、図１２に示した４ビット可変減衰器１３０の構成に基づき、スイッチ素子を１０個、２Ｒ抵抗素子を１１個、Ｒ抵抗素子を９個用いて構成することができる。すなわち、８ビット可変減衰器は、送信電力制御信号により２５６段階の減衰量のコントロールが可能である。

図１３の（ａ）は位相特性、（ｂ）はゲイン特性、（ｃ）群遅延特性を表している。スイッチ素子の寄生容量の影響により、送信電力制御信号＝１の場合には群遅延偏差は最大−２．４ｎｓｅｃ、送信電力制御信号＝３の場合には群遅延偏差は最大１．４ｎｓｅｃ、送信電力制御信号＝２５５の場合には群遅延偏差は最大０．３ｎｓｅｃ発生していることが分かる。

このように、送信電力制御信号の増加、すなわち、抵抗素子の数の増加に伴いスイッチ素子の寄生容量の影響が顕著になっている。また、ゲイン特性については、送信電力制御信号の増加、すなわち、抵抗素子の数の増加に伴いフラットなゲイン特性が高周波領域まで維持できなくなっている。

それ故に本発明の目的は、このような従来の課題を解決するものであり、送信信号帯域の群遅延及び減衰量の周波数特性を緩和し、かつ、高周波帯域までダイナミックレンジを広げた送信回路及びそれを用いた通信機器を提供することである。

本発明は、極座標方式による送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、送信回路の送信電力を制御する送信電力制御信号を生成する送信電力制御部と、振幅信号の大きさを送信電力制御信号に応じた減衰量で減衰させる減衰器と、減衰器を介して入力された振幅信号に応じて制御された電圧制御信号を出力する電圧制御回路と、位相信号に位相変調を施して位相変調信号として出力する位相変調器と、位相変調信号を電圧制御回路から出力された電圧制御信号に応じて増幅することによって、位相変調信号を振幅変調して、送信信号として出力する電力増幅器とを備える。減衰器は、複数の抵抗素子と、複数の抵抗素子と入力端子との接続を送信電力制御信号の値に応じて切替える複数のスイッチ素子と、複数の抵抗素子のそれぞれに並列に接続された可変容量素子と、送信電力制御信号に基づいて可変容量素子の容量値を制御する容量値制御部とを備える。

好ましくは、減衰器は、振幅信号が送信電力制御信号に応じた制限値よりも大きい場合に、制限値以下となるように、振幅信号の波形を整形する。

減衰器は、送信電力制御信号の値に応じて、複数のスイッチ素子のＯＮ−ＯＦＦを切替えることで、振幅信号を減衰させる減衰量を段階的に制御する。

また、減衰器は、容量値制御部の特性周波数を調整する特性周波数調整部をさらに備えてもよい。この場合、特性周波数調整部は、基準周波数信号を発生させる基準周波数信号発生器と、基準周波数信号を通過させる帯域通過フィルタと、帯域通過フィルタを通過した基準周波数信号と、基準周波数信号発生器が発生させた基準周波数信号との位相を比較する位相比較器とを備える。帯域通過フィルタ及び容量値制御部の特性周波数は、位相比較器の比較結果に応じて調整される。

好ましくは、帯域通過フィルタは、減衰器を構成する抵抗素子及び可変容量素子と等価な特性を備えた抵抗素子及び可変容量素子によって構成される。

また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。

本発明の送信回路によれば、減衰器が備える可変容量素子の容量値を、送信電力制御信号に応じて変化させることで、ゲイン特性、群遅延特性の改善を図ることが可能となる。これによって、本発明の送信回路は、送信信号帯域の群遅延及び減衰量の周波数特性を緩和し、かつ、高周波帯域までダイナミックレンジを広げることができる。

また、本発明の通信機器によれば、上述した送信回路を用いることで、広いダイナミックレンジまで出力信号の精度を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における極座標変調（ポーラ変調）方式の送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路は、電力増幅器３、位相変調器４、コーデック（ＣＯＤＥＣ）５、Ｄ／Ａ変換器６、減衰器７、電圧制御回路８、及び送信電力制御部９を備える。コーデック（ＣＯＤＥＣ）５には、ベースバンド回路（図示せず）から、ＩＱコンスタレーションに基づいて極座標データに変換されたデジタルベースバンド信号が入力される。コーデック５は、入力されたＩＱベクトルをコーデックアルゴリズムを用いてＲθベクトルに変換する。ここで、ＲはＩＱベクトルの大きさ、すなわち、振幅信号を表し、θはＩＱベクトルの角度、すなわち、位相信号を表す。位相信号θは、位相変調器４へ入力される。位相変調器４は、入力された位相信号θにＰＬＬ（図示せず）を用いて位相変調（周波数変調）を施し、所望の周波数特性を有する位相変調信号として出力する。

一方、振幅信号Ｒは、Ｄ／Ａ変換器６を介して、減衰器７に入力される。送信電力制御部９は、基地局からの情報に基づいて、送信回路の送信電力を制御する送信電力制御信号を生成する。送信電力制御信号は、減衰器７に入力される。減衰器７は、Ｄ／Ａ変換器６を介して入力された振幅信号を送信電力制御信号に応じた減衰量で減衰させる。なお、減衰器７としては、Ｒ−２Ｒ型、π型、Ｔ型等の抵抗型減衰器を用いることができる。減衰器７の出力信号は、電圧制御回路８に入力される。

電圧制御回路８は、減衰器７を介して入力された振幅信号に応じて制御された信号を電圧制御信号として電力増幅器３に出力する。電圧制御回路８には、電力増幅器３の電源を駆動するために、低い出力インピーダンスが要求される。なお、電圧制御回路８は、スイッチングレギュレータやシリーズレギュレータなどから構成される。電力増幅器３は、位相変調器４から出力された位相変調信号を、電圧制御回路８から出力された電圧制御信号に応じて増幅することによって、位相変調信号を振幅変調して、送信信号として出力する。送信信号は、アンテナ共用器２を介してアンテナ１から外部に出力される。ここで、アンテナ共用器２は、送信回路の信号と、受信系ブロック（図示せず）の信号とのアイソレーションを取りつつ、それぞれの信号をアンテナ１へ出力する。

上述したように、減衰器７は、Ｄ／Ａ変換器６を介して入力された振幅信号を送信電力制御信号に応じた減衰量で減衰させる。すなわち、減衰器７は、振幅信号が送信電力制御信号に応じた制限値よりも大きい場合に、制限値以下となるように、振幅信号の波形を整形している。第１の実施形態に係る減衰器７としては、例えば、図２に示すような可変減衰器７ａを用いることができる。図２は、本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの構成の一例を示す図である。ただし、この例では、可変減衰器７ａは、８ビット可変減衰器である。

図２を参照して、可変減衰器７ａは、入力端子１０、出力端子１１、８個のスイッチ素子１２〜１９、９個の２Ｒ抵抗素子２０〜２８、７個のＲ抵抗素子２９〜３５、８個の可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８、８個の可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８、及び容量値制御部３６で構成される。ここで、２Ｒ抵抗素子２０〜２８は、Ｒ抵抗素子２９〜３５の２倍の抵抗値を有している。また、スイッチ素子１２〜１９は、それぞれ制御端子Ｄ１〜Ｄ８を有している。制御端子Ｄ１〜Ｄ８は、送信電力制御部９と接続されており、送信電力制御部９から出力される送信電力制御信号に基づいて、スイッチ素子１２〜１９のＯＮ−ＯＦＦ動作を行う。

具体的には、図２に示したような梯子型回路による可変減衰器７ａの接続構成は以下のようになる。すなわち、可変減衰器７ａは、スイッチ素子１２と２Ｒ抵抗素子２１、スイッチ素子１３と２Ｒ抵抗素子２２、スイッチ素子１４と２Ｒ抵抗素子２３、・・・、スイッチ素子１９と２Ｒ抵抗素子２８とをそれぞれ直列に接続し、スイッチ素子１２〜１９をそれぞれ入力端子１０に接続し、２Ｒ抵抗素子２１の出力の一方を２Ｒ抵抗素子２０を介して接地し、２Ｒ抵抗素子２１の出力の他方をＲ抵抗素子２９を介して２Ｒ抵抗素子２２と接続する。また、２Ｒ抵抗素子２２をＲ抵抗素子３０を介して２Ｒ抵抗素子２３と接続し、・・・、２Ｒ抵抗素子２７をＲ抵抗素子３５を介して２Ｒ抵抗素子２８０と接続し、２Ｒ抵抗素子２８とＲ抵抗素子３５の接続点と出力端子１１とを接続する。

また、８個の２Ｒ抵抗素子２１〜２８には、それぞれ可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８が並列に接続され、１個の２Ｒ抵抗素子２０には可変容量素子ＣＳ１が並列に接続され、７個のＲ抵抗素子２９〜３５には、それぞれ可変容量素子ＣＳ２〜ＣＳ８が並列に接続されている。ここで、可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８、ＣＳ１〜ＣＳ８は、容量値制御部３６と接続されている。容量値制御部３６は、送信電力制御信号に応じて可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８、ＣＳ１〜ＣＳ８の容量値を離散的あるいは連続的に変化させる。

また、８個のスイッチ素子１２〜１９には、それぞれ制御端子Ｄ１〜Ｄ８が備えられている。可変減衰器７ａにおいて、送信電力制御信号がＰＬＬ回路（図示せず）に入力されると、ＰＬＬ回路から制御端子Ｄ１〜Ｄ８に送信電力制御信号に応じて０または１の２値データが送られる。８個のスイッチ素子８〜１５は、この２値データに基づきＯＮ−ＯＦＦ動作を行う。また、９個の２Ｒ抵抗素子２０〜２８は、７個のＲ抵抗素子２９〜３５の２倍の抵抗値を有している。

すなわち、本実施形態の可変減衰器７ａは、図１２に示したような従来のスイッチ素子と抵抗素子を用いた可変減衰器１３０と比較すると、各抵抗素子と並列に可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８、ＣＳ１〜ＣＳ８が接続されている点で異なっている。

図２で示される梯子型回路で構成された可変減衰器７ａの減衰量の設定は、（式２）で表される。
減衰量ｄＢ＝２０ｌｏｇ(送信電力制御信号／２⁸) … （式２）
ここで、０≦送信電力制御信号≦２⁸−１

図３〜図５に、図２に示した本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの動作シミュレーション結果を示す。ここで、図３は送信電力制御信号＝１の場合、図４は送信電力制御信号＝３の場合、図５は送信電力制御信号＝２５５の場合のシミュレーション結果を示している。また、図３〜図５において、（ａ）は位相特性、（ｂ）はゲイン特性、（ｃ）は群遅延特性を示している。

図３では、可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８を４００ｆＦに設定した場合に、図４では、可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８を５００ｆＦに設定した場合に、図５では、可変容量素子ＣＰ１〜ＣＰ８を１２．５ｐＦに設定した場合に、図１３に示した従来の可変減衰器では、最大−２．４ｎｓｅｃ／１．４ｎｓｅｃ／０．３ｎｓｅｃ程度あった群遅延偏差が、±１００ｐｓｅｃ以下に抑制されている。さらに、群遅延の絶対値も、ほぼ０ｎｓｅｃとなっている。また、ゲイン特性も従来と比べて高い周波数領域までフラットな特性となり、使用できる周波数帯域が、高い周波数領域まで伸びている。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路によれば、減衰器７が備える可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８、ＣＰ１〜ＣＰ８の容量値を、送信電力制御信号に応じて変化させることで、ゲイン特性、群遅延特性の改善を図ることが可能となる。これによって、送信回路は、送信信号帯域の群遅延及び減衰量の周波数特性を緩和し、かつ、高周波帯域までダイナミックレンジを広げることができる。

なお、本実施形態では、可変減衰器７ａを８ビット可変減衰器として説明したが、送信回路の用途に応じて、可変減衰器７ａのビット数を適時変更することが可能である。また、本実施形態では、抵抗型減衰器としてＲ２Ｒ型を用いたが、π型、Ｔ型等の抵抗減衰器でも、抵抗素子と並列に可変容量素子を接続し、その容量値を送信電力制御信号に応じて制御することで、同様の効果を得ることができる。また、本実施形態では、抵抗素子と並列に可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８、ＣＰ１〜ＣＰ８を接続したが、これらの可変容量素子の一部を固定の容量値を有する容量素子とすることも可能である。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る送信回路は、減衰器７の構成のみが第１の実施形態と異なる。第２の実施形態に係る減衰器７としては、例えば、図６に示すような可変減衰器７ｂを用いることができる。図６は、本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器７ｂの構成の一例を示す図である。ただし、この例では、可変減衰器７ｂは、８ビット可変減衰器である。図６において、本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器７ｂは、第１の実施形態に係る可変減衰器７ａと比較して、特性周波数調整部３７を備えている点が異なる。本実施形態において、第１の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を用い説明を省略する。

第１の実施形態に係る可変減衰器７ａは、可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８、ＣＰ１〜ＣＰ８の容量値を、容量値制御部３６の制御に応じて変化させることでゲイン特性や群遅延特性の改善を図っていた。しかしながら、このような可変減衰器７ａを実際の半導体集積回路に実装する場合には、抵抗素子、容量素子、ならびに、スイッチ素子の寄生容量のばらつきが大きいため、十分な特性改善の効果が得られない可能性があった。

そのため、本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器７ｂは、図７に示すような構成の特性周波数調整部３７を備えている。図７は、本発明の第２の実施形態に係る特性周波数調整部３７の構成の一例を示すブロック図である。図７において、特性周波数調整部３７は、基準周波数信号発生器４０、帯域通過フィルタ４１、及び位相比較回路４２を備える。基準周波数信号発生器４０は、特定の周波数を有する信号である基準周波数信号Ｓｒを発生させる。基準周波数信号Ｓｒは、帯域通過フィルタ４１の入力端子４３、及び位相比較回路４２に入力される。

帯域通過フィルタ４１は、可変減衰器７ｂを構成する抵抗素子及び容量素子と等価な電源電圧変動係数、温度係数、及び製造ばらつき度などの特性を備えた抵抗素子及び可変容量素子によって構成されている。帯域通過フィルタ４１を通過した信号Ｓｂは、位相比較回路４２に入力される。位相比較回路４２は、基準周波数信号Ｓｒと、帯域通過フィルタ４１を通過した基準周波数信号Ｓｂとの位相を比較し、その比較結果を出力信号Ｓｃとして帯域通過フィルタ４１の制御端子４４に供給する。また、位相比較回路４２は、出力信号Ｓｃを特性周波数調整部３７の出力を調整する調整用信号として、制御端子４５から容量値制御部３６に供給する。これによって、特性周波数調整部３７は、可変減衰器７ｂの特性周波数を調整する。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路によれば、可変減衰器７ｂが特性周波数調整部３７を備えることで、上記のように位相比較回路４２の出力信号Ｓｃにより帯域通過フィルタ４１の特性周波数が制御され、かつ位相比較回路４２の出力信号Ｓｃにより容量値制御部３６の特性周波数が調整されることによって、可変減衰器７ｂの特性周波数も基準周波数ｆｒに連動することになり、可変減衰器７ｂの特性周波数を調整することができる。

なお、本実施形態では、特性周波数調整部３７が、帯域通過フィルタ４１を備えるとしたが、帯域通過フィルタ４１の代わりに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）あるいはハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を備えてもよい。また、本実施形態では、可変減衰器７ｂを８ビット可変減衰器として説明したが、送信回路の用途に応じて、可変減衰器７ｂのビット数を適時変更することが可能である。また、本実施形態では、抵抗型減衰器としてＲ２Ｒ型を用いたが、π型、Ｔ型等の抵抗減衰器でも、抵抗素子と並列に可変容量素子を接続し、その容量値を送信電力制御信号に応じて制御することで、同様の効果を得ることができる。また、本実施形態では、抵抗素子と並列に可変容量素子ＣＳ１〜ＣＳ８、ＣＰ１〜ＣＰ８を接続したが、これらの可変容量素子の一部を固定の容量値を有する容量素子とすることも可能である。

（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図である。図８を参照して、本発明の第３の実施形態に係る通信機器は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用器２、及びアンテナ１を備える。送信回路２１０は、上述した第１〜２のいずれかに記載の送信回路である。アンテナ共用器２は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ１に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用器２は、アンテナ１から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用器２を介してアンテナ１から空間に放出される。受信信号は、アンテナ１で受信され、アンテナ共用器２を介して受信回路２２０で受信される。第３の実施形態に係る通信機器は、第１〜２の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路からアンテナまでの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。

本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮなどの通信機器等に適用することができる。

本発明の第１の実施形態における極座標変調方式の送信回路の構成の一例を示すブロック図 本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの構成の一例を示す図 本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの動作シミュレーション結果を示す図（ただし、送信電力制御信号＝１） 本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの動作シミュレーション結果を示す図（ただし、送信電力制御信号＝３） 本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器７ａの動作シミュレーション結果（ただし、送信電力制御信号＝２５５） 本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器７ｂの構成の一例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る特性周波数調整部３７の構成の一例を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図 従来の直交変調方式による送信回路の構成の一例を示すブロック図 従来の極座標変調方式による送信回路の一例を示すブロック図 従来の群遅延補償回路１２２の構成の一例を示すブロック図 従来の４ビット可変減衰器１３０の構成の一例を示す図 従来の８ビット可変減衰器の動作シミュレーション結果を示す図

符号の説明

１ アンテナ
２ アンテナ共用器
３ 電力増幅器
４ 位相変調器
５ ＣＯＤＥＣ
６ Ｄ／Ａ変換器
７、７ａ、７ｂ 減衰器
８ 電圧制御回路
９ 送信電力制御部
１０ 入力端子
１１ 出力端子
１２〜１９、１３３〜１３６ スイッチ素子
２０〜２８、１３８〜１４１ ２Ｒ抵抗素子
２９〜３５、１４２〜１４４ Ｒ抵抗素子
ＣＰ１〜ＣＰ８、ＣＳ１〜ＣＳ３ 容量素子
３６ 容量値制御部
３７ 特性周波数調整部
４０ 基準周波数信号発生器
４１ 帯域通過フィルタ
４２ 位相比較回路
２００ 通信機器
２１０ 送信回路
２２０ 受信回路

Claims (7)

1. 極座標変調方式による送信回路であって、
   送信回路の送信電力を制御する送信電力制御信号を生成する送信電力制御部と、
   振幅信号の大きさを前記送信電力制御信号に応じた減衰量で減衰させる減衰器と、
   前記減衰器を介して入力された振幅信号に応じて制御された電圧制御信号を出力する電圧制御回路と、
   位相信号に位相変調を施して位相変調信号として出力する位相変調器と、
   前記位相変調信号を前記電圧制御回路から出力された電圧制御信号に応じて増幅することによって、前記位相変調信号を振幅変調して、送信信号として出力する電力増幅器とを備え、
   前記減衰器は、複数の抵抗素子と、前記複数の抵抗素子と入力端子との接続を前記送信電力制御信号の値に応じて切替える複数のスイッチ素子と、前記複数の抵抗素子のそれぞれに並列に接続された可変容量素子と、前記送信電力制御信号に基づいて前記可変容量素子の容量値を制御する容量値制御部とを備えることを特徴とする、送信回路。
2. 前記減衰器は、前記振幅信号が前記送信電力制御信号に応じた制限値よりも大きい場合に、前記制限値以下となるように、前記振幅信号の波形を整形することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
3. 前記減衰器は、前記送信電力制御信号の値に応じて、前記複数のスイッチ素子のＯＮ−ＯＦＦを切替えることで、前記振幅信号を減衰させる減衰量を段階的に制御することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
4. 前記減衰器は、前記容量値制御部の特性周波数を調整する特性周波数調整部をさらに備え、
   前記特性周波数調整部は、
   基準周波数信号を発生させる基準周波数信号発生器と、
   前記基準周波数信号を通過させる帯域通過フィルタと、
   前記帯域通過フィルタを通過した基準周波数信号と、前記基準周波数信号発生器が発生させた基準周波数信号との位相を比較する位相比較器とを備え、
   前記帯域通過フィルタ及び前記容量値制御部の特性周波数は、前記位相比較器の比較結果に応じて調整されることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
5. 前記帯域通過フィルタは、前記減衰器を構成する抵抗素子及び可変容量素子と等価な特性を備えた抵抗素子及び可変容量素子によって構成されることを特徴とする、請求項４に記載の送信回路。
6. 通信機器であって、
   送信信号を生成する送信回路と、
   前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
   前記送信回路は、請求項１に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
7. 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
   前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項６に記載の通信機器。

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