JP4842172B2

JP4842172B2 - スペクトル拡散用受信機

Info

Publication number: JP4842172B2
Application number: JP2007048546A
Authority: JP
Inventors: 秀樹石原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-02-28
Filing date: 2007-02-28
Publication date: 2011-12-21
Anticipated expiration: 2027-02-28
Also published as: JP2008211714A

Description

本発明は、初期コード同期および同期追尾を行うスペクトル拡散用受信機に関するものである。

スペクトル拡散通信方式（SS方式:Spectrum Spreading）は、第３世代携帯電話のコア技術であり、また、ＧＰＳ（Global Positioning Services）等の測位システムにも採用されている。スペクトル拡散通信では、擬似雑音系列等の拡散コードによる拡散処理が実施されており、送信電力分布は広帯域化される。これにより、受信電力密度は低減でき、雑音電力密度以下となることもある。これはスペクトル拡散通信方式の特徴であり、本方式が秘匿性を持つ理由でもある。

受信機側で信号を検出するには、拡散前の狭帯域信号に戻す必要があり、この処理が逆拡散と呼ばれるものである。逆拡散処理は、拡散に使用したコードのレプリカを受信機側で生成し、そのレプリカ信号と受信信号の相関演算を実施する処理である。この処理を経て初めて受信機側では信号検出が可能となる。相関が最大になるということは、受信信号系列とレプリカ信号系列の乗算するタイミングが一致したことを意味しており、このタイミングを検出する一連の動作がコード同期捕捉である。すなわち、コード同期捕捉では、逆拡散処理を実施し、相関ピーク値の検出を実施する。

コード同期捕捉後は、同期追尾動作に移行する。相関演算は時間領域で実施した場合、畳み込み演算になり処理量が膨大になる。処理量削減のためにコード同期タイミングを検出した後はそのタイミングを追尾しながら最低限の処理量で拡散処理を実施することが求められる。

コード同期捕捉動作は、追尾動作前のコードタイミング探索動作と捉えることができ、拡散コード全位相（全タイミング）に対する最尤推定になる。コード同期捕捉方法は大きく２つに分類される。具体的には、スライディング相関方式に代表される能動相関方式と、マッチトフィルタ（ＭＦ：Matched Filter）に代表される受動相関方式と、の２つである。

スライディング相関器方式は、ＭＦ方式に比べて回路規模が小さいが、コード同期捕捉に時間を要する。ＭＦ方式は、高速なコード同期捕捉が可能であるが、スライディング相関方式においてＮコード時間で実施する相関処理を１コード時間で実施するため、高速なクロックが必要になる。たとえば、チップレート１．０２３Mcps，コード長１０２３chipの場合、スライディング相関器であれば１．０２３sec要する演算を、ＭＦでは１msecで実施する。また、上記方式による時間領域での相関演算は、畳み込み演算になり、コード長をＮ（chip）とした場合、処理量はＮ²オーダになる。

一方、処理量削減のためにＭＦ方式を周波数領域上で実施することにより、時間領域における畳み込み演算を周波数領域における乗算に変換する方式があり、この方式の一例として、周波数領域における受動相関方式であるＦＤ−ＤＭＦ（Frequency Domain - Digital Matched Filter）がある（たとえば、下記特許文献１参照）。ＭＦの演算を周波数領域で実施することで、上記Ｎ²オーダの演算量をＮlogＮオーダに削減することができる。

また、ＦＤ−ＤＭＦでは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）後の拡散コードレプリカの先頭アドレスをシフトする操作のみで周波数変換を実現できるという利点があり、これを周波数捕捉動作用の周波数掃引に利用することができる。

特開２００３−２５８７６９号公報

しかしながら、上記従来の周波数領域における受動相関方式（ＦＤ−ＤＭＦ）では、周波数捕捉時の周波数分解能がＦＦＴ長に依存してしまう欠点がある。たとえば、Ｌ_pn[chip]長の拡散コードをＦＦＴ長とし、オーバサンプリング数をＯＶＳとする。このとき、１[sec]間の拡散コード数をＮ_pnとすると、サンプリングレートは（Ｌ_pn×ＯＶＳ×Ｎ_pn）[Hz]になる（チップレートは（Ｌ_pn×Ｎ_pn[cps]））。ＦＦＴ後の拡散コードレプリカの１サンプルシフトは、「（サンプリングレート）÷（Ｌ_pn×ＯＶＳ）＝Ｎ_pn[Hz]」の周波数変換に相当する。すなわち、時間領域においては、約Ｎ_pn[Hz]ステップで周波数掃引（スイープ）を実施していることになる。拡散コード周期Ｔは１／Ｎ_pn[sec]であるため、Ｔ×Ｎ_pn＝１となる。これは、所望のキャリア周波数から１サンプルのシフトのみで、１コード長時間で位相が３６０°回転することを意味しており、１コード間の拡散復調の利得が０になることを示している。

図８は、横軸を残留周波数偏差、縦軸をその残留周波数偏差に応じた拡散復調電力とし、３ステップの周波数掃引（ＦＦＴ後の拡散コードレプリカを０（図８中央），１（図８右），−１（図８左）シフトした場合）を実施した場合の特性を示す図である。図８に示すように、ピーク位置からＮ_pn／２ずれた周波数では、１コード間で１８０°の位相回転が残留することを示し、拡散復調電力が約３．９ｄＢ程度劣化することを示している。

すなわち、周波数偏差によっては、コード同期捕捉時に３．９ｄＢ程度の感度劣化を招くことになる。この３．９ｄＢの感度低下を想定して感度改善用の巡回積分回数を決定する必要があるため、積分時間が増大し、最終的には捕捉時間が増大する。

また、オーバサンプリング数を増加する等によりＦＦＴ長を増大した場合には、周波数分解能を向上させることはできるが、上記の３ｄＢ劣化問題は同様に生じ、回路規模が増加する。また、受信信号系列に対するＦＦＴ長を増大させることで（たとえば２Ｌ_pn[chip]をＦＦＴ長とする)、周波数分解能を向上させることができるが、単純にＦＦＴの回路規模が増大する。同期捕捉は、通信開始時のみにしか使用しないため、回路規模を抑えることが求められる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模を増大することなく、残留周波数偏差によって部分的に発生する感度低下を抑圧することが可能なスペクトル拡散用受信機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散用受信機は、受信信号の周波数偏差を補正しながら逆拡散演算を実施するスペクトル拡散用受信機であって、周波数領域における周波数掃引により、初期同期捕捉を行う初期同期捕捉手段と、時間領域における周波数掃引により、前記捕捉した同期の追尾を行う同期追尾手段と、を備え、前記初期捕捉同期および同期追尾により得られる周波数偏差推定値に基づいて受信信号の周波数偏差を補正することを特徴とする。

この発明によれば、回路規模を増大することなく、残留周波数偏差によって部分的に発生する感度低下を抑圧することができる、という効果を奏する。

以下に、本発明にかかるスペクトル拡散通信方式の受信機（スペクトル拡散用受信機）の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
本発明にかかるスペクトル拡散用受信機は、周波数領域における周波数掃引（ＦＦＴ後の拡散コードレプリカのアドレスシフト)と時間領域における周波数掃引とを併用する。

本実施の形態のスペクトル拡散用受信機においては、初期コード・キャリア同期捕捉後はコスタスループ等による時間領域におけるキャリア同期追尾を実施する。ＦＤ−ＤＭＦでもキャリア追尾は可能であるが、相当な分解能（数Hzレベル）を要求されるため、回路規模が増大する。したがって、キャリア同期追尾は、コスタスループ等により時間領域で実施する。

図１は、本発明にかかるスペクトル拡散用受信機の構成例を示す図である。このスペクトル拡散用受信機は、周波数変換器１と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２と、初期コード同期捕捉部３と、コード同期・キャリア同期追尾部４と、ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）５とを備えている。

周波数変換器１は、ＮＣＯ５が出力する信号とＡＤ変換後の受信ベースバンド複素信号とを複素乗算することで周波数偏差を補正する機能を有し、主に同期追尾以降に使用する。また、ＦＤ−ＤＭＦについては、その機能を初期コード同期捕捉部３内で実現する。また、コード同期・キャリア同期追尾部４は、初期コード同期捕捉部３で確立した同期を維持する回路であり、コスタスループやコード同期追尾に使用するＤＬＬ（Delay Lock Loop）はこの中に含まれる。また、図１に示すように、同期追尾用に時間領域における周波数変換器１を持つ必要がある。また、本実施の形態では、この周波数変換器１を初期キャリア同期捕捉時にも使用することで周波数掃引時の周波数分解能を向上させる。

つづいて、本実施の形態の特徴的な動作を説明する。本実施の形態の受信機は、上記図１に示す構成の初期コード同期捕捉部３に、図２に示すＦＤ−ＤＭＦ方式の初期コード同期捕捉方式を適用する。

図２は、初期コード同期捕捉部３の構成例を示す図である。図２では、準同期検波方式を想定し、ＲＦ（Radio Frequency）回路にて受信信号を送信キャリア周波数でダウンコンバートしている。ドップラー周波数や送受の原振の周波数オフセットは、ディジタル部入力の受信ベースバンド複素信号に残留している。この受信ベースバンド複素信号は、ＡＤ変換部およびディジタルローパスフィルタ通過後の信号である。また、初期コード同期捕捉部３では、初期同期捕捉時の掃引周波数に応じてメモリシフトを行うことにより周波数掃引を実施する。

拡散コードレプリカ生成器２１では、処理量削減のために、たとえば、ＲＯＭに拡散コードを蓄積して代用する。ＦＦＴ２２は、拡散コードレプリカを離散フーリエ変換する。なお、ＦＦＴ２２を省略し、拡散コードレプリカ生成器２１内のＲＯＭに離散フーリエ変換後のレプリカを蓄積しておき、回路規模を削減することも可能である。

メモリシフタ２３は、掃引周波数に応じてメモリシフトを行う。ＦＦＴ２４では、受信ベースバンド複素信号を離散フーリエ変換する。なお、メモリシフタ２３は、ＦＦＴ２４の後ろに設置しても機能的に等価である。

複素乗算器２５は、離散フーリエ変換後のレプリカと離散フーリエ変換後の受信ベースバンド複素信号とを複素乗算する。ＩＦＦＴ２６では、複素乗算後の信号を時間領域の信号に変換する。遅延プロファイル生成部２７は、複素信号（Ｉ＋ｊＱ，ｊ:虚数）に対して「Ｉ²＋Ｑ²」を計算する。ここまでの動作により電力遅延プロファイルが得られる。

電力巡回積分用メモリ２８では、感度改善を目的に電力遅延プロファイルを積分する。ここでは、周波数偏差に伴うクロック偏差を補正しながら積分する。通常、周波数偏差が残留した状態で複素信号のまま積分を実施すると積分損失が大きくなるが、たとえば、残留周波数偏差による積分損失が十分小さいと見積もられる状態であれば、複素信号のまま積分することも可能である。その場合は、電力巡回積分用メモリ２８が遅延プロファイル生成部２７の前に入り、電力換算前に積分動作を実施する。

最大ピーク値検出器２９では、積分後の電力遅延プロファイルの最大ピーク値と、そのときのコード位相と、を求めて、メモリ３１に記憶する。同期判定しきい値算出部３０では、積分後の電力遅延プロファイルおよび電力遅延プロファイル最大ピーク値から同期判定しきい値を算出する。なお、このしきい値は固定にすることも可能であり、その場合はこの回路は省略される。算出した同期判定しきい値はメモリ３１に記憶する。

以上の動作を、周波数掃引ステップ数分にわたって繰り返し実行し、周波数掃引ステップ数分の電力遅延プロファイル最大ピーク値，最大ピーク値に対応するコード位相，同期判定しきい値をメモリ３１に記憶する。

周波数掃引完了後、最大値検出器３２では、メモリ３１に記憶された周波数掃引ステップ数分の最大ピーク値中の最大値ｍを検出する。その結果（どの周波数掃引ステップ時が最大であったかという情報)は同期判定部３３に渡され、同期判定部３３では、そのときの同期判定しきい値と最大値ｍに基づいて同期判定（しきい値と最大値ｍの比較）を実施する。たとえば、最大値ｍがしきい値以上であれば、同期捕捉フラグとそのときのコード位相と周波数偏差推定値とを出力する。

上記ＦＤ−ＤＭＦ方式の初期コード同期捕捉方式を前提とし、本実施の形態では、時間領域で１回だけ周波数変換器１による周波数変換を実施し、それ以外は、周波数領域の周波数掃引を実施する。以下、周波数偏差を探索するために、一例として、７ステップの周波数掃引を実施する場合の例を示す。ＦＤ−ＤＭＦのＦＦＴ長は拡散コード長Ｌ_pn[chip]とする。

まず、手順１として、受信機のローカル周波数を中心に、周波数領域でたとえば３ステップの周波数掃引を実施する。その様子を図３−１に示す。このときの掃引周波数ステップサイズはＮ_pn[Hz]である。つぎに、手順２として、周波数変換器１により、−Ｎ_pn／２[Hz]の周波数シフトを時間領域で実施し、その後、（受信機のローカル周波数−Ｎ_pn／２）[Hz]を中心に、周波数領域でたとえば４ステップの周波数掃引を実施する。その様子を図３−２に示す。最終的には、図３−３に示すように周波数掃引を実施した場合と等価になる。拡散復調電力が最大になる周波数掃引ステップが周波数偏差推定値となる。

このように、本実施の形態においては、周波数偏差を探索するために上記７ステップの周波数掃引を実施することとした。これにより、回路規模を増大することなく、残留周波数偏差によって部分的に発生する感度低下を１ｄＢ程度に抑えることができる（図３−３に示すように、劣化が最大になる周波数偏差は、Ｎ_pn／４[Hz]の偏差を持つ場合であり、１コード長時間で約９０°の位相回転に相当し、このときの拡散復調電力の劣化は１ｄＢ程度である。）。

なお、本実施の形態においては、周波数変換器１を用いることとしたが、−Ｎ_pn／２[Hz]の周波数を予め乗算しておいた拡散コードレプリカを別途用意しておくことで、周波数変換器１の代わりに使用することも可能である。

実施の形態２．
実施の形態２では、前述の実施の形態１で得られた結果に基づいて周波数偏差を推定する。

図３−３に示す所定位置を実際の周波数偏差として仮定すると、拡散復調電力が最大になった前後の周波数探索結果から、図４に示すように、拡散復調電力の関数Ｐ上の系列が得られる。ＦＦＴ長をＰＮコード長Ｔ[sec]（＝１／Ｎ_PN），残留周波数偏差をｆ[Hz]とした場合に、ｆ_n＝ｆＴとなり、関数Ｐは次式（１）で与えられる。
Ｐ＝（（Ｔsinπｆ_n）／（πｆ_n））² …（１）

本実施の形態では、上記関数に基づき補間した系列の最大値位置を検出し、周波数偏差を推定する。図５は、実施の形態２の初期コード同期捕捉部３の構成例を示す図である。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作について説明する。

本実施の形態においては、データ取り出し部４１が、メモリ３１から、周波数掃引ステップ数分の電力遅延プロファイル最大ピーク値系列ｍａｘ[i]（ｉ＝０，１，２，…Ｎ−１（Ｎ：周波数掃引ステップ数））を取り出す。そして、データ取り出し部４１では、上記電力遅延プロファイル最大ピーク値系列ｍａｘ[i]および最大値検出器３２から受け取るｍａｘ[i]の最大値位置ｉ＝ｋの情報に基づいて、ｍａｘ[i]最大値位置前後のデータを補間するために必要なサンプル数を求める。データ取り出し部４１の出力データ系列は、周波数換算ではＮ_PN／２間隔のサンプル点の集合であり、この時点で周波数推定を実施した場合の周波数推定精度は±Ｎ_PN／４である。

補間部４２では、要求される周波数推定精度を±Ｒ[Hz]とすると、Ｎ_PN／（４Ｒ）倍以上のオーバサンプリングを実施できるように、データ取り出し部４１の出力データ系列に対して０挿入を行い、０挿入後の系列と関数Ｐの系列との畳み込み演算を実施することで補間処理を行う。関数Ｐの系列は、ＲＯＭテーブルを使用することで処理量を削減することができる。

補間処理後の系列を受け取った最大値位置検出部４３では、補間後の系列の最大値位置を検出し、その結果から周波数偏差を推定する。Ｎ_PN／（４Ｒ）倍のオーバサンプリングを実施した場合の周波数偏差推定方法においては、Ｎ_PN／（４Ｒ）倍のオーバサンプリング後の系列において、ｍａｘ[i]の最大値位置ｋからのオフセット量Δを、最大値位置検出部４３による最大値位置検出結果に基づいて算出する。Δの単位は、Ｎ_PN／（４Ｒ）倍のオーバサンプリングを実施後のサンプル単位である。このとき、上記ｍａｘ[i]の最大値位置ｋのときの掃引周波数に「２×Ｒ×Δ」を加算することで周波数偏差を推定する。

なお、本実施の形態では、前述の実施の形態１の構成に対して上記処理を適用した場合について説明したが、これに限らず、周波数掃引はＦＤ−ＤＭＦ方式を使用せず、時間領域における周波数掃引を使用した場合であっても等価な結果を得ることができる。

また、本実施の形態では、補間に使用する補間フィルタとして関数Ｐを利用したが、これに限らず、ＳＩＮＣ関数を使用することとしてもよい。関数Ｐを時間関数として見れば、ＳＩＮＣ関数の２乗であることからこの関数の周波数特性は[-T/2,T/2]の区間で三角波である。この区間を方形窓で切り出すフィルタであれば補間できるので、補間フィルタとしてＳＩＮＣ関数を利用することができる。

実施の形態３．
前述した実施の形態２では補間フィルタを使用した場合について説明したが、本実施の形態３においては、補間フィルタを使用せずに最大値を検出する。

図４に示した波形において、サンプル点間隔未満の精度で最大値を算出する方法として、スペクトル拡散通信のコード同期追尾に使用されるＤＬＬの遅延弁別器を使用する方法がある。本実施の形態では、図５の補間部４２を上記遅延弁別器に置き換えることで、実施の形態２と同等の処理を実現する。遅延弁別器を用いた場合の最大値検出動作の一例を図６に示す。たとえば、図示のように、ＰＲ＝ｍａｘ[k]（ｍａｘ[i]系列の最大値），ＥＡ＝ｍａｘ[k+1]，ＬＡ＝ｍａｘ[k-1]とし、また、真の最大値位置（サンプル点間隔未満：図示のコードタイミング真値に相当）とサンプル点間隔で検出した最大値位置ｋとの誤差をΔとする。Δの単位はサンプル間隔である。

このとき、誤差Δを下記（２），（３），（４）式のように計算する。
ＬＡ＜ＥＡの場合には、
Δ＝（ＥＡ−ＰＲ）／（２×（ＰＲ−ＬＡ））＋１／２ …（２）
ＬＡ＞ＥＡの場合には、
Δ＝（−１）×（（ＬＡ−ＰＲ）／（２×（ＥＡ−ＰＲ））＋１／２） …（３）
上記以外の場合には、
Δ＝０ …（４）

そして、上記の演算により求めたΔを、サンプル点間隔で検出した最大値位置ｋに加算することで、サンプル点間隔未満の精度で真の最大値位置を算出し、周波数偏差推定値を得る。

実施の形態４．
つづいて、実施の形態４の初期コード同期捕捉部３について説明する。本実施の形態４では、前述した実施の形態１〜３で説明した初期コード同期捕捉を繰り返し実行し、その捕捉結果を平均化することで、受信信号の周波数偏差を高精度に推定する。

図７は、実施の形態４の初期コード同期捕捉部３の構成例を示す図である。図示の初期コード同期捕捉部３は、一例として、図５に示す初期コード同期捕捉部の構成に平均化回路５１を追加した構成であり、平均化回路５１にて平均化後の周波数偏差推定値を出力している。具体的には、平均化回路５１に、移動平均フィルタ，ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを使用し、タップ数を十分にとることで高精度な周波数偏差推定値を得る。なお、この平均化回路を、初期コード同期捕捉だけでなく、同期追尾に使用することも可能である。その場合には、別途同期追尾用の回路を設ける必要が無い。

以上のように、本発明にかかるスペクトル拡散用受信機は、スペクトル拡散通信方式を採用する通信装置に有用であり、特に、初期コード同期および同期追尾を高精度に行うスペクトル拡散通信方式の通信装置に適している。

スペクトル拡散用受信機の構成例を示す図である。初期コード同期捕捉部の構成例を示す図である。初期コード同期捕捉動作の一例を示す図である。初期コード同期捕捉動作の一例を示す図である。初期コード同期捕捉動作の一例を示す図である。拡散復調電力の関数Ｐ上の系列を示す図である。初期コード同期捕捉部の構成例を示す図である。遅延弁別器を用いた場合の最大値検出動作の一例を示す図である。初期コード同期捕捉部の構成例を示す図である。課題を説明するための図である。

符号の説明

１周波数変換器
２ＬＰＦ（Low Pass Filter）
３初期コード同期捕捉部
４コード同期・キャリア同期追尾部
５ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）
２１拡散コードレプリカ生成器
２２ＦＦＴ
２３メモリシフタ
２４ＦＦＴ
２５複素乗算器
２６遅延プロファイル生成部
２８電力巡回積分用メモリ
２９最大ピーク値検出器
３０同期判定しきい値算出部
３１メモリ
３２最大値検出器
３３同期判定部
４１データ取り出し部
４２補間部
４３最大値位置検出部
５１平均化回路

Claims

受信信号の周波数偏差を補正しながら逆拡散演算を実施するスペクトル拡散用受信機であって、
周波数領域における周波数掃引により、初期同期捕捉を行う初期同期捕捉手段と、
時間領域における周波数掃引により、前記捕捉した同期の追尾を行う同期追尾手段と、
を備え、
前記初期同期捕捉および同期追尾により得られる周波数偏差推定値に基づいて受信信号の周波数偏差を補正し、
前記初期同期捕捉手段は、所定の周波数を中心に、周波数領域で複数ステップの第１の周波数掃引を行い、つぎに、前記周波数掃引のステップサイズより小さいステップサイズで時間領域の周波数シフトを行い、前記周波数シフト後の周波数を中心に、周波数領域で複数ステップの第２の周波数掃引を行い、前記第１の周波数掃引および前記第２の周波数掃引に基づいて周波数偏差推定値を得る、ことを特徴とするスペクトル拡散用受信機。
前記初期同期捕捉手段は、
前記周波数掃引のステップ単位に遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記周波数掃引のステップ単位に前記遅延プロファイルの最大ピーク値を検出して保持する最大値検出手段と、
前記周波数掃引のステップ単位に、前記遅延プロファイル生成手段にて生成された遅延プロファイルおよび前記最大値検出手段にて求められた最大ピーク値に基づいて同期判定しきい値を算出して保持するしきい値算出手段と、
周波数掃引完了後に、前記保持された最大ピーク値中の最大値を検出し、当該最大値に対応する同期判定しきい値に基づいて同期判定を行い、当該同期判定結果に基づいて周波数偏差を推定する周波数偏差推定手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散用受信機。
周波数掃引回数分の前記最大ピーク値の系列および当該最大ピーク値中の最大値の位置に関する情報に基づいて、最大値位置前後のデータを補間するため系列を生成する系列生成手段と、
前記生成した系列を補間する補間手段と、
を備え、
前記補間後の系列の最大値位置を検出し、その最大値位置検出結果から周波数偏差を推定する請求項２に記載のスペクトル拡散用受信機。
前記補間手段は、前記系列生成手段にて生成した系列に対して０挿入後に、ＳＩＮＣ関数を２乗した関数との畳み込み演算を実施することを特徴とする請求項３に記載のスペクトル拡散用受信機。
前記補間手段は、前記系列生成手段にて生成した系列に対して０挿入後に、ＳＩＮＣ関数との畳み込み演算を実施することを特徴とする請求項３に記載のスペクトル拡散用受信機。
前記補間手段に代えて、前記同期追尾に使用されるＤＬＬ（Delay Lock Loop）に用いられる遅延弁別器を備え、
前記遅延弁別器を用いてサンプル間隔よりも細かく最大値を検出することを特徴とする請求項３、４または５に記載のスペクトル拡散用受信機。
さらに、
前記初期同期捕捉手段により得られる周波数偏差推定値を平均化する平均化手段、
を備え、
平均化後の値に基づいて受信信号の周波数偏差を補正することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載のスペクトル拡散用受信機。