JP4637714B2 - 永久磁石式回転電機 - Google Patents

Description

本発明は、電圧制御を可能とする永久磁石式回転電機に関するものである。

従来の永久磁石モータは、回転速度の増加に伴い、ほぼそれに比例して電圧が上昇する。このようなモータでは、運転範囲が広い場合、回転速度が低い状態では電圧が低く、回転速度の高い状態では電圧が高くなる。この場合、例えば、出力一定で運転されるモータにおいては、回転速度の低い状態では電圧が低いため電流が増加し、回転速度が高い状態では電圧が高いため、電流が少ない。以上の結果から、出力一定で回転範囲の広いモータでは、出力よりはるかに大きい電源が必要となる。
上記問題点の解決策として、従来の特許文献１では、固定子内周側に磁束制御装置と呼ばれる部材を配置し、それを回転させることにより、磁気抵抗を変化させ電圧を制御する方式が紹介されている。

特開２００３−２６４９９７号（請求項１、段落００２２等）

しかしながら、このように電圧を制御したい用途は、先述の通り運転範囲が広く、一般的には高速運転されるケースが多い。また、従来技術では、磁気抵抗を変えることで、コイルに鎖交する磁束量を変化させるが、同時にインダクタンスも変化してしまう。永久磁石式モータは、インバータなどにより運転されるが、磁束量とインダクタンスの両方が変化すると、それぞれ演算が必要となり、無駄時間が多くなる。特に、高速運転している場合においては、その無駄時間により制御性能が低下する。
この発明は以上のような問題点を解消するためになされたもので、インダクタンスを変化させることなく電圧の制御を可能とすることで、制御における演算量を低減させ、高速運転の制御性能向上に寄与しうる永久磁石式回転電機を得ることを目的とする。

この発明に係る永久磁石式回転電機は、複数個の永久磁石が周方向に所定の間隔で配置された回転子、および先端が回転子に対向する複数個のティースが周方向に所定の間隔で配置された固定子コアと各ティースに巻回されたコイルとを有する固定子を備えた永久磁石式回転電機であって、径方向における回転子の永久磁石と固定子のティース先端との間に各ティースに対応して配置された内周コアを備え、各内周コアは、径方向に均一な厚さを有するとともに軸方向に複数個の内周コア片に分割され、内周コア片の少なくとも２個と対応するティースとの周方向距離に差を生じさせ得るよう少なくとも１個の内周コア片を周方向に移動可能に構成したものである。

以上のように、内周コアの移動によりティースに生じる磁束量が変化して電圧の制御が可能となり、かつ、内周コアは径方向に均一な厚みを有しているので、磁気抵抗が変化せず従ってインダクタンスが変化しない。

実施の形態１．
本発明に係る永久磁石式モータについて図を用いて説明する。なお、同種の発電機についてもこの発明は同様の要領で適用することができるので、以下では、永久磁石式モータに適用した場合について説明するものとする。
図１は、本発明の実施の形態１における永久磁石式モータの構成を示す縦断面図である。図において、固定子１は、フレーム（図示せず）に固定されている固定子コア３とコイル２、そして周方向に移動可能な内周コア片６、内周コア片７から構成される。内周コア片６、７の集合体を内周コア３０とする。
回転子９は、回転子コア１１と回転子コア１１の表面に交互に磁極が異なるように配置された永久磁石１０、およびシャフト１２からなり、固定子１と空隙８を隔て配置されている。

一般の永久磁石式モータと本発明のモータの違いは、内周コア片６および内周コア片７の有無だけであり、モータ動作原理は一般の永久磁石式モータと同様であり、これら一般の永久磁石式モータと共通する内容については説明を割愛するものとする。
本発明による永久磁石式モータの横断面図を図２、図３に示す。
図２は、図１内に示すＡ断面の横断面図を示したもので、図３は、同じくＢ断面の横断面図を示したものである。

図２において、固定子１は、フレーム（図示せず）に固定されている固定子コア３とコイル２（図示せず）から成り、固定子コア３は、継鉄部にあたるコアバック５とコイル２が巻回されその先端が回転子９に対向するティース４で構成されている。
そして、固定子コア３の内周側であってティース４の先端と回転子９の永久磁石１０との間には、周方向に移動可能な内周コア片６が各ティース４に対応して配置されている。
回転子９は、回転子コア１１と回転子コア１１の表面に交互に磁極が異なるよう配置された永久磁石１０とシャフト１２とからなり、固定子１とは空隙８を隔てて配置されている。

本図においては、表面磁石式の永久磁石式モータを例に示しており、その極数は８極、スロット数は１２スロットとなっている。内周コア片６は、周方向にティース同様、磁性・非磁性の領域が交互に配置され、この磁性領域が内周コア片６を形成するよう構成されている。本図では、ティース数と同数の磁性領域を持つ。この磁性領域は、薄板鉄心を積層した構成としてもよく、紛体鉄心で構成してもよい。また、非積層の鉄でも磁性体であれば構わない。また、個々の磁性領域は非磁性領域で、例えば、モールドなどにより連結されており、一体となって回転することが可能である。
内周コア片６の各磁性領域の周方向中心部は、丁度ティース４の周方向中心部と一致する状態となっている。

一方、図１のＢ断面の横断面図を示した図３は、図２と比較して内周コア片７の部分が異なるだけであるため、詳細の説明は省略する。内周コア片７は、内周コア片６とその周方向位置が異なり、内周コア片６より反時計回りに若干回転した位置に配置されている。
後段で詳述するように、内周コア片６、７の周方向位置が、図１のＡ断面とＢ断面とで異なることにより、それぞれに発生する磁束量が異なり、これら磁束量が異なる両内周コア片６、７からの磁束が共通のティース４に流れ、同ティース４に巻回されたコイル２に鎖交する磁束量は、両内周コア片６、７の磁束量の位相を考慮した和となる。

図４に、コイル２に発生する磁束量を示す。図４は、Ａ断面で示す図１の左側ステータ領域およびＢ断面で示す図１の右側ステータ領域からコイル２に鎖交する磁束量と、コイル２全体で鎖交する合成された全磁束量とを示したものである。
内周コア片６と内周コア片７とが周方向の同じ位置にある場合、全磁束量の波高値は２となるが、本図においては、内周コア片６と内周コア片７とが周方向に６０度（電気角）位相がずれている場合を示しており、全磁束量の波高値は１．７３となり、同位置にある場合より１３％低減されている。これは電圧に換算しても１３％の低減に相当する。

また、コイル２のインダクタンスは、ティース４から、内周コア３０−空隙８−永久磁石１０−回転子コア１１−永久磁石１０−空隙８−内周コア３０−ティース４−コアバック５と通る磁気回路の磁気抵抗により決まる。本発明における永久磁石式モータでは、内周コア３０（６、７）の径方向厚みが均一であるので、その移動により磁気抵抗の大きな部分を占める空隙長が一定のため磁気抵抗が変化せず、従って、内周コア３０（６、７）の位置によらずインダクタンスは同じとなることがわかる。

次に、図５を用いて、本発明の内周コアの移動機構について説明する。なお、図５は、内周コア片６について示しているが、内周コア片７についても同様の機構が設けられている。図５において、固定子コア３とコイル２とはフレーム１５により固定されており、内周コア片６は周方向に移動可能に配置されている。また、内周コア片６は、内周コア延長部材１３と接続されており、ベアリング１４を介してフレーム１５に結合されている。内周コア延長部材１３の端部にはギア１７が設けられており、駆動モータ１６に連結されたギア１８と組み合わされている。

次に、図５の移動機構を操作して内周コア片６を周方向に移動させる動作について説明する。駆動モータ１６が回転することで、ギア１８が回転し、連結されたギア１７が回転する。それにより内周コア延長部材１３と内周コア片６とが同時に回転する。
以上の構成から、内周コア片６は、駆動モータ１６の回転により希望する位置に位置決めし、また、固定することができる。

ここで、両内周コア片６、７の対応するティース４との周方向距離に差を生じさせることにより、当該ティース４に生じる合成磁束量が変化する現象を理論的な観点から詳細に説明する。
以下の説明の便宜上、先の図２に示す図中最右端に位置するティース４、内周コア片６、永久磁石１０を対象として説明するものとする。
図において、この状態を時間０とし、内周コア片の直左に位置する永久磁石をＮ極とすると、その磁石がロータ表面につくる磁束密度Ｂは（１）式で表される。

ここで、Ｂｍは、最大磁束密度、θは、図２に示すように、横軸位置を０とし、反時計回りにカウントした周方向距離を機械角度で表示するもので、ここでは８極の例を示しているので、電気角では４θとなる。また、ωは、電気角表示の角速度で、回転速度をｒ（ｒ／ｍｉｎ）、極数ｐ＝８とすると（２）式で表される。

スロット、従って、ティースは１２個形成されているので、ティースに鎖交する磁束量φは（３）式となる。

但し、Ａｓは、内周コア片１個の回転子側表面積である。このティースに鎖交する磁束量φは、コイル１ターンに鎖交する磁束量と等しい。
ここで、内周コア片６が反時計回りにα（電気角表示）移動したとき、および内周コア片７が時計回りにβ（電気角表示）移動したときの磁束量φは、それぞれ（４ａ）式、（４ｂ）式で表される。

ここでは、図１に示すとおり、内周コア３０を軸方向に均等に２分割して内周コア片６および７としているので、ティースに発生する、従って、コイルに鎖交する磁束量φは、（４ａ）式、（４ｂ）式をそのまま加算した（５）式で表される。

但し、γは、（６）式で決まる値である。

ティースにＮターンのコイルが巻回されているとすると、ティースに鎖交する磁束量φから、コイルに発生する電圧Ｖは、（７）式で求められる。

以上の式から、このαとβの組合せにより、磁束量φは、０から（√３／２）・Ｂｍ・Ａｓまでの任意の値を取り得ることが分かる。但し、内周コアは、隣のティースと干渉しない範囲でしか移動させることができないため、この点からα、βの取りうる範囲が決まる。このことにより、磁束量φの最大値は変わらないが、最小値は上記の制限で変わることになる。
電圧は、磁束量φに比例するため、同様の範囲で変化させることができる。

また、既述したように、電圧は回転速度ｒにも比例してその値が上昇し必要電源容量が増大する等の弊害が生じうる。従って、電源容量を低減させるためには、本願発明を適用し、例えば、（８）式で示される関係に、αおよびβを制御すれば、速度が変わっても電圧が一定となるようにすることができるわけである。

本願発明の理解を更に深めるため、以上の説明では、内周コアを軸方向に２分割してなる内周コア片６と７とを互いに周方向逆向きに移動させた場合について説明したが、仮に、分割をせず単体の内周コアを周方向に移動した場合の磁束量φの変化を求めてみる。
このケースは、先の（５）式において、β＝−αとすることと等価となり、このときの磁束量φは、（９）式で表される。

（９）式から、内周コアを単体で構成すると、αを変えることによって磁束量φ、従って、電圧Ｖの位相は変えることができるが、その大きさを変えることは出来ないことが理解できる。

なお、内周コアを軸方向に２分割するが、均等に分割せず両者の内周コア片の面積Ａｓに差がある場合は、合成磁束量φを求める式が先の（５）式より複雑になるが、磁束量φ、従って、電圧Ｖを制御できるという点では、上述した均等分割の場合と同様である。
更に、内周コアを軸方向に３個以上の内周コア片に分割する場合は、少なくともその内の２個の内周コア片と対応するティースとの周方向距離（先に説明したα、βが相当する）に差が生じるようにすれば、磁束量φの演算が更に複雑になるが、磁束量φ、従って、電圧Ｖを制御できるという点では、上述した２分割の場合と同様である。

次に、本願発明を適用した場合の永久磁石式モータの特性、およびその制御における難易度を従来の場合と比較して説明する。
通常のモータで、出力一定運転をすると、その運転範囲内では磁束量は変化せず一定である。つまり、図６に示すように、電圧は速度に比例して上昇する。出力が一定であるので、電流は速度に略逆比例することとなる。
しかし、先行技術（特許文献１）や本発明では、磁束量を制御できるため、これらの関係は、図７の通りとなる。即ち、速度の高い状態では、磁束量を低減するため、ターン数は最大電圧が同じくなるよう変更してある（磁束量を１０％低減可能なら、ターン数は１０％増加）。

このように磁束量を変化させることで、電圧一定領域があり、その間は電流も一定である。この結果、最大電流を低減することが可能となり、これらの電流・電圧や磁束量については先行技術とも同一である。
先行技術と異なるのはインダクタンスが変化しないことである。インダクタンスは磁気抵抗の逆数であるため、インダクタンスを変化させないことは磁気抵抗を変化させないことに等価である。また、モータの磁気抵抗はその磁気回路中の空気の距離、空隙長にほぼ比例する。本発明では、内周コアが回転してもこの空隙長は変わらないためインダクタンスは変化しない。
一方、先行技術では、ティースから回転子までの磁気的な距離が変化するためインダクタンスが変化する。

モータは、磁束に直交する電流を流すことでトルクを発生することができる。インバータなどの永久磁石式モータを運転する機器は、指令トルクに対し、必要な電流を算出し、その電流を流すのに必要な電圧を算出し、所定の電圧を発生させる。この際、電圧は、回転子が作る磁束による電圧、巻線抵抗による電圧とコイルに通電することにより発生する電圧からなる。そして、速度に応じて電圧を制御するため、内周コアの位置を変更するとインダクタンスが変わる先行技術では、そのため、例えば、速度とインダクタンスの関係を式により表現したり、マップにより表現する逐次計算が必要である。
これに対し、本願発明のように、磁束量を変化させるため内周コアの位置を変更してもインダクタンスが変化しない場合は、演算が軽減されインバータ指令の時間遅れが軽減される。

以上のことをモータで一般に用いられるｄｑ軸を用いた式により再度説明する。インバータがモータに供給する電圧ｖは、（１０）式で表される。

ここで、φｍは、回転子が作る磁束をｄｑ変換（３相２相変換）した値、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンス、ｉｑは、ｑ軸電流、Ｒは、相抵抗である。インバータは、この（１０）式と、トルクに関する以下の（１１）から算出されるｉｑを用いて電圧を算出する。

この際、インダクタンスＬｑが、速度に応じて内周コアの位置が移動することにより変化すると、そのインダクタンスの変化は、速度に対しマップや式で持つこととなり、逐次計算が必要となって計算量が増加することとなるわけである。

以上のことから、本発明の実施の形態１における永久磁石式モータでは、内周コアの移動によりティースに生じる磁束量が変化して電圧の制御が可能となり、かつ、内周コアは径方向に均一な厚みを有しているので、磁気抵抗が変化せず従ってインダクタンスが変化せず、高速運転時の制御性能の向上が実現可能となる。

実施の形態２．
図８は、この発明の実施の形態２における永久磁石式モータを示す縦断面図である。ここでは、先の実施の形態１の図１における内周コア片７が、固定子コア３、従って、ティース４と一体に構成されており、ティース４との相対距離は固定されている。内周コア片６を周方向に移動させることにより、２個の内周コア片６、７と対応するティース４との周方向距離に差を生じさせる構成である。
従って、この実施の形態２では、内周コア片７を移動させる駆動機構は不要で、一方の内周コア片６のみを移動させる駆動機構があればよく、その分、駆動モータ１６等からなる駆動機構が１台で済むという利点がある。

この場合のティース４に鎖交する磁束量φは、先に説明した（５）式において、内周コア片７の移動量に相当するβを固定値（定数）とし、内周コア片６の移動量に相当するαの関数として求められ、αを変化させることで、磁束量φ、従って、電圧Ｖを変化させることができるという点で、先の実施の形態１と同一の原理に基づくものである。

実施の形態３．
図９は、この発明の実施の形態３における永久磁石式モータの内周コアの駆動機構を示す一部拡大縦断面図である。これまでの実施の形態では、内周コア片の数と同等の数の駆動モータが必要であったが、図９で示す駆動機構を採用すると、内周コア片６と、内周コア片７とは逆向きに動くよう、ギア１９、ギア２０、ギア２１が配置されており、内周コア片の数より少ない駆動モータで駆動することが可能となる。即ち、ここでは、２個の内周コア片６、７を１個の駆動モータ１６（図９では図示省略）で駆動する。

内周コア片７を駆動モータ１６で周方向に回転させると、ギア２１が同じ方向に回転し、ギア２０を介し、ギア１９と内周コア片６は、内周コア片７と逆方向に回転する。内周コア片６と内周コア片７は、周方向の同じ方向にトルクを受けている。例えば、内周コア片６をトルクと同じ方向に動かす場合は、回転方向と同じ方向のトルクを受けており、内周コア片７をトルクと反対方向に動かす力と相殺され、駆動モータ１６の駆動力が少なくて済む。これは、駆動モータ１６を小型化でき、安価な装置を提供できることを意味する。

この場合の磁束量φは、先の（５）式でα＝βと代入することで、以下の（１２）式で求められる。

この結果、磁束量φの大きさは、αの値を変えることで変化させることが可能となる。また、αを変化させても磁束量φの位相は変化しない。位相が変化すると、それに直交する電流を通電してトルクを得る際に位相情報が必要となるが、このようにα＝βとすることで通電位相を考慮しなくてもよく（変化させなくてもよく）、演算時間短縮に有効となる。
また、いずれの場合も、α、βはともに移動可能角度に制限があるが、α＝βとすることで変化量を大きくとれ、磁束量や電圧の変化量を大きくとれることになる利点もある。

実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４における永久磁石式モータを示す横断面図である。実施の形態１の図２とは、固定子１のスロット数（ティース４の数）は１２で同一であるが、回転子９の極数は、図２での８極に対して、図１０では２倍の１６極となっている。
内周コアをインダクタンスが変化しない領域で周方向に移動させるには、その移動範囲に限界がある。図２で示す永久磁石式モータと、図１０で示す永久磁石式モータとでは、移動可能な機械角度は同じであるが、電気角は倍異なり、図１０で示す永久磁石式モータの方が同じ移動角度でも電気角の変化は大きくなる。これは、先のα、βをより広い範囲で変化させ得ることに相当し、磁束量φの制御変化範囲も大きくなり、電圧を制御できる範囲も増加するという利点がある。

一般に極数よりスロット数の少ない組合せは、最小単位が４極３スロットか５極３スロットとなるものが望ましい。即ち、ｎを任意の整数とすると、４・ｎ極３・ｎスロットか５・ｎ極３・ｎスロットである。図１０の例は前者（ｎ＝４）の例に該当する。
これは、それ以外の組合せとすると、磁束の有効利用度合いを表す巻線係数が小さくなり、銅損が大きくなるためである。

実施の形態５．
内周コアは、以上で説明したとおり、インダクタンスを変化させることなく、コイルに鎖交する磁束量を変化させ、電圧を制御する機能を実現するものである。ところで、その動作に着目すると、内周コアは、回転子の永久磁石と固定子のティースとの間に介在し、この内周コアを経由して両者間に磁束を流すものである。
一方、モータの磁気回路に流れる磁束には高調波成分が存在し、コギングやリップル等好ましくない現象の要因となっている。
そこで、内周コアの周方向の幅を、特定次数の波長に相当する電気角にすると、当該次数の高調波磁束成分は、１周期の積分値が０となり、ティースに伝達されないことになる。

図１１は、５次の高調波に対する影響度と内周コアの周方向幅（電気角）との関係をプロットしたもので、同幅を、５次高調波の波長に相当する電気角７２度またはその整数（ｎ）倍の角度７２・ｎに設定することで、ティースに伝達される５次高調波磁束が０となっていることが分かる。従って、回転子が発生する５次高調波磁束成分は、コイルとは鎖交しなくなり、その分、コギングやリップル等の現象が抑制される。

実施の形態６．
図１２は、先の実施の形態５と同様の考え方で、７次高調波磁束成分の抑制を目的に、７次の高調波に対する影響度と内周コアの周方向幅（電気角）との関係をプロットしたもので、同幅を、７次高調波の波長に相当する電気角５１度またはその整数（ｎ）倍の角度５１・ｎに設定することで、ティースに伝達される７次高調波磁束が０となっていることが分かる。従って、回転子が発生する７次高調波磁束成分は、コイルとは鎖交しなくなり、その分、コギングやリップル等の現象が抑制される。

実施の形態７．
図１３は、５次と７次の高調波成分の両者を抑制可能な内周コア幅を求めるべく、両次数の高調波に対する影響度と内周コアの周方向幅（電気角）との関係をプロットしたものである。
この特性から、内周コアの周方向幅を、電気角で１４４（＝３６０／５×２）〜１５３（＝３６０／７×３）度、または２０４（＝３６０／７×４）〜２１６（＝３６０／５×３）度に設定することで、５次と７次の高調波成分を共に充分小さな値にまで抑制することが可能なことが分かる。

また、この発明の各変形例において、各内周コアは、軸方向に２等分割された２個の内周コア片からなり、両内周コア片を互いに周方向逆向きに移動させる駆動手段を備えたので、簡便な演算で電圧の確実な制御が可能となる。

また、駆動手段は、単一の駆動源とこの駆動源からの駆動力を両内周コア片に伝達する伝達機構とからなり、両内周コア片を互いに周方向逆向きであって互いに同量移動させるようにしたので、駆動手段が簡便安価となり、電圧の大きさを位相変化を伴うことなく広範囲に制御することができる。

また、各内周コアは、軸方向に２等分割された２個の内周コア片からなり、その内一方の内周コア片は固定子のティースと一体に構成され、他方の内周コア片は周方向に移動可能に構成されたので、内周コア片の構成およびその駆動手段が簡便安価となる。

また、固定子のティースの数より回転子の永久磁石の数を多くしたことので、電圧変化範囲が拡大する。

また、回転子で発生する特定次数の高調波磁束の固定子のティースへの伝達率を抑制するよう、各内周コアの周方向の幅を設定したので、更に、コギングやリップルが抑制されるという効果が期待できる。

また、各内周コアの周方向の幅を、電気角で７２度×ｎ（ｎは整数）としたので、特に、５次の高調波成分が効率的に抑制される。

また、各内周コアの周方向の幅を、電気角で５１度×ｎ（ｎは整数）としたので、特に、７次の高調波成分が効率的に抑制される。

また、各内周コアの周方向の幅を、電気角で１４４〜１５３度、または２０４〜２１６度としたので、５次と７次の高調波成分が共に効果的に抑制される。

この発明の実施の形態１における永久磁石式モータの構成を示す縦断面図である。 図１内のＡ断面を示す横断面図である。 図１内のＢ断面を示す横断面図である。 コイルに鎖交する磁束量を示す図である。 この発明の実施の形態１における永久磁石式モータの内周コアの移動機構を示す縦断面図である。 磁束量の制御を行わない場合の永久磁石式モータの特性を示す図である。 磁束量の制御を行った場合の永久磁石式モータの特性を示す図である。 この発明の実施の形態２における永久磁石式モータの内周コアの移動機構を示す縦断面図である。 この発明の実施の形態３における永久磁石式モータの内周コアの駆動機構を示す一部拡大縦断面図である。 この発明の実施の形態４における永久磁石式モータの構成を示す横断面図である。 この発明の実施の形態５における永久磁石式モータの５次の高調波に対する影響度を示す図である。 この発明の実施の形態６における永久磁石式モータの７次の高調波に対する影響度を示す図である。 この発明の実施の形態７における永久磁石式モータの５次と７次の高調波に対する影響度を示す図である。

符号の説明

１ 固定子、２ コイル、３ 固定子コア、４ ティース、６，７ 内周コア片、
８ 空隙、９ 回転子、１０ 永久磁石、１１ 回転子コア、１６ 駆動モータ、
３０ 内周コア。

Claims (9)

1. 複数個の永久磁石が周方向に所定の間隔で配置された回転子、および先端が上記回転子に対向する複数個のティースが周方向に所定の間隔で配置された固定子コアと上記各ティースに巻回されたコイルとを有する固定子を備えた永久磁石式回転電機であって、
   径方向における上記回転子の永久磁石と上記固定子のティース先端との間に上記各ティースに対応して配置された内周コアを備え、
   上記各内周コアは、径方向に均一な厚さを有するとともに軸方向に複数個の内周コア片に分割され、上記内周コア片の少なくとも２個と対応するティースとの周方向距離に差を生じさせ得るよう少なくとも１個の内周コア片を周方向に移動可能に構成したことを特徴とする永久磁石式回転電機。
2. 上記各内周コアは、軸方向に２等分割された２個の内周コア片からなり、上記両内周コア片を互いに周方向逆向きに移動させる駆動手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の永久磁石式回転電機。
3. 上記駆動手段は、単一の駆動源とこの駆動源からの駆動力を上記両内周コア片に伝達する伝達機構とからなり、上記両内周コア片を互いに周方向逆向きであって互いに同量移動させるようにしたことを特徴とする請求項２記載の永久磁石式回転電機。
4. 上記各内周コアは、軸方向に２等分割された２個の内周コア片からなり、その内一方の内周コア片は上記固定子のティースと一体に構成され、他方の内周コア片は周方向に移動可能に構成されたことを特徴とする請求項１記載の永久磁石式回転電機。
5. 上記固定子のティースの数より上記回転子の永久磁石の数を多くしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の永久磁石式回転電機。
6. 上記回転子で発生する特定次数の高調波磁束の上記固定子のティースへの伝達率を抑制するよう、上記各内周コアの周方向の幅を設定したことを特徴とする請求項記載の１ないし５のいずれかに記載の永久磁石式回転電機。
7. 上記各内周コアの周方向の幅を、電気角で７２度×ｎ（ｎは整数）としたことを特徴とする請求項６記載の永久磁石式回転電機。
8. 上記各内周コアの周方向の幅を、電気角で５１度×ｎ（ｎは整数）としたことを特徴とする請求項６記載の永久磁石式回転電機。
9. 上記各内周コアの周方向の幅を、電気角で１４４〜１５３度、または２０４〜２１６度としたことを特徴とする請求項６記載の永久磁石式回転電機。

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