JPH11178328A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH11178328A JPH11178328A JP9351957A JP35195797A JPH11178328A JP H11178328 A JPH11178328 A JP H11178328A JP 9351957 A JP9351957 A JP 9351957A JP 35195797 A JP35195797 A JP 35195797A JP H11178328 A JPH11178328 A JP H11178328A
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- switching
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チョッパ型スイッチングレギュレータのＬＣ
型平滑回路を小型化すること。 【解決手段】 トランジスタＭＰ１から出力するパスル
信号をＬＣ平滑回路５で平滑して出力電圧Voutとし、そ
の出力電圧Voutが基準電圧Vrefより低いときリング発振
回路１０からパルスを出力してトランジスタＭＰ１をス
イッチングさせ、高いときリング発振回路１０の出力を
「Ｈ」に固定してトランジスタＭＰ１をオフにする。
型平滑回路を小型化すること。 【解決手段】 トランジスタＭＰ１から出力するパスル
信号をＬＣ平滑回路５で平滑して出力電圧Voutとし、そ
の出力電圧Voutが基準電圧Vrefより低いときリング発振
回路１０からパルスを出力してトランジスタＭＰ１をス
イッチングさせ、高いときリング発振回路１０の出力を
「Ｈ」に固定してトランジスタＭＰ１をオフにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、外部から入力する
直流電圧をチョッピングして電圧変換を行いそれを平滑
して出力するスイッチングレギュレータに係り、特にリ
ップル成分の少ない出力電圧を簡単な構成で得ることが
できるようにしたスイッチングレギュレータに関するも
のである。
直流電圧をチョッピングして電圧変換を行いそれを平滑
して出力するスイッチングレギュレータに係り、特にリ
ップル成分の少ない出力電圧を簡単な構成で得ることが
できるようにしたスイッチングレギュレータに関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】直流電圧を入力して別の電圧に変換する
電圧レギュレータとして、図４に示すようなシリーズレ
ギュレータが多く使用されてきた。このレギュレータ
は、入力端子１と出力端子２の間にｐＭＯＳトランジス
タＭＰ１をシリーズに接続し、出力端子２に得られる出
力電圧Voutを電圧比較器３によって基準電圧Vref1と比
較し、その比較結果によってトランジスタＭＰ１のオン
抵抗を直流的に制御して、基準電圧Vref1に対応した出
力電圧Voutを得るようにしたものである。４は負荷であ
る。
電圧レギュレータとして、図４に示すようなシリーズレ
ギュレータが多く使用されてきた。このレギュレータ
は、入力端子１と出力端子２の間にｐＭＯＳトランジス
タＭＰ１をシリーズに接続し、出力端子２に得られる出
力電圧Voutを電圧比較器３によって基準電圧Vref1と比
較し、その比較結果によってトランジスタＭＰ１のオン
抵抗を直流的に制御して、基準電圧Vref1に対応した出
力電圧Voutを得るようにしたものである。４は負荷であ
る。
【０００３】しかし、この電圧レギュレータでは、例え
ば入力電圧Vinが５Ｖで出力電圧が３Ｖの場合、トラン
ジスタＭＰ１によって約２Ｖの電圧降下が定常的に生じ
るため、６０％以上の変換効率を得ることは困難であっ
た。
ば入力電圧Vinが５Ｖで出力電圧が３Ｖの場合、トラン
ジスタＭＰ１によって約２Ｖの電圧降下が定常的に生じ
るため、６０％以上の変換効率を得ることは困難であっ
た。
【０００４】一方、別の従来例として、図５に示すよう
なチョッパ式のスイッチングレギュレータがある。この
レギュレータは、トランジスタＭＰ１の出力側に、ＬＣ
型の平滑回路５を構成するダイオードＤ１、チョークコ
イルＬ１、コンデンサＣ１を接続し、出力端子２に得ら
れる出力電圧Voutを演算増幅器６によって基準電圧Vref
2と比較し、その比較結果の電圧V61を次段の電圧比較器
７に入力して、発振器８から入力する三角波信号V81と
比較してその電圧比較器７からパルス幅変調された信号
V71を取り出し、このパルス幅変調信号V71によりトラン
ジスタＭＰ１を制御するようにしたものである。図６は
その動作説明用の波形を示す図である。
なチョッパ式のスイッチングレギュレータがある。この
レギュレータは、トランジスタＭＰ１の出力側に、ＬＣ
型の平滑回路５を構成するダイオードＤ１、チョークコ
イルＬ１、コンデンサＣ１を接続し、出力端子２に得ら
れる出力電圧Voutを演算増幅器６によって基準電圧Vref
2と比較し、その比較結果の電圧V61を次段の電圧比較器
７に入力して、発振器８から入力する三角波信号V81と
比較してその電圧比較器７からパルス幅変調された信号
V71を取り出し、このパルス幅変調信号V71によりトラン
ジスタＭＰ１を制御するようにしたものである。図６は
その動作説明用の波形を示す図である。
【０００５】このレギュレータでは、出力電圧Voutは、
ＬＣ型の平滑回路５を通して得られるため、その電圧Vo
utの平均値はほぼ「Vin×ton／Ｔ」となる。Ｔは三角波
信号V81の周期、tonはコイルＬ１に電流が連続して流れ
る時間（トランジスタＭＰ１のオン時間）である。従っ
て、三角波信号V81の周期Ｔ、つまり発振周波数は、to
n、Vout、Vinに応じて決定する必要があり、制約を受け
る。
ＬＣ型の平滑回路５を通して得られるため、その電圧Vo
utの平均値はほぼ「Vin×ton／Ｔ」となる。Ｔは三角波
信号V81の周期、tonはコイルＬ１に電流が連続して流れ
る時間（トランジスタＭＰ１のオン時間）である。従っ
て、三角波信号V81の周期Ｔ、つまり発振周波数は、to
n、Vout、Vinに応じて決定する必要があり、制約を受け
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このレギュ
レータでは入力電圧Vinをチョッパしているので、出力
電圧Voutにリップル成分が現れるが、上記のように三角
波信号V81の周波数に制約があるので、このリップル成
分を十分小さく抑えるには、コイルＬ１やコンデンサＣ
１に大きな値のものが必要であり、レギュレータを構成
する部品の形状が大きくなる欠点がある。
レータでは入力電圧Vinをチョッパしているので、出力
電圧Voutにリップル成分が現れるが、上記のように三角
波信号V81の周波数に制約があるので、このリップル成
分を十分小さく抑えるには、コイルＬ１やコンデンサＣ
１に大きな値のものが必要であり、レギュレータを構成
する部品の形状が大きくなる欠点がある。
【０００７】すなわち、ＬＣ型の平滑回路５のリップル
電圧Vrippleは、 Vripple＝（Vin−Vout）／（２πｆ）2・L1・C1 ・・・（１） で表されることが知られているが、従来のチョッパ式の
スイッチングレギュレータでは、前記制約から三角波発
振信号V81の周波数を２０KHzとしたとき、上記リップル
電圧Vrippleを抑えるために、Ｌ１＝200μＨ、Ｃ１＝20
0μＦ程度の大きな値に設定せざるを得ず、これらコイ
ルやコンデンサの個別部品をＬＳＩチップに内蔵した
り、ＬＳＩパッケージに一体化することは、困難であっ
た。
電圧Vrippleは、 Vripple＝（Vin−Vout）／（２πｆ）2・L1・C1 ・・・（１） で表されることが知られているが、従来のチョッパ式の
スイッチングレギュレータでは、前記制約から三角波発
振信号V81の周波数を２０KHzとしたとき、上記リップル
電圧Vrippleを抑えるために、Ｌ１＝200μＨ、Ｃ１＝20
0μＦ程度の大きな値に設定せざるを得ず、これらコイ
ルやコンデンサの個別部品をＬＳＩチップに内蔵した
り、ＬＳＩパッケージに一体化することは、困難であっ
た。
【０００８】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、ＬＣ型の平滑回路部分のコイ
ルやコンデンサに小さい値のものを選択してもリップル
成分を小さく抑えることができ、また低消費電力化も図
ることができるようにしたスイッチングレギュレータを
提供することである。
ものであり、その目的は、ＬＣ型の平滑回路部分のコイ
ルやコンデンサに小さい値のものを選択してもリップル
成分を小さく抑えることができ、また低消費電力化も図
ることができるようにしたスイッチングレギュレータを
提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の発明は、入力電圧をチョッピングするスイッチ
ング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑する
ＬＣ平滑回路と、該ＬＣ平滑回路の出力電圧を基準電圧
と比較する比較手段とを有し、該比較手段の比較結果に
応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御
するスイッチングレギュレータにおいて、前記比較手段
により前記出力電圧が前記基準電圧より低いときパルス
を出力して前記トランジスタのスイッチング動作を行わ
せ、高いとき該パルスの出力を停止して前記トランジス
タを遮断させる発振手段を設けて構成した。第２の発明
は第１の発明において、前記スイッチング素子を複数個
設け、前記発振手段からパルスを出力するときに互いに
異なった位相のパルスで前記各スイッチング素子のスイ
ッチング動作を行わせるよう構成した。
の第１の発明は、入力電圧をチョッピングするスイッチ
ング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑する
ＬＣ平滑回路と、該ＬＣ平滑回路の出力電圧を基準電圧
と比較する比較手段とを有し、該比較手段の比較結果に
応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御
するスイッチングレギュレータにおいて、前記比較手段
により前記出力電圧が前記基準電圧より低いときパルス
を出力して前記トランジスタのスイッチング動作を行わ
せ、高いとき該パルスの出力を停止して前記トランジス
タを遮断させる発振手段を設けて構成した。第２の発明
は第１の発明において、前記スイッチング素子を複数個
設け、前記発振手段からパルスを出力するときに互いに
異なった位相のパルスで前記各スイッチング素子のスイ
ッチング動作を行わせるよう構成した。
【００１０】
【発明の実施の形態】［第１の実施の形態］図１は本発
明の第１の実施の形態のスイッチングレギュレータの構
成を示す図である。図５に示したものと同じものには同
じ符号を付した。ここでは、出力端子２に得られる出力
電圧Voutを電圧比較器９に入力してここで基準電圧Vref
3と比較し、その比較結果によりリング発振器１０の発
振／停止を制御する。そして、このリング発振器１０の
発振パルスによって、トランジスタＭＰ１のオン／オフ
を制御する。
明の第１の実施の形態のスイッチングレギュレータの構
成を示す図である。図５に示したものと同じものには同
じ符号を付した。ここでは、出力端子２に得られる出力
電圧Voutを電圧比較器９に入力してここで基準電圧Vref
3と比較し、その比較結果によりリング発振器１０の発
振／停止を制御する。そして、このリング発振器１０の
発振パルスによって、トランジスタＭＰ１のオン／オフ
を制御する。
【００１１】リング発振器１０は電圧比較器９の出力信
号が「Ｈ」（高レベル電圧）になると発振を停止して出
力電圧を「Ｈ」に固定し、「Ｌ」（低レベル電圧）にな
ると発振して所定の周波数のパルスを出力する。
号が「Ｈ」（高レベル電圧）になると発振を停止して出
力電圧を「Ｈ」に固定し、「Ｌ」（低レベル電圧）にな
ると発振して所定の周波数のパルスを出力する。
【００１２】従って、図２に示すように、出力電圧Vout
が基準電圧Vref3よりも大きいときは、電圧比較器９の
出力電圧V91が「Ｈ」となってリング発振器１０の発振
が停止してその出力p1が「Ｈ」となるので、トランジス
タＭＰ１がオフし出力電圧Voutが減少傾向を示す。逆
に、出力電圧Voutが基準電圧Vref3よりも小さいとき
は、電圧比較器９の出力電圧V91が「Ｌ」となり、リン
グ発振器１０が発振動作を行ってその出力p1がパルスと
なる。よって、トランジスタＭＰ１が入力電圧Vinをチ
ョッピングし、出力電圧Voutが増加傾向を示す。以上に
より、出力電圧Voutは、基準電圧Vref3を目標値として
制御される。
が基準電圧Vref3よりも大きいときは、電圧比較器９の
出力電圧V91が「Ｈ」となってリング発振器１０の発振
が停止してその出力p1が「Ｈ」となるので、トランジス
タＭＰ１がオフし出力電圧Voutが減少傾向を示す。逆
に、出力電圧Voutが基準電圧Vref3よりも小さいとき
は、電圧比較器９の出力電圧V91が「Ｌ」となり、リン
グ発振器１０が発振動作を行ってその出力p1がパルスと
なる。よって、トランジスタＭＰ１が入力電圧Vinをチ
ョッピングし、出力電圧Voutが増加傾向を示す。以上に
より、出力電圧Voutは、基準電圧Vref3を目標値として
制御される。
【００１３】本実施の形態では、従来のスイッチングレ
ギュレータと異なり、出力電圧の変動に伴ってパルスの
パルス幅を変調するのではなく、リング発振器の動作／
停止を制御するものであるため、ＬＣ型平滑回路５の素
子の定数を変更することなく、リング発振器１０の発振
周波数を調整することで、入力電圧や出力電圧を所望の
値に設定／変更できる。つまり、例えば、その発振周波
数を高く設定すれば入力電圧Vinが低くても高い出力電
圧Voutを設定する（設定そのものは、基準電圧Vref3で
行うが、その設定限界を高くする）ことができる。
ギュレータと異なり、出力電圧の変動に伴ってパルスの
パルス幅を変調するのではなく、リング発振器の動作／
停止を制御するものであるため、ＬＣ型平滑回路５の素
子の定数を変更することなく、リング発振器１０の発振
周波数を調整することで、入力電圧や出力電圧を所望の
値に設定／変更できる。つまり、例えば、その発振周波
数を高く設定すれば入力電圧Vinが低くても高い出力電
圧Voutを設定する（設定そのものは、基準電圧Vref3で
行うが、その設定限界を高くする）ことができる。
【００１４】また、出力電圧Voutに含まれるリップル成
分Vrippleは、前記した式（１）で表されるが、リング
発振器１０はその発振周波数を高い周波数に設定でき、
しかも本回路ではレギュレータ動作がトランジスタＭＰ
１のチョッピングの周波数の制約を受けない。
分Vrippleは、前記した式（１）で表されるが、リング
発振器１０はその発振周波数を高い周波数に設定でき、
しかも本回路ではレギュレータ動作がトランジスタＭＰ
１のチョッピングの周波数の制約を受けない。
【００１５】そこで、その発振周周波数を例えば、200
MHz程度に設定すると、従来と同程度にまでリップル成
分を抑えるためには、コイルＬ１やコンデンサＣ１の値
は、Ｌ１＝ 0.2μＦ、Ｃ１＝ 200ｐＦ程度の小さい値で
済むようになる。従って、これらコンデンサＣ１やコイ
ルＬ１をＬＳＩパッケージ内に一体化実装したり、ＬＳ
Ｉパッケージに内蔵させることが可能となる。
MHz程度に設定すると、従来と同程度にまでリップル成
分を抑えるためには、コイルＬ１やコンデンサＣ１の値
は、Ｌ１＝ 0.2μＦ、Ｃ１＝ 200ｐＦ程度の小さい値で
済むようになる。従って、これらコンデンサＣ１やコイ
ルＬ１をＬＳＩパッケージ内に一体化実装したり、ＬＳ
Ｉパッケージに内蔵させることが可能となる。
【００１６】［第２の実施の形態］図３は別の例の実施
の形態を示す図である。ここでは、位相の異なるパルス
信号ｐ１，ｐ２を発振するリング発振器１１を使用す
る。そして、チョッパ用のトランジスタとして２個のｐ
ＭＯＳトランジスタＭＰ１、ＭＰ２を使用する。そし
て、ＬＣ型平滑回路１２は、一方のトランジスタＭＰ１
の出力を受けるダイオードＤ１、コイルＬ１、他方のト
ランジスタＭＰ２の出力を受けるダイオードＤ２、コイ
ルＬ２、および共通のコンデンサＣ１から構成されてい
る。コイルＬ１，Ｌ２の値は同一である。
の形態を示す図である。ここでは、位相の異なるパルス
信号ｐ１，ｐ２を発振するリング発振器１１を使用す
る。そして、チョッパ用のトランジスタとして２個のｐ
ＭＯＳトランジスタＭＰ１、ＭＰ２を使用する。そし
て、ＬＣ型平滑回路１２は、一方のトランジスタＭＰ１
の出力を受けるダイオードＤ１、コイルＬ１、他方のト
ランジスタＭＰ２の出力を受けるダイオードＤ２、コイ
ルＬ２、および共通のコンデンサＣ１から構成されてい
る。コイルＬ１，Ｌ２の値は同一である。
【００１７】この実施の形態では、リング発振器１１か
ら出力するパルスｐ１，ｐ２は同時に出力し、また同時
に停止するが、トランジスタＭＰ１によってチョッピン
グされる電圧波形と、トランジスタＭＰ２によってチョ
ッピングされる電圧波形の位相が異なるので、その位相
差を適宜設定することにより、コイルＬ１側から供給さ
れるリップル成分とコイルＬ２側から供給されるリップ
ル成分の一部を相殺させることができる。従って、負荷
４に伝達されるリップル成分をより削減することができ
る。
ら出力するパルスｐ１，ｐ２は同時に出力し、また同時
に停止するが、トランジスタＭＰ１によってチョッピン
グされる電圧波形と、トランジスタＭＰ２によってチョ
ッピングされる電圧波形の位相が異なるので、その位相
差を適宜設定することにより、コイルＬ１側から供給さ
れるリップル成分とコイルＬ２側から供給されるリップ
ル成分の一部を相殺させることができる。従って、負荷
４に伝達されるリップル成分をより削減することができ
る。
【００１８】［その他の実施の形態］なお、前記したリ
ング発振器１０，１１はこれに限られるものではなく、
別の形式の発振器を使用することもできる。また、これ
らリング発振器１０，１１は電圧比較器９の出力信号に
よって動作／停止を制御したので低消費電力化の観点か
ら好ましいが、動作の立ち上がりに難点のある場合に
は、発振器にゲートを内蔵させて常時発振動作を行わせ
ておき、そのゲートを電圧比較器９の出力信号によって
制御して、その出力パルスを通過させたり、あるいは出
力信号を「Ｈ」に固定してもよい。さらに、前記第１，
第２の実施の形態はチョッピング用のトランジスタとし
てｐＭＯＳを使用したが、ｎＭＯＳを使用することも勿
論可能であり、このときはリング発振器１０，１１の停
止時にその出力ｐ１、ｐ２を「Ｌ」に固定させればよ
い。
ング発振器１０，１１はこれに限られるものではなく、
別の形式の発振器を使用することもできる。また、これ
らリング発振器１０，１１は電圧比較器９の出力信号に
よって動作／停止を制御したので低消費電力化の観点か
ら好ましいが、動作の立ち上がりに難点のある場合に
は、発振器にゲートを内蔵させて常時発振動作を行わせ
ておき、そのゲートを電圧比較器９の出力信号によって
制御して、その出力パルスを通過させたり、あるいは出
力信号を「Ｈ」に固定してもよい。さらに、前記第１，
第２の実施の形態はチョッピング用のトランジスタとし
てｐＭＯＳを使用したが、ｎＭＯＳを使用することも勿
論可能であり、このときはリング発振器１０，１１の停
止時にその出力ｐ１、ｐ２を「Ｌ」に固定させればよ
い。
【００１９】
【発明の効果】以上から本発明によれば、発振手段で得
られるパルスでスイッチング素子をチョッピングするの
で、そのパルス周波数を高くすることで平滑回路のコイ
ルやコンデンサを小型化することができ、また同様にそ
のパルス周波数を高くすることで、出力電圧の可変範囲
を広くすることができる。
られるパルスでスイッチング素子をチョッピングするの
で、そのパルス周波数を高くすることで平滑回路のコイ
ルやコンデンサを小型化することができ、また同様にそ
のパルス周波数を高くすることで、出力電圧の可変範囲
を広くすることができる。
【００２０】また、レギュレータの構成も簡単であり、
発振器を動作／停止制御する場合には、その動作が停止
している間は電力を消費しないので、低消費電力化を実
現できる。特に、ＣＭＯＳで構成したリング発振器を使
用する場合は、できるだけ動作を停止させることが低消
費電力化に有効であるので、このような発振器の使用に
好適である。
発振器を動作／停止制御する場合には、その動作が停止
している間は電力を消費しないので、低消費電力化を実
現できる。特に、ＣＭＯＳで構成したリング発振器を使
用する場合は、できるだけ動作を停止させることが低消
費電力化に有効であるので、このような発振器の使用に
好適である。
【００２１】以上のような利点を有するので、本発明
は、変換電圧で動作するプロセッサ等のＬＳＩのコア部
と同一チップに搭載するオンチップ電源回路に適してい
る。
は、変換電圧で動作するプロセッサ等のＬＳＩのコア部
と同一チップに搭載するオンチップ電源回路に適してい
る。
【図１】 本発明の第１の実施の形態のスイッチングレ
ギュレータの回路図である。
ギュレータの回路図である。
【図２】 図１の回路の動作説明用の波形図である。
【図３】 第２の実施の形態のスイッチングレギュレー
タの回路図である。
タの回路図である。
【図４】 従来の電圧レギュレータの回路図である。
【図５】 従来のチョッパ型のスイッチングレギュレー
タの回路図である。
タの回路図である。
【図６】 図５の回路の動作説明用の波形図である。
ＭＰ１、ＭＰ２：ｐＭＯＳトランジスタ、Ｃ１：コンデ
ンサ、Ｌ１，Ｌ２：チョークコイル、Ｄ１，Ｄ２：ダイ
オード、１：入力端子、２：出力端子、３：電圧比較
器、４：負荷、５：ＬＣ型平滑回路、６：演算増幅器、
７：電圧比較器、８：三角波信号発振器、９：電圧比較
器、１０，１１：リング発振回路、１２：ＬＣ型平滑回
路。
ンサ、Ｌ１，Ｌ２：チョークコイル、Ｄ１，Ｄ２：ダイ
オード、１：入力端子、２：出力端子、３：電圧比較
器、４：負荷、５：ＬＣ型平滑回路、６：演算増幅器、
７：電圧比較器、８：三角波信号発振器、９：電圧比較
器、１０，１１：リング発振回路、１２：ＬＣ型平滑回
路。
Claims (2)
- 【請求項１】入力電圧をチョッピングするスイッチング
素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑するＬＣ
平滑回路と、該ＬＣ平滑回路の出力電圧を基準電圧と比
較する比較手段とを有し、該比較手段の比較結果に応じ
て前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する
スイッチングレギュレータにおいて、 前記比較手段により前記出力電圧が前記基準電圧より低
いときパルスを出力して前記トランジスタのスイッチン
グ動作を行わせ、高いとき該パルスの出力を停止して前
記トランジスタを遮断させる発振手段を設けたことを特
徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】前記スイッチング素子を複数個設け、前記
発振手段からパルスを出力するときに互いに異なった位
相のパルスで前記各スイッチング素子のスイッチング動
作を行わせることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9351957A JPH11178328A (ja) | 1997-12-08 | 1997-12-08 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9351957A JPH11178328A (ja) | 1997-12-08 | 1997-12-08 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11178328A true JPH11178328A (ja) | 1999-07-02 |
Family
ID=18420792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9351957A Withdrawn JPH11178328A (ja) | 1997-12-08 | 1997-12-08 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11178328A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006141124A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Canon Inc | チョッパ電源装置 |
| JP2009505624A (ja) * | 2005-08-17 | 2009-02-05 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 多目的電池充電回路 |
-
1997
- 1997-12-08 JP JP9351957A patent/JPH11178328A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006141124A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Canon Inc | チョッパ電源装置 |
| JP4652777B2 (ja) * | 2004-11-11 | 2011-03-16 | キヤノン株式会社 | チョッパ電源装置 |
| JP2009505624A (ja) * | 2005-08-17 | 2009-02-05 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 多目的電池充電回路 |
| US8310207B2 (en) | 2005-08-17 | 2012-11-13 | St-Ericsson Sa | Multi-purpose battery charging circuit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050301 |