JP4652777B2

JP4652777B2 - チョッパ電源装置

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Publication number: JP4652777B2
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Inventors: 明哉佐藤; 康裕中田
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Description

本発明は、自励式非連続モードで動作するチョッパ電源装置に関する。

従来から、自励式非連続モードで動作するチョッパ電源としては、チョークコイルに帰還巻線を設けて自励発振させるタイプのものと、チョークコイルに帰還巻線を設けないタイプのものとが知られている。出力容量が小さい場合には、後者のチョークコイルに帰還巻線を設けないタイプのチョッパ電源の方が、前者に比して、チョークコイルの構造が簡単であり、安価に構成することが可能である。チョークコイルに帰還巻線を設けないタイプのチョッパ電源としては、特許文献１や特許文献２に記載のものが知られている。

特許文献１及び２に開示のチョッパ電源に対して、特許文献３によれば、安価なＩＣ化されたコンパレータやオペアンプを使用して少ない部品点数で構成することが可能で、過負荷時の保護機能や出力短絡時の保護機能を数点の安価な部品を追加するのみで、チョッパ電源を実現している。

特許第２８３５２９９号公報特許第３１４４５２１号公報特開２００３−２８４３２７号公報

特許文献３に開示のチョッパ電源において、高出力化を行おうとする場合には、チョークコイルのインダクタンスを下げ、過負荷保護手段の検出電流を上げる方法が考えられるが、このようにした場合には、ドレイン電流が増加するため、チョッパ素子の定格を上げる必要がある。また、過電流検出に用いられたチョッパ素子の応答性や検出抵抗のばらつきや周囲温度に起因して、チョークコイルが磁気飽和してしまう可能性があるので、このインダクタンスを低減するのが困難であり、高出力化には限界があった。

チョークコイルとして、開路型のコアを用いたドラムチョークコイルを使用した場合には、コアで発生した磁束が全て外部に洩れてしまい、電磁誘導により周辺回路の誤動作を引き起こす可能性があるので、周辺回路をコイルから距離を持たせて配置させる必要があり、かえって回路の小型化が制約されることになる。

トロイダルコイルを使用すれば、コアの洩れ磁束を低減することが可能で、回路の小型化に対する制約は少なくなるが、ドラムチョークコイルを使用した場合と比較して、価格が上昇する、という新たな問題点が生じることになる。

そこで、本発明は、上記のような問題点を解決し、高出力化を実現すると共に、インダクタ小型化による低コスト化、省スペース化を実現したチョッパ電源装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、直流電圧が入力されるチョッパ素子と、前記チョッパ素子に接続されたインダクタと、前記インダクタから負荷に出力される出力電圧と基準電圧とを比較して、比較結果に応じて所定周期のパルス信号に同期して前記チョッパ素子のオンオフを制御するオンオフ制御手段と、前記チョッパ素子のオン期間において前記直流電圧に応じた電流によって前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記チョッパ素子のオフ期間において前記出力電圧として前記負荷に出力するために放出する回生手段と、前記基準電圧を、前記出力電圧と前記出力電圧よりも低い電圧とに切り換える基準電圧切換手段であって、前記チョッパ素子のオン期間において、前記基準電圧を前記出力電圧に切り換えるための第１切換手段と、前記チョッパ素子のオフ期間において前記基準電圧を前記出力電圧よりも低い電圧に切り換えるための第２切換手段とを有する基準電圧切換手段と、を備え、前記オフ期間において、前記基準電圧設定手段の前記第２切換手段および前記回生手段の夫々の電圧降下によって前記基準電圧が前記出力電圧よりも低い電圧に切り換えられることを特徴とする。

請求項１の発明において、前記基準電圧切換手段の前記第１切換手段は、ツェナーダイオードであり、前記第２切換手段は、ダイオードであり、前記回生手段は、回生ダイオードであり、前記インダクタは、チョークコイルであることを特徴とする。

請求項１または２の発明において、オンオフ制御手段は、前記負荷に対応する機器の動作が待機状態にある場合、または、前記機器が消費電力を低減する状態にある場合に、前記パルス信号の生成を停止することを特徴とする。

請求項１または２の発明において、オンオフ制御手段は、前記負荷に対応する機器が待機状態にある場合、または、前記機器が消費電力を低減する状態にある場合に、前記パルス信号の周波数を予め定めた周波数まで低下させることを特徴とする。

請求項１の発明において、前記負荷の短絡時において前記負荷の短絡を保護する短絡保護手段を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、上記のように構成したので、高出力化を実現することができ、インダクタ小型化による低コスト化、省スペース化を実現することができる。

また、本発明によれば、チョッパ素子をオフ状態にするタイミングをパルス信号により規定するようにしたので、応答ばらつきを軽減することができる。

さらに、本発明によれば、チョッパ素子の最大オン期間及びオフタイミングをパルス信号によって精度良く規定するようにしたので、チョークコイルに流れる電流のピーク値も精度良く規定することができる。

さらにまた、本発明によれば、電流のピーク値が規定するようにしたので、チョークコイルのインダクタンス値を磁気飽和の発生しないインダクタンス値まで下げることが可能となり、チョークコイルの小型化による低コスト化、省スペース化を実現することができる。

また、本発明によれば、パルス信号の周波数を高くすることにより、容易に高出力化を実現することができる。

＜第１の実施の形態＞
図１は本発明の第１の実施の形態を示す。これは、２４Ｖ電源（高圧側）を入力として、３．３Ｖの安定化出力（低圧側）を得る、自励式非連続モードで動作する非連続降圧チョッパ電源装置の例である。

図１において、Ｃ１１は電解コンデンサであり、一方の端子が２４Ｖ電源に接続してあり、他方の端子がグランドに接続してある。Ｑ１１はチョッパ素子としてのｐＭＯＳＦＥＴであり、ソースが２４Ｖ電源に接続してあり、ドレインがチョークコイルＬ１１を介して本チョッパ電源装置の出力端子に接続してある。ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のソースとゲートの間には、抵抗Ｒ１２が接続してある。Ｄ１１は回生ダイオードであって、電圧降下の小さなショットキーダイオードであり、カソードがｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のドレインに接続してあり、アノードがグランドに接続してある。Ｃ１２は電解コンデンサであり、一方の端子がチョークコイルＬ１１の低圧側に接続してあり、他方の端子がグランドに接続してある。

１０１はコンパレータであって、オープンコレクタ出力であり、抵抗器Ｒ１４を介してプラス入力端子に入力される本チョッパ電源装置の出力電圧に比例した電圧と、抵抗器Ｒ１３を介してマイナス入力端子に入力される電圧とを比較し、プラス入力端子電圧がマイナス入力端子電圧を下回った場合に、ローレベル（以下「Ｌ」という。）のコンパレータ出力を、抵抗Ｒ１１を介してｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲートに供給し、プラス入力端子電圧がマイナス入力端子電圧を上回った場合に、ハイレベル（以下「Ｈ」という。）のコンパレータ出力を、抵抗Ｒ１１を介してｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲートに供給するものである。抵抗器Ｒ１３と抵抗器Ｒ１４は、コンパレータ１０１の両入力端子のインピーダンスを揃えるためのものである。

２は基準電圧切換回路であって、ツェナダイオードＺＤ１１と、抵抗Ｒ１５と、ダイオードＤ１２とを有し、ツェナダイオードＺＤ１１は、ツェナ電圧が安定化出力電圧と等しい３．３Ｖであり、アノードがグランドに接続してあり、カソードが、抵抗Ｒ１３を介してコンパレータのマイナス入力端子に接続するとともに、抵抗Ｒ１５を介して２４Ｖ電源に接続してある。ダイオードＤ１２は、カソードがｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のドレインに接続してあり、アノードがツェナダイオードＺＤ１１のカソードに接続してある。

３はスイッチング回路であり、トランジスタＱ１２と、抵抗Ｒ１６と、所定周期のパルス信号を生成するパルス生成器ＣＬＫ１とを有し、トランジスタＱ１２は、コレクタが、抵抗１３を介してコンパレータ１０１のマイナス端子に接続してあり、エミッタが、グランドに接続してあり、ベースが、抵抗１６を介してパルス生成器ＣＬＫ１の出力端子に接続してある。

次に、本チョッパ電源装置の動作を説明する。本チョッパ電源装置に２４Ｖ電源の供給が開始されたとき、出力電圧は０Ｖであるので、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧には、０Ｖが入力されることになる。このとき、トランジスタＱ１２が、パルス生成器ＣＬＫ１から所定周期で出力されるパルス信号に応じて、オン／オフ動作を繰り返しているので、コンパレータ１０１のマイナス入力端子には、この所定周期と同期して、０Ｖと、ツェナ電圧の３．３Ｖ（以下「基準電圧３．３Ｖ」という。）とが、交互に印加されることになる。

また、２４Ｖ電源の供給が開始され、最初にコンパレータ１０１のマイナス入力端子電圧が基準電圧３．３Ｖとなると、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧が０Ｖであるので、コンパレータ１０１の出力は、Ｌとなり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオン状態となる。ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になると、ダイオードＤ１２のカソード電圧がおよそ２４Ｖとなり、非導通状態となる。また、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になると、本チョッパ電源装置の出力電圧が上昇していき、これに比例して、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧も上昇していく。また、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態の間、チョークコイルＬ１１にはエネルギーが蓄えられる。

この状態で、パルス生成器ＣＬＫ１のパルス出力電圧、すなわちコンパレータ１０１のマイナス入力端子電圧が、０Ｖになると、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧がこのマイナス入力端子電圧より高いため、コンパレータ１０１の出力はＨとなり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態になる。

ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオフ状態においては、チョークコイルＬ１１は、蓄えられたエネルギーを放出しようと、回生ダイオードＤ１１を介して電流を流す。そして、チョークコイルＬ１１に蓄えられたエネルギーが放出されている間、ダイオードＤ１２のカソード電圧、すなわち回生ダイオードＤ１１のカソード電圧は、グランド電圧に対し回生ダイオードＤ１１の電圧降下分だけ低い電圧（およそ−０．４Ｖ）となって、ダイオードＤ１２は導通状態となり、コンパレータ１０１のマイナス入力端子には、パルス生成器ＣＬＫ１からの所定周期のパルス信号に同期して、０Ｖと、回生ダイオードＤ１１の導通状態時の電圧降下（およそ０．４Ｖ）とダイオードＤ１２の導通状態時の電圧降下（およそ０．７Ｖ）との差電圧（およそ０．３Ｖ）とが、交互に入力される。

一方、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオフ状態においては、コンパレータ１０１のプラス入力端子には、出力電圧に比例した電圧が入力されるので、この期間において、コンパレータ１０１の出力はＨのままとなり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態を維持する。

そして、チョークコイルＬ１１に蓄えられていた全エネルギーの放出が終了すると、ダイオードＤ１２のカソード電圧が、出力電圧と等しい電圧まで上昇していき、ダイオードＤ１２は非導通状態になる。この期間においては、コンパレータ１０１のマイナス入力端子には、所定周期のパルス信号に同期して、０Ｖと、ダイオードＤ１２のカソード電圧とが、交互に入力される。このとき、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧が、そのマイナス入力端子電圧を下回ると、直ちに、コンパレータ１０１の出力はＬになり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオン状態になる。

しかし、プラス入力端子電圧が、マイナス入力端子電圧を下回っていなければ、コンパレータ１０１の出力はＨのままなので、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態を維持し、他方で、出力側の負荷により、出力電圧が低下していく。そして、プラス入力端子電圧がマイナス入力端子電圧を下回った時点で、コンパレータ１０１の出力がＬになり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオン状態になる。ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になった後、パルス生成器ＣＬＫ１からの所定周期のパルス信号に同期して、コンパレータ１０１のマイナス入力端子電圧が０Ｖとなった時点で、コンパレータ１０１の出力は、Ｈになり、再び、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態になる。

このように、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン／オフ動作を繰り返し、これにより、基準電圧に応じた安定した出力電圧が得られる。

上記の動作中は、コンパレータ１０１のマイナス入力端子には、パルス生成器ＣＬＫ１より出力される所定周期のパルス信号に同期して、０Ｖと基準電圧３．３Ｖ（タイミングによってはダイオードＤ１２のカソード電圧）とが交互に入力され、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間は、パルス信号がＬになる期間で規定されることになる。

また、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧がマイナス入力端子電圧を上回り、コンパレータ１０１の出力がＨになったときに、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態になるので、パルス信号がＨになるタイミングでｐＭＯＳＦＥＴＱ１１はオフ状態となる。

このため、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間、およびオフタイミングは、パルス信号により精度良く規定されるので、チョークコイルＬ１１に流れる電流のピーク値も精度良く規定される。

したがって、従来例に比べて、チョークコイルＬ１１のインダクタンス値を磁気飽和の発生しないインダクタンス値まで下げることが容易となり、チョークコイルの小型化による低コスト化、省スペース化を実現することができる。

また、パルス信号の周波数を高くすることにより、容易に高出力化を実現することができる。

また、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間を規定することにより、チョークコイルＬ１１に流れる電流のピーク値も規定されるため、特許文献３で提案されているような過負荷保護手段を追加する必要が無くなる。

なお、チョークコイルＬ１１のエネルギー放出終了時に、ダイオードＤ１２のカソードにリンギングが発生することがあるが、このリンギングは、ツェナダイオードＺＤ１１に数十〜数百ｐＦのコンデンサを並列に接続することにより、除去することができる。

また、回生ダイオードＤ１１に並列にスナバ回路を追加することで、リンギング発生時間を短縮することができ、パルス信号の周波数を高くして、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の動作周波数をより速くすることが可能となる。

なお、本実施の形態では、オープンコレクタ出力のコンパレータを用いたが、オープンコレクタ出力のコンパレータに限定されるものではなく、プッシュプル出力のコンパレータを用いることも可能であるし、プッシュプル出力のオペアンプを用いることも可能であるし、ディスクリートの差動増幅器を用いることも可能である。

以上、本実施の形態では、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲートドライブ回路として、ＩＣ化されたオープンコレクタ出力のコンパレータ１０１を用いた例を説明したが、このコンパレータ１０１に代えて、図２に示すようなＩＣ化されたプッシュプル出力のオペアンプ２０１を用いることができ、このように構成しても、チョッパ電源装置の作用効果は本質的に異ならない。

また、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲートドライブ回路として、ＩＣ化されたオープンコレクタ出力のコンパレータ１０１に代えて、図３に示すようなディスクリートの差動増幅器を用いることができ、このように構成しても、チョッパ電源装置の作用効果は本質的に異ならない。

図３の差動増幅回路は、トランジスタＱ３１とトランジスタＱ３２と有し、トランジスタＱ３１は、コレクタが２４Ｖ電源に接続してあり、エミッタが抵抗Ｒ１１を介してグランドに接続してあり、ベースが抵抗Ｒ１３を介して、本チョッパ電源装置の出力に接続してあり、トランジスタＱ３２は、コレクタがｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲートに接続してあり、エミッタが抵抗Ｒ１１に接続してあり、ベースがトランジスタＱ１２のコレクタに接続してある。

また、本実施の形態では、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１６とパルス生成器ＣＬＫ１とにより構成した切換回路３の例を説明したが、これに代えて、図４に示す切換回路４３を用いることができる。

切換回路３は、オープンコレクタ出力のコンパレータの出力端子が抵抗Ｒ１３を介して、コンパレータ１０１のマイナス端子に接続してあり、マイナス端子には、抵抗Ｒ１６を介して、パルス生成器ＣＬＫ１が接続してあり、プラス端子には、抵抗Ｒ４１とツェナーダイオードＺＤ４１とを介してグランドに接続するとともに、抵抗Ｒ４２を介して２４Ｖ電源に接続してある。

このオープンコレクタ出力のコンパレータを有する切換回路３に代えて、図５に示す、プッシュプル出力のオペアンプを有する切換回路５３を用いることができる。

切換回路５３は、プッシュプル出力のオペアンプの出力端子がダイオードＤ５１と抵抗Ｒ１３とを介して、コンパレータ１０１のマイナス端子に接続してあり、反転端子には、抵抗Ｒ５６を介して、パルス生成器ＣＬＫ１が接続してあり、非反転端子は、抵抗５１とツェナーダイオードＺＤ５１を介してグランドに接続するとともに、抵抗Ｒ５２を介して２４Ｖ電源に接続してある。

また、本実施の形態では、チョッパ素子としてｐＭＯＳＦＥＴＱ１１を用いた例を説明したが、これに限定されるものではなく、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１に代えて、バイポーラトランジスタを用いることも可能である。

さらに、本実施の形態では、ツェナダイオードＺＤ１１を有する基準電圧切換回路２の例を説明したが、これに限定されるものではなく、シャントレギュレータを用いたり、入力電圧２４Ｖを分圧する抵抗分圧回路等を用いたりすることも可能である。

＜第２の実施の形態＞
図６は本発明の第２の実施の形態を示す。本実施の形態は、パルス停止時に電力供給を停止する保護機能を有する点が、第１の実施の形態と異なる。

すなわち、第１の実施の形態においては、パルス生成器ＣＬＫ１によるパルス信号出力が停止した場合、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間が規定されず、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のオン期間は、出力負荷の増減に比例することになる。出力が軽負荷時においては、このような状態においても動作上問題は無いが、過負荷状態においては、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１のオン期間増加に伴い、ピーク電流が増加するため、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の異常発熱や素子破壊を引き起こす可能性がある。

なお、パルス信号が正常に出力されている場合、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間はパルス信号のオン期間で規定されるため、規定電流以上のピーク電流は流すことができないため、過負荷状態においては、出力が低下していき、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の異常発熱や素子破壊を引き起こすことは無い。

これに対して、本実施の形態は、第１の実施の形態に係るチョッパ電源装置（図１）における切換回路２に代えて、トランジスタＱ６２と、抵抗Ｒ６２と、抵抗６１と、コンデンサＣ６１と、パルス生成器ＣＬＫ１とにより構成した、保護機能を有する切換回路６３を用いた。

この保護機能を有する切換回路６３において、トランジスタＱ６２は、コレクタが、抵抗Ｒ１３を介して比較器１０１のマイナス端子に接続してあり、エミッタがグランドに接続してあり、ベースが、抵抗器Ｒ６６と、カップリングコンデンサとしてのコンデンサＣ６１とを介して、パルス生成器ＣＬＫ１の出力端子に接続するとともに、抵抗器Ｒ６１を介して２４Ｖ電源に接続してあり、抵抗器Ｒ６２を介してグランドに接続してある。

切換回路６３においては、パルス生成器ＣＬＫ１から出力されるパルス信号は、そのＡＣ成分のみがコンデンサＣ６１を介してトランジスタＱ６２のベースに供給される。しかし、パルス生成器ＣＬＫ１によるパルス信号出力が停止すると、トランジスタＱ６２のベースの入力電圧が、抵抗器Ｒ６１及び抵抗器Ｒ６２により所定電圧に保持される。

本チョッパ電源装置においては、パルス生成器ＣＬＫ１からパルス信号が出力されている場合は、コンデンサＣ６１を介してパルス信号のＡＣ成分が、トランジスタＱ６２のベースに入力され、第１の実施の形態と同様に、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１は、パルス生成器ＣＬＫ１より出力される所定周期のパルス信号に応じてオン／オフ動作を繰り返す。

一方、パルス生成器ＣＬＫ１によるパルス信号出力が停止した場合、トランジスタＱ６２のベースには、２４Ｖを抵抗器Ｒ６１およびＲ６２で分圧された電圧が印加され、オン状態を維持し続ける。トランジスタＱ６２がオン状態のとき、コンパレータ１０１のマイナス入力端子が０Ｖとなるため、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になることは無く、チョッパ電源装置からの電力供給は停止される。

このように、第２の実施の形態によれば、数点の安価な部品を追加することにより、パルス信号停止時における過負荷保護を実現することができる。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、チョッパ電源装置において、パルス生成器ＣＬＫ１が、パルス信号出力のオン／オフ機能もしくはパルス信号の周波数およびデューティの可変機能を有する点が、第２の実施の形態と異なる。

本実施の形態に係るチョッパ電源装置を搭載した機器においては、当該機器が待機状態にある場合や、パワーセーブ機能を有するチョッパ電源装置からの電力供給の必要が無い場合に、パルス生成器ＣＬＫ１からのパルス信号出力を停止して、本チョッパ電源装置から電力供給を停止させ、これにより消費電力を低減させている。

また、電力供給を完全に遮断することができない構成を持つ機器においては、パルス生成器ＣＬＫ１より出力されるパルス信号の周波数およびデューティを調整して、チョッパ電源装置からの電力供給を最小限に抑えることにより、消費電力の低減が可能となる。

具体的には、パルス信号のデューティを大きくすることにより、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間を短くして、チョークコイルＬ１１に流れるピーク電流を抑え、パルス信号の周波数を低く、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になる間隔を広くすることにより、供給できる電力を抑えることが可能となる。

さらに、チョッパ電源装置の入力電圧が低下した場合、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間で流れるピーク電流が低下してしまい、供給できる電力が減少してしまう。このときチョッパ電源装置の出力負荷が大きいと、出力電圧が著しく低下してしまう可能性がある。

この問題を回避するため、チョッパ電源装置の入力電圧を監視する入力電圧監視手段を備え、入力電圧が低下した場合には、パルス信号生成手段より出力されるパルス信号の周波数、デューティを調整してチョッパ電源装置からの電力供給を適正化することにより、入力電圧の変動に関係無く、安定した電力供給が可能となる。

具体的には、パルス信号のデューティを小さくすることにより、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１の最大オン期間を長くして、チョークコイルＬ１１に流れるピーク電流を増やし、パルス信号の周波数を高くして、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態になる間隔を狭くすることにより、供給できる電力を増加させることが可能になる。

以上に説明したように、第３の実施の形態によれば、パルス生成器にオン／オフ機能もしくはパルス信号の周波数およびデューティの可変機能を備えることにより、本チョッパ電源装置を搭載した機器において、消費電力の低減を実現することができる。

また、入力電圧監視手段を備え、入力電圧の変動に応じてパルス信号の周波数およびデューティの可変制御を行うことにより、電力供給の更なる安定化を実現することができる。

＜第４の実施の形態＞
図７は本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態は、出力短絡保護回路４を有する点が、第１の実施の形態と異なる。出力短絡保護回路４は、抵抗Ｒ７１の一方の端子とツェナダイオードのアノードとを接続し、ツェナダイオードのカソードを２４Ｖ電源に接続し、抵抗Ｒ７１の他方の端子をコンパレータ１０１のプラス端子と抵抗Ｒ１４とのノードに接続してある。なお、ツェナダイオードＺＤ７１のツェナ電圧は、本チョッパ電源装置の入力が２４Ｖで、出力が３．３Ｖであることから、２２Ｖ程度のものが望ましい。

第１の実施の形態に係るチョッパ電源装置においては、負荷が短絡されると、回生ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２との特性により、破壊に至る可能性がある。これは、回生ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２の導通時の電圧降下の違いにより、チョークコイルＬ１１がエネルギーを放出し終わらないうちに、コンパレータ１０１のマイナス入力端子電圧の方がプラス入力端子電圧よりも高くなってしまい、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１をオンさせてしまう、という現象による。出力短絡時においては、出力電圧はほぼ０Ｖとなるため、コンパレータ１０１のプラス入力端子電圧もほぼ０Ｖとなる。

一方、チョークコイルＬ１１がエネルギーを放出している間、回生ダイオードＤ１１は導通状態であり、回生ダイオードＤ１１がショットキーダイオードであれば、回生ダイオードＤ１１のカソード側の電圧は−０．４Ｖ程度となる。このときダイオードＤ１２も導通状態であり、ダイオードＤ１２として一般のシリコンダイオードを使用した場合、その電圧降下は０．７Ｖ程度であるため、コンパレータ１０１のマイナス入力端子電圧は差し引き０．３Ｖ程度となる。

したがって、コンパレータ１０１の出力はＬになり、ｐＭＯＳＦＥＴＱ１１がオン状態となってしまう。

これに対して、本実施の形態では、出力短絡保護回路４により、コンパレータ１０１のプラス入力端子が０Ｖにならず、このような現象が回避される。

なお、通常動作時（過負荷でない状態）において、ツェナダイオードＺＤ７１のアノード−カソード間電圧は２０．７Ｖであるから、ツェナダイオードＺＤ７１としてツェナ電圧が２２Ｖのツェナダイオードを使用すれば、ツェナダイオードＺＤ７１は非導通状態であり、本チョッパ電源装置の動作には影響は与えない。

以上説明したように、本実施の形態によれば、数点の安価な部品を追加するだけで、チョッパ電源装置の出力短絡保護機能を実現することができる。

なお、本実施の形態においては、第１の実施の形態に係るチョッパ電源装置（図１）に出力短絡保護回路を付加した例を説明したが、この例に限定されるものではなく、第２の実施の形態に係るチョッパ電源装置（図６）にこのような構成の出力短絡保護回路を付加しても、同様の効果を奏することができる。

本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。第１の実施の形態において、図１の回路におけるオープンコレクタ出力のコンパレータに代えて、プッシュプル出力のオペアンプを用いたチョッパ電源装置の構成を示す回路図である。第１の実施の形態において、図１の回路におけるオープンコレクタ出力のコンパレータに代えて、ディスクリートの差動増幅器を用いたチョッパ電源装置の構成を示す回路図である。第１の実施の形態において、第２電圧変化手段としてオープンコレクタ出力のコンパレータを用いたチョッパ電源装置の構成を示す回路図である。第１の実施の形態において、第２電圧変化手段としてプッシュプル出力のオペアンプを用いたチョッパ電源装置の構成を示す回路図である。本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。

符号の説明

２基準電圧切換回路
３、５３、６３切換回路
４出力短絡保護回路
１０１オープンコレクタ出力コンパレータ
２０１プッシュプル出力オペアンプ
４０１オープンコレクタ出力コンパレータ
５０１プッシュプル出力オペアンプ
Ｃ１１、Ｃ１２電解コンデンサ
Ｃ２１、Ｃ６１コンデンサ
ＣＬＫ１パルス生成器
Ｄ１１回生ダイオード
Ｄ１２、Ｄ５１ダイオード
Ｌ１１チョークコイル
Ｑ１１ｐＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１２、Ｑ３１、Ｑ３２トランジスタ
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６抵抗器
Ｒ３１、Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ７１抵抗器
ＺＤ１１、ＺＤ４１、ＺＤ５１、ＺＤ７１ツェナダイオード

Claims

直流電圧が入力されるチョッパ素子と、
前記チョッパ素子に接続されたインダクタと、
前記インダクタから負荷に出力される出力電圧と基準電圧とを比較して、比較結果に応じて所定周期のパルス信号に同期して前記チョッパ素子のオンオフを制御するオンオフ制御手段と、
前記チョッパ素子のオン期間において前記直流電圧に応じた電流によって前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記チョッパ素子のオフ期間において前記出力電圧として前記負荷に出力するために放出する回生手段と、
前記基準電圧を、前記出力電圧と前記出力電圧よりも低い電圧とに切り換える基準電圧切換手段であって、前記チョッパ素子のオン期間において、前記基準電圧を前記出力電圧に切り換えるための第１切換手段と、前記チョッパ素子のオフ期間において前記基準電圧を前記出力電圧よりも低い電圧に切り換えるための第２切換手段とを有する基準電圧切換手段と、
を備え、
前記オフ期間において、前記基準電圧設定手段の前記第２切換手段および前記回生手段の夫々の電圧降下によって前記基準電圧が前記出力電圧よりも低い電圧に切り換えられる
ことを特徴とするチョッパ電源装置。
前記基準電圧切換手段の前記第１切換手段は、ツェナーダイオードであり、前記第２切換手段は、ダイオードであり、前記回生手段は、回生ダイオードであり、前記インダクタは、チョークコイルである
ことを特徴とする請求項１に記載のチョッパ電源装置。
前記オンオフ制御手段は、前記負荷に対応する機器の動作が待機状態にある場合、または、前記機器が消費電力を低減する状態にある場合に、前記パルス信号の生成を停止することを特徴とする請求項１または２に記載のチョッパ電源装置。
前記オンオフ制御手段は、前記負荷に対応する機器が待機状態にある場合、または、前記機器が消費電力を低減する状態にある場合に、前記パルス信号の周波数を予め定めた周波数まで低下させることを特徴とする請求項１または２に記載のチョッパ電源装置。
前記負荷の短絡時において前記負荷の短絡を保護する短絡保護手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のチョッパ電源装置。