JP4644713B2 - 相関値を決定するための装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、相関値を決定するための装置および方法に関し、これらは、特に、デジタル伝送システムに使用できる。

デジタル伝送システムにおける受信機が、送信機により送出されたデジタル信号に同期できるように、送信機は、受信機に知られているデジタル信号を放射する。受信機のタスクは、送られた信号の正確な到着時間（ＴＯＡ）を決定することである。到着時間を決定するために、デジタル受信信号と既知のデジタル送信信号との間の相互相関が計算される。その後、相互相関度の最大点が検出され、送信信号の到着時間は、相関度最大点の位置から決定される。

送信機と受信機との間の搬送周波数オフセットの存在は、送信信号のある一定の長さから相互相関の「自己消滅」につながることがあり、すなわち、相互相関における個々の加数は、搬送周波数オフセットにより引き起こされた複素回転項のために、０まで増加する。

以下の例において、送信機と受信機との間の搬送周波数オフセットを除いて、一定のチャネル係数ａおよび遅延Ｌを有する完全伝送が仮定されるものとする。以下において変数Ｋにより略記される、長さｔ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎの、送信されるＴバーストｘ［ｋ］が送信機中に格納されれば、受信機は、以下の複素ベースバンド信号

を受信し、式中、ΔF＝ｍａｘｆｒｅｑｏｆｆｓｐｐｍ・１０^-6・ｃａｒｆｒｅｑ／Ｂ＿ｃｌｏｃｋは、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅクロックに正規化された周波数オフセットである。すなわち、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅあたり、ｘ［ｋ］とｙ［ｋ］との間の位相差は、２πΔFラジアンだけ増大する。この受信信号ｙ［ｋ］は、ここで、送信機および受信機に格納された原信号ｘ［ｋ］と相関されることになる。

Ｍａｘｆｒｅｑｏｆｆｓｐｐｍ＝３０、ｃａｒｆｒｅｑ＝２．４４５ＧＨｚおよびＢ＿ｃｌｏｃｋ＝１０１．８７５ＭＨｚであれば、たとえば、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅあたりの位相は、０．００４５ラジアン、すなわち０．０００７２だけ、元の場所からそれぞれ変化する。したがって、位相差は、１３８９サンプル内でｘ［ｋ］とｙ［ｋ］との間で完全な円を１回循環する。

ここで、受信信号ｙ［ｋ］と相関シーケンスｘ［ｋ］と間の相互相関は、

のように定義される。

ここで、インデックスｌは、ｙ［ｋ］が相関計算においてどれだけシフトされるのかを示す。受信機において、インデックスｌ＝０、・・・、ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ−１についてのｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ相関値に関心がある。

ｙ［ｋ＋Ｌ］およびｘ［ｋ］が最適な方法でマッチするように、ｙ［ｋ］がＬ Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓだけシフトされる場合、

が相関値として得られる。

｜ｘ［ｋ］｜²が常に＝Ｃであり、Ｔバースト全体が正確にＫ＝１３８９Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの長さを有すると仮定すると、上述の相関計算は、１３８９Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの過程で正確に完全な円を一周だけ回転する一定の長さの複素数値ポインタ上での合計に対応する。ポインタの回転は図１６に示され、この図は複素平面を表している。

本発明の目的は、相関値の確実な決定を可能にする装置および方法を提供することである。

この目的は、請求項１に記載の相関値を決定するための装置、請求項１６に記載の相関値を決定するための方法および請求項１７に記載の相関値を決定するためのコンピュータプログラムによって達成される。

本発明は、複素数値を有する第１の数値シーケンスと複素数値を有する第２の数値シーケンスとの間の相関から相関値を決定するための装置を提供し、その装置は、
第１の数値シーケンスの第１のサブセットと第２の数値シーケンスの第１のサブセットとの間の相関から第１の部分相関値を決定し、さらに第１の数値シーケンスの第２のサブセットと第２の数値シーケンスの第２のサブセットとの間の相関から第２の部分相関値を決定するように構成される相関手段と、
第１の部分相関値または第２の部分相関値から調整位相項を有する処理された部分相関値を決定するように構成される処理手段と、
処理された部分相関値を用いて相関値を決定するように構成される計算手段とを備える。

本発明は、部分相関により相互相関を計算することが有利であるという知見に基づく。このために、相互相関は、部分相関に対応する部分に分割される。相関値は、部分相関値をリンクすることにより決定される。相関シーケンスは、複素数値を含むことがあり、その結果、部分相関値も複素数値化され、したがって、複素平面中の位相項を含み得る。たとえば、数値シーケンスの周波数オフセットのために、位相項が異なることがある。個々の部分相関値をリンクするために、処理された部分相関値は、調整位相項を有する。すなわち、部分相関値の位相項は、処理された部分相関値が複素平面中で重なるように変更される。

本発明の装置が伝送システムにおいて用いられ、数値シーケンスが受信機中に存在する受信信号および送信信号であれば、相関値の計算は、受信機中に存在する受信信号と送信信号との間の各シフトについてそれぞれ行われる。

本発明のアプローチは、短い部分相関内で、相互相関の自己消滅の破壊的効果が生じないので、有利である。したがって、本発明のアプローチにより、相関シーケンス間に周波数オフセットあったとしても、相関値の確実な決定が可能になる。さらなる利点は、部分相関値の計算が並行して実行できることである。

１つの実施の形態によれば、個々の部分相関値の位相項が除去され、その結果として得られる処理された部分相関値が合計される。位相項の除去は、大きさの形成により行われ得る。

位相項の除去は有利である。なぜなら、対応する実施は、計算費用が低いために実現が簡単だからである。したがって、相関値は迅速に決定され得る。

さらなる実施の形態によれば、処理された部分相関値が、それぞれ隣接する部分相関値から形成され、この処理された部分相関値は、隣接する部分相関値の位相差に対応する調整位相項を含む。処理された部分相関値は、相関値を決定するために合計される。位相差の決定は、隣接する部分相関値の複素共役乗算により行われ得る。

部分相関値の位相位置を考慮に入れるのが有利である。なぜならば、相関値は、数値シーケンス間に高い周波数オフセットがあってさえも、依然として確実に決定できるからである。

さらなる実施の形態によれば、隣接する部分相関値間の位相差が決定され、個々の部分相関値の位相項は、処理された部分相関値の位相項が、選択された部分相関値、たとえば、第１の部分相関値に調整されるように、それぞれ減少または増大される。したがって、すべての部分相関値は、それらが第１の部分相関値と重なるまで、複素平面中で、前方または後方にそれぞれ回転される。相関値は、重なった処理された部分相関値を第１の部分相関値とリンクすることによって決定される。

この実施の形態は、２つの連続する部分相関値間の位相変化がほぼ一定であるという知見に基づく。位相変化に対応する回転項がひとたび決定されると、複素部分相関値は、コヒーレントな方法で加算され得る。回転項の大きさがサイズおよび部分相関値の信頼性を考慮に入れているので、関与する回転項は、それらの信頼性により重み付けされ得る。

部分相関値のコヒーレントな加算は、２つの別個の加算により実行でき、部分相関値の半分がそれぞれ加算される。そのような実施の利点は、ホーナースキームによるカスケーディングを用い得ることであり、これを用いることにより、加算における遅延時間が低減される。さらなる利点は、相関値の計算において生じる考え得る位相エラーを小さいままにしておけることである。これは重要である。なぜなら、原則として、位相は、回転項においてエラーのない方法で推定できないからである。位相と対応して、相互相関シーケンスを計算する際に生じる回転項の正規化におけるエラーを、加算が２つの別個の合計によって実行されるという点で、低減できる。

相関値を計算するための本発明の部分相関の合成は、周波数オフセットに対して強固であり、周波数オフセットは、明示的にも暗黙的にも推定される必要がない。

本発明の好適な実施の形態が添付図面を参照して以下に詳細に説明されるが、これらの図面としては：
図１は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置のブロック図であり、
図２は、本発明による部分相関値のグラフ表現であり、
図３は、本発明の実施の形態による部分相関サンプルの散布図であり、
図４は、本発明の実施の形態による相関曲線のグラフ表現であり、
図５は、図４に示される相関曲線における相関と相関フロアとの比のグラフ表現であり、
図６は、本発明のさらなる実施の形態による部分相関サンプルの散布図であり、
図７は、本発明のさらなる実施の形態による相関曲線のグラフ表現であり、
図８は、図７に示される相関曲線による相関と相関フロアとの比のグラフ表現であり、
図９は、本発明の実施の形態による大きさ推定のための値を有する表を示し、
図１０は、本発明のさらなる実施の形態による部分相関値のグラフ表現であり、
図１１は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置を有する受信機のブロック図であり、
図１２は、本発明のさらなる実施の形態のブロック図であり、
図１３は、本発明の実施の形態による相関手段のブロック図であり、
図１４は、本発明の実施の形態による部分相関値を決定するための手段のブロック図であり、
図１５ａ〜図１５ｐは、用いられるパラメータの概観であり、
図１６は、先行技術による相関値計算のグラフ表現である。

本発明の好適な実施の形態の以下の説明において、様々な図面において示され、同様な動作を有する要素について、同一または同様な参照符号が用いられ、これらの要素の繰り返しての説明は省かれる。

図１は、本発明の実施の形態による第１の数値シーケンスと第２の数値シーケンスとの間の相関から相関値を決定するための装置の図を示す。相関値を決定するための装置１００は、相関手段１０２、処理手段１０４および計算手段１０６を備える。装置１００は、第１の数値シーケンス１１２および第２の数値シーケンス１１４から相関値１１６を決定するように構成される。

相関手段１０２は、第１の数値シーケンス１１２および第２の数値シーケンス１１４を受信するように構成される。代わりに、第２の数値シーケンス１１４は、相関手段中に格納されてもよい。第１の数値シーケンス１１２および第２の数値シーケンス１１４は、複素数値を含み得る。相関手段１０２は、第１の数値シーケンスの第１のサブセットと第２の数値シーケンスの第１のサブセットとの間の相関から第１の部分相関値１１８を決定するように構成される。加えて、相関手段１０２は、第１の数値シーケンス１１２の第２のサブセットおよび第２の数値シーケンス１１４の第２のサブセットから第２の部分相関値１２０を決定するように構成される。第１の数値シーケンス１１２のサブセットおよび第２の数値シーケンス１１４のサブセットは対応する。すなわち、それらのサブセットは、共通の再分割指定に従って数値シーケンス１１２、１１４から決定される。この実施の形態によれば、サブセットは重ならず、数値シーケンス１１２、１１４の数値範囲全体とマッチする。数値シーケンス１１２、１１４各々がたとえば１００個の値で構成されていれば、第１のサブセットは、たとえば、第１の数値シーケンス１１２および第２の数値シーケンス１１４のそれぞれ最初の５０個の値で構成され、第２のサブセットは、数値シーケンス１１２、１１４の次の５０個の値で構成されてもよい。数値シーケンス１１２、１１４がさらなるサブシーケンスに再分割されれば、相関手段１０２は、数値シーケンス１１２、１１４のそれぞれのさらなるサブセットからさらなる部分相関値を決定するように構成される。

部分相関値１１８、１２０は、数値シーケンス１１２、１１４のそれぞれの各サブセットを互いに相関することにより、相関手段１０２において決定される。相関は、相互相関でも自己相関でもよい。数値シーケンス１１２、１１４が複素数値を含むので、部分相関値１１８、１２０は複素数値化されてもよく、すなわち、位相項を含んでもよい。相関手段１０２は、部分相関値１１８、１２０を処理手段１０４に提供する。

処理手段１０４は、第１の部分相関値１１８および第２の部分相関値１２０を受信するように構成される。相関手段１０２がさらなる部分相関値を提供すれば、処理手段１０４は、さらなる部分相関値を同様に受信するように構成される。処理手段１０４は、第１の部分相関値１１８および第２の部分相関値１２０から、調整位相項を有する処理された部分相関値１２２を決定するように構成される。代わりに、処理手段１０４は、第１の部分相関値１１８および部分相関値１２０から、処理された第１の部分相関値１２２および処理された第２の部分相関値１２４を決定するように構成されてもよい。処理された部分相関値１２２、１２４は、調整位相項を有する。部分相関値１１８、１２０の位相項の調整が必要でなければ、処理された部分相関値１２２、１２４の位相項は、部分相関値１１８、１２０のそれぞれの位相項に対応し得る。処理手段１０４は、処理された第１および第２の部分相関値１２２、１２４を提供するように構成される。

計算手段１０６は、処理された第１および第２の部分相関値１２２、１２４を受信するように構成される。処理手段１０４が、さらなる処理された部分相関値を提供すれば、計算手段１０６は、これらのさらなる処理された部分相関値を同様に受信するように構成される。計算手段１０６は、処理された部分相関値１２２、１２４から相関値１１６を提供するように構成される。ただ１つの処理された部分相関値１２２が計算手段１０６に提供されれば、計算手段１０６は、その１つの処理された部分相関値１２２から相関値１１６を決定するように構成される。複数の処理された部分相関値１２２、１２４が計算手段１０６に提供されれば、計算手段１０６は、処理された部分相関値１２２、１２４を互いにリンクし、リンキング結果を相関値１１６として提供するように構成される。

この実施の形態によれば、装置１００は、デジタル伝送システムの受信機（図１に示されない）の一部である。第１の数値シーケンス１１２は、受信機により受信される受信シーケンスの一部である。たとえば、第１の数値シーケンス１１２は、受信機を送信機（図１に示されない）に同期するために用いられるデジタルバーストであり得る。第２の数値シーケンス１１４は、送信機によって最初に送出された元の第１の数値シーケンス１１２に対応する。第１の数値シーケンス１１２の到着時間を決定するために、第１の数値シーケンス１１２に対応する第２の数値シーケンス１１４は、受信機に知られている。たとえば、第２の数値シーケンス１１４は、受信機中および／または装置中１００に格納されてもよく、または代わりに、後者により受信されてもよい。代わりに、第１の数値シーケンス１１２は、連続した数値シーケンスの一部であってもよい。この場合、装置１００中の第１の数値シーケンス１１２は、第２の数値シーケンス１１４のサブセットに対応するサブセットに連続的に再分割され得る。

さらなる実施の形態によれば、装置１００は、第１および第２の数値シーケンス１１２、１１４間の周波数オフセットを決定し、さらにそれを位相変化１５０として提供するように構成される。位相変化１５０は、処理手段１０４において、部分相関値１１８、１２０の比較またはリンケージから決定できる。

相関手段１０２は、単一または複数の相関手段を含み得る。相関手段１０２がただ１つの相関手段を含む場合、数値シーケンス１１２、１１４のサブセットは、相関手段１０２において交互に計算される。相関手段１０２が複数の部分相関手段を含む場合、部分相関値１１８、１２０は、並行して決定され得る。処理された部分相関値１２２、１２４は、計算手段１０６において、処理された部分相関値１２２、１２４を加算または重ねることによってリンクされ得る。

本発明の実施の形態によれば、装置１００において、以下において変数Ｎにより略記されるいくつかのｔ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ、以下において変数Ｍにより略記されるｔ＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎの長さの部分相関シーケンスについてのセクションにおいて合計が実行される。部分相関シーケンスは、数値シーケンス１１２、１１４のサブセットに対応する。バースト長、すなわち、第２の数値シーケンス１１４の長さがＫと呼ばれれば、ｎ＝０・・・Ｎ−１について相関値１１６を計算するために以下の式が適用され、

式中、Ｎ＊Ｍ＝Ｋが該当しなければならない。ｘ［ｋ］は第２の数値シーケンス１１４に対応し、ｙ［ｋ＋Ｌ］は第１の数値シーケンス１１２に対応する。元の長さＫからＮ＊Ｍまでのｘ［ｋ］の延長は、一端または両端においてゼロで満たすことにより行われ、これは、いわゆるゼロパッディングである。ゼロパッディングされた相関数ｘ［ｋ］の全長Ｎ＊Ｍは、ｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎと呼ばれ、その際、ｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎ＞Ｋである。

この実施の形態において、２つのＴバーストが数値シーケンスとして提供される。Ｘが０または１値を有する、長さｔＸ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎのＴバーストＸを、長さｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎの相関シーケンスまでゼロパッディングする際、

ゼロは、Ｔバーストの開始前に満たされ、残りのゼロ、すなわち、

は、その終了時に満たされる。

最終的に相関シーケンス長ｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎについてｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ相関値が必要とされるので、合計においてｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎ＋ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ−１ Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの長さの受信信号窓が全体で考慮される。受信信号窓中に生じる値は、第１の数値シーケンス１１２に対応する。

ＴバーストＸについてのゼロパッディングされた相関シーケンスは、上述の合計において直ちに用い得る、それぞれ長さｔ＿ｐａｒｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎの、Ｘ＝０または１についてのｔ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ複素数値部分相関シーケンスｔｘ＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｓの形ですでに受信機に対して利用可能である。

１つの実施の形態によれば、相関手段１１６は、部分相関器を含み、そのサンプルは、並行して処理手段に読み込まれる。処理手段の複素入力は、以下においてＩｎｐｕｔ１、Ｉｎｐｕｔ２、・・・、Ｉｎｐｕｔ１６と呼ばれ、相関値についての実数の出力は、Ｏｕｔｐｕｔと呼ばれる。最大点が後に決定され得る実数の相関信号、または実数の相関値は、１６個の部分相関の複素サンプルから計算される。

この実施の形態によれば、実数の相関信号の生成は、１６個の部分相関サンプルすべての絶対値が形成されて合計されるという点にある。すなわち、相関値Ｏｕｔｐｕｔは、

である。

絶対値を合計することの利点は、実施が単純なことである。なぜなら、絶対値を形成するために低い計算費用しか必要とされないからである。しかしながら、周波数オフセットが生じる場合、もしバーストがそのような場合において検出されることがあれば、最大点があるかどうかについての決定閾値は非常に小さくなるように選ばれなければならない。これは、加算されるサンプルの相互の相対位相位置が考慮に入れられないという事実に起因し、これは相関利得の減少につながる。

この一例として、散布図が図３に示され、そのサンプルは、３０ｐｐｍの相対周波数オフセットで雑音のない１６個の部分相関から得られたものである。図４において、合計１６個の部分相関結果の絶対値の形成および合計後に相関信号のピークをもたらす点がある。

図４は相関曲線のグラフ表現を示し、部分相関値は部分相関の絶対値を合計することにより結合されている。相関曲線は、第１の数値シーケンスと第２の数値シーケンスとの合成を表している。相関値を決定するための装置において決定された相関値は、図４においてプロットされている。垂直軸は個々の相関値の大きさを表している。相関度最大点に対応するピークが相関信号のほぼ中央に存在することが図４からわかる。

図５は、図４に示される相関信号の相関と相関フロアとの比のグラフ表現である。相関と相関フロアとの比により、どのような雑音もない場合でさえ、図４に示されるピークがフロアから３倍の大きさでしか突出していないことが明らかになる。

相関値を決定するための装置のさらなる実施の形態によれば、この実施の形態においては１６個である、部分相関サンプルの相互の相対位相位置は、第１および第２の数値シーケンス間で生じる周波数オフセットによる相関信号の計算に含められる。個々の部分相関値間の位相位置を含めることには、周波数オフセットが生じた場合に、雑音の多い信号であっても、バーストの確実な検出が依然可能なように、相関値が最大点を表しているかどうかに関するその後の決定の決定閾値を高く選択できるという利点がある。

１５の複素共役乗算の結果は合計され、この合計の絶対値が形成される。相関値に対応するＯｕｔｐｕｔについて、以下の結果になる。

図６は、複素共役乗算を受けたされたすべてのサンプルの散布図を示し、それによって、この実施の形態による１６個の部分相関器のうちの２つの間の位相差を示す。図６に示される散布図について、図３の１６個の部分相関のサンプルは、複素共役乗算を受けている。図３とは異なり、相関信号の最大点を形成する点は、残りのサンプルと区別され得る。

図７は、この実施の形態による相関の結果を示し、部分相関の結果は、この実施の形態によって結合されると同時に、部分相関サンプル間の位相位置を考慮に入れている。したがって、図７に示される相関信号は、図４に示される相関信号に対応し、図４に示される相関信号は、個々の部分相関サンプル間の位相位置を考慮に入れることなく部分相関の絶対値を合計することによって合計されている。図７に示される相関信号について、位相項は考慮に入れられている。

図８は、図７に示される相関信号についての相関と相関フロアとの比を示す。絶対値の合計の前述の実施の形態において、最大点は、無騒音の場合に３倍の大きさで３０ｐｐｍの相対周波数オフセットで相関フロアから突出しているだけであるのに対して、この実施形態によればピークはフロアを２５倍の大きさで超えている。したがって、最大点の検出は、この実施の形態による方法を用いれば非常に明確である。

複素共役乗算の複素数値結果を加算することにより、複素数値相関値が計算され、その絶対値が次に決定される。実施上の理由により、絶対値の計算は、累乗根の形成を省いてもよく、あるいは実数部または虚数部の大きさのみを加算してもよく、すなわち、ａ²＋ｂ²または｜ａ｜＋｜ｂ｜を、｜ｚ｜＝√（ａ²＋ｂ²）の代わりに用いることができ、その際、ｚ＝ａ＋ｊ＊ｂがあてはまる。

絶対値｜ｚ｜＝√（ａ²＋ｂ²）の形成を単純化するもう１つの可能性は、いわゆる大きさ推定器である。大きさ推定器は、以下の計算式によって複素数ｚ＝ａ＋ｊ＊ｂの大きさを推定し、

、αおよびβは、所望の最大エラーおよび実施の複雑さとは無関係にその値が選ばれるべき定数である。

αおよびβが固定された大きさ推定器を用いる場合、相関信号の大きさの順序が維持される。

α＝１およびβ＝１の場合、方程式は、実数部および虚数部の大きさの合計に対応する。（α，β）ペアα＝１およびβ＝０．２５により大きさ推定器を用いることが絶対値を形成するための最も好適な近似であることがわかった。

Ａｌｐｈａ＊ｍｉｎ＋Ｂｅｔａ＊ｍａｘ大きさ推定器の考え得る値が図９に示される表に示されている。

この実施の形態によれば、ｓ［ｌ］についての計算指定において、最大比合成（ＭＲＣ）によく似た重み付けがあり、そのため、考え得る相関利得に関してｓ［ｌ］の計算は小さい損失しか伴わない。送信信号の受信の間、信号対雑音干渉比（ＳＮＩＲ）は、数回変わり得る。なぜなら、干渉する発信機は常に信号の放射を開始または終了しているからである。簡略には、ＳＮＩＲは、部分相関内でほぼ一定であり、２つの隣接する部分相関間においてさえ変化をほとんど受けないと仮定できる。時間的ＳＮＩＲによって最大相関利得を生み出すために、ＭＲＣ方法を用いることができ、その際に、この重み付けのために、雑音干渉が一定値に正規化され、その後、ｓ［ｌ］への合計が実行される前に、受信信号は、その有効な複素共役の大きさで重み付けされる。

この実施の形態によれば、アルゴリズムのさらなる過程において、相関値ｓ［ｌ］の大きさを扱うだけでよい。加えて、生じる値は、必要があれば、実施において異なる方法で、たとえば、相関値ｓ［ｌ］のメモリ要件を低減するために、相関値ｓ［ｌ］の累乗根としてまたは対数化された値として表され得る。これは必要になり得る。なぜなら、共役乗算のために、線形尺度上での相関値のダイナミックレンジが２乗されているからである。

共役乗算について部分相関を合成し、引き続いて積について平均を出すことは、周波数オフセットに対して強固であり、周波数オフセットは、明示的にも暗黙的にも推定される必要がない。

さらなる実施の形態によれば、図１に示される処理手段は、部分相関値間の平均位相差を決定するように構成される。加えて、処理手段は、一定の部分相関値を、基準相関値として決定し、それを処理された部分相関値として変更しない方法で出力するように構成される。さらなる部分相関値の位相項は、平均位相差に従って補正され、その結果、処理されたさらなる部分相関値の位相項は、基準相関値の位相項に対応する。第１の部分相関値が基準相関値として定義されれば、第２の部分相関値は、処理された第２の部分相関値と処理された第１の部分相関値との重なりを引き起こすように、単一の位相差により逆回転される。第３の部分相関値は、平均位相差の２倍逆回転される。代わりに、部分相関値は、重なりの実施を可能にするために、順方向回転されるか、回転前に反映されてもよい。

実際に求められる回転項ｅ^jαは、Ｎ−１個の回転項を合計することによって得られる。

ここで、関与する各回転項は、その信頼性によって暗黙的に重み付けされる。これは、大きな大きさが高い信頼性に対応し、したがって合計における高い重みにつながることを意味する。

さらなる実施の形態によれば、相関値を決定するための装置は、第１の数値シーケンスの形でＴバーストを受信するように構成される受信機の一部である。ここで、チャネルビットも各Ｔバースト中で送信される。このビットは、Ｔバーストの半分後に位相ジャンプを制御する。これは、チャネルビット＝０について、Ｔバーストが、第２の数値シーケンスの形の相関シーケンスとして受信機において存在するように送信されることを意味する。それに反して、チャネルビット＝１について、Ｔバーストの後半に−１が乗算される。この考え得る１８０°の位相ジャンプは、ゼロパッディングされたＴバーストが送信機中にプログラムされる時および／または受信機中に相関シーケンスとして存在する時にも、常にバースト中央で生じる。

しかしながら、この実施の形態によれば、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ中に存在するＴバーストの後半は、−１が乗算されるのではなく、この乗算は、送信パルス形成機の出力をサンプリングすることにより、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ中で、Ｔバーストになる基礎をなすＱＰＳＫシンボルシーケンス中で生じる。しかしながら、この事実は以下において無視できる。なぜなら、提示されるアルゴリズムへの影響が重要でないものだからであり、その理由は、バーストの半分間の移行領域が、部分相関長に比べて短く、エネルギーをほとんど有していないからである。したがって、もし０／１が送信されなければならないのであれば、バーストの後半に＋／−１が乗算されると仮定できる。

その結果、チャネルビットを検出するために、行う必要があることは、この位相ジャンプを検出することだけである。

最初に、位相変化αは、残りのすべての回転項から暗黙的に推定され、チャネルビットによる位相ジャンプは全く生じ得ない。

ｔｒａｎｓｍｉｔｂｉｔ＝＝１について、第１の合計には−１が乗算され、ｔｒａｎｓｍｉｔｂｉｔ＝＝０については、＋１が乗算される。実際、後者の合計は、＋／−１が乗算されることが必要であるが、示された変形は等価である。

この計算指定には、ホーナースキームによるカスケーディング、たとえば、

が用いられる場合、実施において遅延がより少ないという利点がある。

さらなる実施の形態によれば、相関値を決定するための装置において、装置中で実施される部分相関アルゴリズムにおいてさらなる値が計算される。これらのさらなる値は、たとえば、受信機のシーケンス制御において必要とされる。

ＳＮＩＲ推定のために同様に必要とされるものは、Ｔバーストの期間中の受信信号のエネルギーｒｅｃｅｎｅｒｇである。このエネルギーは、以下の式

によって計算できる。

ｙ［ｋ］が複素数値化され、したがって、各サンプルのパワーが、Ｉ成分およびＱ成分におけるパワーで構成されていることに留意しなければならない。同じく計算されるものは、長さｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎ＝Ｎ＊Ｍの相関シーケンスｘ［ｋ］との最適マッチである信号部分についてのエネルギーである。この相関シーケンスはゼロパッディングされているので、エネルギーは理想的なケースにおいてさえ、有用な信号を含む窓に関して合計されるだけでなく、雑音に加えてパッディングされたゼロしか含まない信号部分に関しても合計される。実際のＴバーストよりも長い受信信号の窓に関する合計は、誤ったＳＮＩＲ推定につながる。シーケンス制御において、この体系的エラーは、補正項ＳＮＩＲｃｏｒｒｆａｃｔにより相殺される。

以下では、部分相関計算の過程が、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置において実施される方法に従って説明される。説明される計算は、たとえば、Ｍａｔｌａｂ関数の形で実現できる。

第１のステップは、シーケンス制御の現在のパラメータｔ＿ｃｈｏｉｃｅを介して、検討される送信機のＴバースト０または１に対して行われるべきかどうか、すなわち、この送信機について正しい部分相関シーケンスｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｓが選択されるかどうかを決定するステップを含み、すでに説明されたように、送信機は、２つの考え得るＴバーストから選ぶことができる。ここで、部分相関シーケンスは、図１による第２の数値シーケンスのサブセットに対応する。

第３のステップは、ｍａｘｉｎ０を決定するステップを含む。

必要があれば、上述のステップは、たとえば、次善の実施により簡略化されたり、あるいは、たとえば、それらのＦＰＧＡ実装が高価すぎるのであれば、さらなるソフトウェアモジュールにスワップアウトされたりできる。アルゴリズムがＦＰＧＡに実装されれば、計算集中的な操作、すなわち、部分相関計算およびｒｅｃｅｎｅｒｇの計算において生じるような、主として長いベクトルに関する合計が、ＦＰＧＡ中にいずれにしてもとどまる必要がある。

図１１は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置１００を有するデジタル伝送システムの受信機のブロック図を示す。ミキサ１１５０は、（複素）ベースバンドに混合された受信信号をサンプルクロックＢ＿ｃｌｏｃｋ中でフィルタ１１５２に送る。ミキサ１１５の下流にフィルタ１１５２が接続されている。整合フィルタ１１５２により生成された受信信号が、相関値を決定するための次の装置１００において受信される。図１に従って、第１の数値シーケンスに対応する受信信号は、装置１００において、第２の数値シーケンスに対応する既知の信号シーケンスと相関される。装置１００は、相関度値を連続的に提供するように構成され、この相関度値から最大点が次に決定される。相関度値は、次のアップサンプリングブロック７７８においてアップサンプリングされ得る。相関最大値を検出するための次の手段１１５６において、相関最大点の位置が計算され、トリガー信号が出力される。

図１２は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置の受信機への搭載のブロック図を示す。相関値を決定するための装置１００は、ＦＩＦＯ１２６０を介して受信信号を受信する。取得手段１２６２は、装置１００に対して、窓位置を示し、この窓位置に関して部分相関が装置１００において計算される。装置１００は、決定された相関値を微細相関手段１２０３に提供するように構成されている。相関値に加え、装置１００は、チャネルビットに関する情報、品質値ならびにフラッグを微細相関手段１２０３に提供する。微細相関手段１２０３は、最大点に関する決定を用いて相関値から最大点を決定するように構成され、この最大点から、次に、受信信号に含まれるバーストの到着時間が決定される。図１２に示される信号処理チェーンの入力ｂａｓｅｓｉｇは、アンテナユニットからの受信信号を表し、この受信信号は、複素ベースバンドにダウンコンバートされた状態で存在し、従ってＩおよびＱ成分中に存在し、サンプルクロックＢ＿ｃｌｏｃｋにおいてサンプリングされている。この相間は、相関ボード上のラインとして実現される。

この実施の形態（図には示されない）に示される送信機の各受信信号の処理のために、図１２に示される信号の処理は、以下の取得、部分相関計算および微細相関の部分に大まかに再分割できる。取得は、受信機を送信機に同期させるためのＡバーストの継続的な検索を含む。追跡アルゴリズムの最も計算集約的な部分を形成し、受信信号のセクションまたは窓上でしか動作しない、追跡のための部分相関計算において、Ｔバーストは、ラスタＢ＿ｓａｍｐｌｅｓ中で検索される。微細相関はオーバーサンプリングクロックにおいて実行される。微細相関手段１２０３は、部分相関計算１００からの相関値で動作し、非常に微細なラスタ中のＴバーストを検索する。

取得アルゴリズムは、受信信号中のＴバーストのおおよその位置を予測するために、受信信号中のＡバーストを利用する。

追跡アルゴリズムに入力される前に、受信信号は、ＦＩＦＯによって計算された方法で遅延される。取得アルゴリズムの位置予測により、追跡アルゴリズムは、受信信号から窓を切り抜き、この窓の内部でＴバーストが検索される。

この検索は２つのステップで実行される。第１のステップは、予測された窓中のラスタＢ＿ｓａｍｐｌｅ中のＴバーストについて相関値を決定するステップを含む。計算は、相関値に対する周波数オフセットの影響を明確に低減するために、部分相関を用いて実行される。加えて、伝送チャネルビットが抽出され、受信信号についてのいくつかの品質値が決定される。

相関値、推定チャネルビット、品質値ならびに合図フラッグが、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅよりもずっと微細なラスタ中に相関値を内挿するために利用される。これは、微細相関と呼ばれる。ここで、バーストの到着時間の非常に正確な推定がもたらされる。加えて、さらなる品質値が、相関値から決定される。

図１３は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置の図を示す。ａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ＝１６個の部分相関器１３０２を有する相関フィルタのアーキテクチャが示されている。

最初に、入力信号Ｉｎｐｕｔ１１２が元のまま、図１４にそのアーキテクチャが示されている１６個の部分相関フィルタに送られる。フィルタリングされた信号が部分相関器から来るので、それらの信号は、図１に示される処理手段の機能および計算手段の機能を含むリンキング手段１３０３の１６個のポートに並行して印加される。図１３に示される装置の出力は、実数である。なぜなら、信号Ｏｕｔｐｕｔ１１６の絶対値が、リンキング手段１３０３の終端で形成されるからである。１６個の部分相関器の出力は複素数である。

図１４は、図１３に示される部分相関フィルタ１３０２の図を示す。部分相関フィルタは、第１の数値シーケンス１１２を受信し、第１の部分相関値１１８を出力するように構成される。部分相関フィルタは、フィルタＭ１２ならびに互いに接続された遅延部材Ｍ７を含む。ネットｎｅｔ１、９、１５上の信号は複素数であり、データレートＢ＿ｃｌｏｃｋ＿４８を含む。ブロック図は、すべてのａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ部分相関フィルタについて同一である。最初に、適用された信号は、ブロック０−４−１−１−１−２−１−１においてフィルタリングされ、次にブロック０−４−１−１−１−２−１−２において遅延される。部分相関フィルタ間の相違は、異なるフィルタ係数および異なる遅延にある。異なるフィルタ係数および異なる遅延は、数値シーケンスのそれぞれのサブセットに依存する。遅延は、すべての部分相関が時間に関してマッチし、このレベルの後に、相関信号を形成するために再結合され得るために、必要とされる。

レベル０−４−１−１−１−２−２の部分相関フィルタ２は、以下の係数を有する。
ｒｅａｌ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−２＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ＋１）、
ｃｏｎｊ（ｉｍａｇ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−２＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ＋１））

さらに、相関フィルタｎは、以下の係数を有する。
ｒｅａｌ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−（ｎ−１）＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｎ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ＋１）、
ｃｏｎｊ（ｉｍａｇ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−（ｎ−１）＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｎ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ＋１））

部分相関フィルタａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓは、１６個の部分相関器の場合に、以下の係数を有する。
ｒｅａｌ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜１，ｚｅｒｏｓ（１〜ａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ−ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ））、
ｃｏｎｊ（ｉｍａｇ＿ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ（ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ〜１），ｚｅｒｏｓ（１〜ａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ−ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ））。

遅延要素の数も、部分相関フィルタの数に依存する。ゼロを部分相関フィルタ１に挿入する必要はまったくなく、ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎゼロは、部分相関フィルタ２に挿入される必要があり、（ｎ−１）＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎゼロは、部分相関フィルタｎに挿入される必要があり、さらに（ａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ−１）＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎゼロは、部分相関フィルタａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓに挿入される必要がある。

ａ＿ｃｏｒｒｂｕｒｓｔは、以下の信号を参照することになる。
ａ＿ｃｏｒｒｂｕｒｓｔ＝［ｆｌｉｐｒ（ｃｏｎｊ（ａ＿ｂｕｒｓｔｓｅｑ）），ｚｅｒｏｓ（１，ａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ−ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ）］。

したがって、係数ａ＿ｃｏｒｒｂｕｒｓｔ（（ｉｉ−１）＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ＋１〜ｉｉ＊ｐａｒｔｃｏｒｒｌｅｎ）は、部分相関フィルタｉｉに属する。

周波数オフセットの推定ｃｏｆｆｓｅｓｔｐｐｍは、以下の式
ｃｏｆｆｓｅｓｔｐｐｍ＝ａｎｇｌｅ（ｃｏｍｒｏｔｔｅｒｍ）／（２＊π＊ｔ＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎ／Ｂ＿ｃｌｏｃｋ）／ｃａｒｆｒｅｑ＊１ｅ６
により行われる。

受信された複素信号の大きさによる平均平方根は、相関シーケンス全体、すなわち、すべての部分相関の連結の間に推定される。Ｔバーストが相関シーケンスよりも明らかに短くなり得ることが観察され、その結果、相関シーケンスの間の結果として生じるＲＭＳは、もしそれがＴバーストの間にのみ測定されるならそれよりもずっと小さい。

上述のパラメータは、以下の図１５ａ〜図１５ｐにおいて定義される。

パラメータａ＿ｃｏｒｒｂｕｒｓｔは、図１によれば、第１の数値シーケンスに対応する相関信号を定義する。

パラメータａ＿ｃｏｒｒｂｕｒｓｔｌｅｎは、シンボル中の相関信号の長さを定義する。

パラメータｃｏｍｒｏｔｔｅｒｍは、部分相関における周波数オフセットを補償するための推定回転項を定義する。

パラメータｃｏｒｒｖａｌｓは、ＦＰＧＡにおいて計算される複素相関値を定義する。

パラメータｍａｘｉｎｄ０は、最大の大きさを有する相関値ｃｏｒｒｖａｌｓの、ゼロからカウントされるインデックスを定義する。

パラメータｒｅｃｅｎｅｒｇは、窓内のＴバーストの推定位置に関して計算された受信信号のエネルギーをＩ成分およびＱ成分の合計として定義する。

パラメータｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓは、追跡部分相関値の数を定義する。

パラメータｔ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓは、周波数オフセットを制御するための追跡部分相関の数を定義する。

パラメータｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎは、必要があればゼロパッディングされる追跡部分相関シーケンスの全長を定義する。このパラメータは、ｔ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓの倍数でなければならない。このパラメータは、ほぼｔ＿ｂｕｒｓｔｍａｘｌｅｎ、または、必要であればより小さく、そしてすべての送信機について同じであるべきである。

パラメータｔ＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎは、各追跡部分相関シーケンスの長さを定義する。

パラメータｔ０＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｓは、検討される送信機のＴバースト０についての追跡部分相関シーケンスを定義する。

パラメータｔ１＿ｐａｒｔｃｏｒｒｓｅｑｓは、検討される送信機のＴバースト１についての追跡部分相関シーケンスを定義する。

パラメータｔｒａｎｓｍｉｔｂｉｔは、送信される推定チャネルビットを定義する。

パラメータｔｏａは、Ｔバースト開始の推定到着時間（ＴＯＡ）を定義する。

パラメータｗｉｎｓｔａｒｔｐｏｓは、相関値がその中で計算された窓の開始のタイムスタンプを定義する。

パラメータａ＿ｎｏｐａｒｔｃｏｒｒｓは、取得バーストの受信アルゴリズム中の部分相関の数を定義する。

上述の実施の形態においてデジタル通信システムが参照されたとしても、相関値を決定するための本発明のアプローチは、所望のどのような数値シーケンスにも利用できる。部分相関値は、相互相関、自己相関または他のタイプの相関によって決定できる。本発明のアプローチは、特に、複素数値を有する相関シーケンスのために用いられ得るが、実数値の相関シーケンスについても機能する。

状況によっては、本発明の相関値を決定するための方法は、ハードウェアまたはソフトウエアで実施することができる。この実施は、それぞれの方法が実行されるように、プログラム可能なコンピュータシステムと協働する、電子的に読み取り可能な制御信号を有する、デジタル記憶媒体、特に、ディスクまたはＣＤ上で実行することができる。そのため、本発明は、一般に、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行されるときに、機械で読み取り可能なキャリアに格納された本発明の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品にも存在する。言い換えると、本発明は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるときに、この方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムとして実現することができる。

図１は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置のブロック図である。 図２は、本発明による部分相関値のグラフ表現である。 図３は、本発明の実施の形態による部分相関サンプルの散布図である。 図４は、本発明の実施の形態による相関曲線のグラフ表現である。 図５は、図４に示される相関曲線における相関と相関フロアとの比のグラフ表現である。 図６は、本発明のさらなる実施の形態による部分相関サンプルの散布図である。 図７は、本発明のさらなる実施の形態による相関曲線のグラフ表現である。 図８は、図７に示される相関曲線による相関と相関フロアとの比のグラフ表現である。 図９は、本発明の実施の形態による大きさ推定のための値を有する表を示す。 図１０は、本発明のさらなる実施の形態による部分相関値のグラフ表現である。 図１１は、本発明の実施の形態による相関値を決定するための装置を有する受信機のブロック図である。 図１２は、本発明のさらなる実施の形態のブロック図である。 図１３は、本発明の実施の形態による相関手段のブロック図である。 図１４は、本発明の実施の形態による部分相関値を決定するための手段のブロック図である。 図１５ａは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｂは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｃは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｄは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｅは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｆは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｇは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｈは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｉは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｊは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｋは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｌは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｍは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｎは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｏは、用いられるパラメータの概観である。 図１５ｐは、用いられるパラメータの概観である。 図１６は、先行技術による相関値計算のグラフ表現である。

Claims (8)

1. 複素数値を有する第１の数値シーケンスと複素数値を有する第２の数値シーケンスとの間の相関から信号の到着時間を決定するための装置（１００）であって、
   前記装置は、受信機を送信機に同期させるためのデジタルバーストとして前記第１の数値シーケンスを受信し、前記第１の数値シーケンスに対応する第２の数値シーケンスを格納または受信するように構成されており、前記装置は、
   前記第１の数値シーケンス（１１２）の第１のサブセットと前記第２の数値シーケンス（１１４）の第１のサブセットとの間の相関から第１の部分相関値（１１８）を決定し、さらに前記第１の数値シーケンス（１１２）の第２のサブセットと前記第２の数値シーケンス（１１４）の第２のサブセットとの間の相関から第２の部分相関値（１２０）を決定し、前記第１（１１２）および前記第２（１１４）の数値シーケンスのさらなるサブセットからさらなる部分相関値を決定するように構成される相関手段（１０２）と、
   前記第２の部分相関値から前記第１の部分相関値（１１８）の位相項に調整される位相項を有する処理された第２の部分相関値（１２２）を決定し、さらなる処理された部分相関値を決定するように構成される処理手段（１０４）と、
   前記処理された第２の部分相関値および前記さらなる処理された部分相関値を用いて相関値（１１６）を決定するように構成される計算手段（１０６）とを備え、
   前記処理手段（１０４）は、前記部分相関値（１１８、１２０）間の平均位相差を決定し、前記平均位相差に基づいて前記位相項を低減して前記第２のおよびさらなる部分相関値（１２０）において前記位相項を補正することによって前記処理された第２の部分相関値（１２４）および前記処理されたさらなる部分相関値を決定するように構成され、
   前記計算手段（１０６）は、前記第１の部分相関値、前記処理された第２の部分相関値および前記処理されたさらなる部分相関値を加算することによって相関値（１１６）を決定するように構成され、さらに、
   前記装置は、信号の前記到着時間を前記相関値の絶対最大値から決定するために前記相関値の前記絶対最大値を検出するようにさらに構成される、装置。
2. 前記部分相関値（１２０、１２２）は複素平面中に異なる位相項を有し、さらに、前記処理手段（１０４）は、前記部分相関値の前記位相項に基づいて、前記処理された部分相関値（１２２）の前記調整位相項を決定するように構成される、請求項１に記載の装置。
3. 前記相関手段（１０２）は、共通の再分割指定に基づいて、前記第１および第２の数値シーケンス（１１２、１１４）から前記サブセットを決定するように構成される、請求項１に記載の装置。
4. 前記位相差は前記部分相関値間の平均位相差であり、さらに、前記処理手段は、前記処理された第２およびさらなる部分相関値の位相項を前記第１の部分相関値の位相項になるように調整するために、前記処理された第２の部分相関値の位相項を前記平均位相差に従って低減し、さらに前記さらなる部分相関値の位相項を前記平均位相差に従って増大するように構成される、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の装置。
5. 前記処理手段（１０４）は、前記位相差を隣接する部分相関値の複素共役乗算の正規化合計として決定するように構成される、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の装置。
6. 前記第１の数値シーケンスは受信シーケンスであり、前記第２の数値シーケンスは送信シーケンスの一部であり、前記受信シーケンスおよび前記送信シーケンスは周波数オフセットを含み、さらに、前記処理手段は、前記周波数オフセットを決定するように構成される、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の装置。
7. 複素数値を有する第１の数値シーケンスと複素数値を有する第２の数値シーケンスとの間の相関から受信機において信号の到着時間を決定するための方法であって、前記第１の数値シーケンスは前記受信機によって受信される受信シーケンスの一部であり、かつ前記受信機を送信機に同期させるためのデジタルバーストであり、前記第２の数値シーケンスは前記第１の数値シーケンスに対応し前記受信機に格納され、前記方法は、
   前記第１の数値シーケンス（１１２）の第１のサブセットと前記第２の数値シーケンス（１１４）の第１のサブセットとの間の相関から第１の部分相関値（１１８）を決定し、前記第１の数値シーケンス（１１２）の第２のサブセットと前記第２の数値シーケンス（１１４）の第２のサブセットとの間の相関から第２の部分相関値（１２０）を決定し、前記第１（１１２）および前記第２（１１４）の数値シーケンスのさらなるサブセットからさらなる部分相関値を決定するステップと、
   前記第２の部分相関値から前記第１の部分相関値（１１８）の位相項に調整される位相項を有する処理された第２の部分相関値を決定し、さらなる処理された部分相関値を決定するステップと、
   前記処理された第２の部分相関値および前記さらなる処理された相関値を用いて相関値を決定するステップと、
   前記相関値の絶対最大値から信号の前記到着時間を決定するために前記相関値の前記絶対最大値を検出するステップとを備え、
   前記処理された第２の部分相関値を決定するステップは、前記部分相関値（１１８、１２０）間の平均位相差を決定するステップと、前記平均位相差に基づいて前記位相項を低減して前記第２のおよびさらなる部分相関値において前記位相項を補正することによって前記処理された第２のおよびさらなる部分相関値を決定するステップとを含み、さらに
   前記相関値を決定するステップは、前記第１の部分相関値および前記処理された第２のおよびさらなる部分相関値を加算するステップを含む、方法。
8. コンピュータ上で実行されるときに、請求項７に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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