JP4635724B2 - チャージポンプ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、チャージポンプ回路を駆動し得るクロックパルスを出力可能なチャージポンプ駆動回路に関するものである。

直流電圧を昇圧または降圧し得るチャージポンプ回路として、いわゆるディクソン型のチャージポンプ回路があり、例えば、下記特許文献１に開示される。ここでは、図１２を参照して、入力電圧Ｖｉの５倍の出力電圧Ｖｏを出力し得るチャージポンプ回路１０を例示して説明する。

図１２に示すように、５倍電圧出力タイプのチャージポンプ回路１０では、直列接続された５つのスイッチング素子としてのダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ、Ｄｅと、これらのダイオードＤａ〜Ｄｅの各接続点に一端側が接続される４つのコンデンサＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、Ｃｄと、これらのダイオードＤａ〜Ｄｅのうち終段のダイオードＤｅの出力側に一端側が接続されるコンデンサＣｅと、を備える。そして、チャージポンプ駆動回路１００から供給される正相クロックパルスφを端子CK１を介してコンデンサＣａ、Ｃｃの他端側に入力するとともに、チャージポンプ駆動回路１００から供給される逆相クロックパルス¬φを端子CK２を介してコンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側に入力する。なお、正相クロックパルスφ、逆相クロックパルス¬φは、それぞれクロックパルス生成回路ＣＰＧ１、ＣＰＧ２により生成され、いずれもＬレベルのときに０ボルト、ＨレベルのときにＶｉボルトとなるように設定されている。符号「¬」は、反転、つまり正相に対する逆相を意味する。

これにより、正相クロックパルスφがＬレベル（０ボルト）、逆相クロックパルス¬φがＨレベル（Ｖｉボルト）のときには、コンデンサＣａ、Ｃｃの他端側電位が０ボルト、コンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側電位がＶｉボルトになるので、ダイオードＤａ、Ｄｃが導通状態となるとともにダイオードＤｂ、Ｄｄが遮断状態となる。このため、コンデンサＣａには電圧入力端子TM１に接続された入力電圧Ｖｉ相当（Ｖｉ−ＶＦ）による電流が流れ込む一方で、コンデンサＣｂ、ＣｄにはＶｉボルト分加算された電位による電流がそれぞれ次段のコンデンサＣｃ、Ｃｅに流れ込む。これに対し、正相クロックパルスφがＨレベル（Ｖｉボルト）、逆相クロックパルス¬φがＬレベル（０ボルト）のときには、コンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側電位が０ボルト、コンデンサＣａ、Ｃｃの他端側電位がＶｉボルトになるので、ダイオードＤｂ、Ｄｄが導通状態となるとともにダイオードＤａ、Ｄｃが遮断状態となる。このため、電圧Ｖｉ分だけ電位が増加したコンデンサＣａ、Ｃｃによる電流がそれぞれ次段のコンデンサＣｂ、Ｃｄに流れ込む。

このようなダイオードＤａ〜Ｄｄによるスイッチング動作とコンデンサＣａ〜Ｃｅによる充放電動作とにより、コンデンサＣｂには入力電圧Ｖｉの約２倍の電圧（２Ｖｉ−２ＶＦ）、コンデンサＣｃには入力電圧Ｖｉの約３倍の電圧（３Ｖｉ−３ＶＦ）、コンデンサＣｄには入力電圧Ｖｉの約４倍の電圧（４Ｖｉ−４ＶＦ）がそれぞれ充電され、終段のコンデンサＣｅには入力電圧Ｖｉの約５倍の電圧（５Ｖｉ−５ＶＦ）が充電される。これにより、出力電圧Ｖｏとして約５Ｖｉボルトを電圧出力端子TM２を介して取り出すことができるので、入力電圧Ｖｉの約５倍の電圧を負荷回路ＲＬに供給することが可能となる。なお、ここでは各スイッチング素子としてダイオードＤａ〜Ｄｅを用いているので、ＶＦは順方向降下電圧（０．７Ｖ〜１Ｖ）を表す。

なお、図１２では、スイッチング素子としてダイオードを用いて構成するチャージポンプ回路を例示したが、ディクソン型のチャージポンプ回路には、下記特許文献１に開示されているように、スイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを用いて構成するものもある（特許文献１；段落番号０００４〜０００９、図７、８）。また図１２では、入力電圧を昇圧する場合の回路構成例を示したが、これとは逆に入力電圧を降下させる場合には、スイッチング素子による導通方向を逆向き（逆極性）にし、正相クロックパルスφや逆相クロックパルス¬φの電圧を−Ｖｉ〜０Ｖというようにマイナス方向の電圧設定とする（特許文献１；段落番号００１０〜００１１、図９、１０）。
特開２００５−１２９０３号公報

このようにディクソン型のチャージポンプ回路では、それを駆動するためのチャージポンプ駆動回路から出力される正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φによって昇圧または降圧に供する電圧を供給しているが、その波形は、通常、矩形波である（特許文献１；図３、図６、図８、図１０）。このため、このようなクロックパルスの立ち上がり部分や立ち下がり部分に含まれる高周波成分が、前述したようなスイッチング素子によるスイッチング動作時に急峻なオンオフ電流（以下「スイッチング電流」という）として回路配線パターン等を流れると、高周波ノイズとして周囲空間に放射されて、その近辺に存在する無線通信機器の受信に支障を与え得るという問題がある。

特に、車両に搭載されるＥＣＵ（Electronic Control Unit）にこのようなチャージポンプ回路を採用している場合には、当該車両に搭載されるラジオや携帯電話機等の移動体無線機器が受信すべき電波に対しノイズを混入させる可能性が高く、受信性能の低下を招くという問題がある。通常、このような高周波ノイズは、電解コンデンサ等を用いたローパスフィルタによって除去することが可能ではあるが、高温環境下でも正常動作を期待される近年のＥＣＵの場合においては、一般に＋８５℃前後というような動作保証温度の上限が低い電解コンデンサを用いることはできない。そのため、ＥＣＵでは、高周波ノイズを効果的に除去し得るフィルタを構成し難い。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、高周波ノイズの発生を抑制し得るチャージポンプ駆動回路を提供することにある。

特許請求の範囲に記載の請求項１のチャージポンプ駆動回路では、チャージポンプ回路［１０］を駆動し得るクロックパルス［φ, ¬φ］を出力可能なチャージポンプ駆動回路であって、所定値の定電流を発生可能な定電流源［Ｃur５］と、前記定電流源［Ｃur５］から入力される定電流を非線形に導通可能な非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］と、前記非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］の導通期間および遮断期間を制御可能な制御手段と、前記非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］の出力電流を前記クロックパルス［φ,¬φ］として出力可能な出力手段［Ｂuf１,Ｂuf２］と、を備え、前記非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］のダイオード特性により、前記クロックパルス［φ,¬φ］の立ち上がり波形および立ち下がり波形が曲線を描くように制御することによって前記クロックパルス［φ,¬φ］の波形を鈍らせて出力することを技術的特徴とする。
なお、［ ］内の数字、記号等は、［発明を実施するための最良の形態］の欄で説明する符号に対応するものである（以下同じ）。

請求項１の発明では、チャージポンプ回路［１０］を駆動し得るクロックパルス［φ,¬φ］として、クロックパルス［φ,¬φ］の波形を鈍らせて出力し得る。これにより、波形が鈍っている分、当該クロックパルス［φ,¬φ］に含まれる高周波成分が減少しているので、チャージポンプ回路［１０］を駆動する際に生じ得る急峻なスイッチング電流の流れを抑えることができる。したがって、このような急峻なスイッチング電流が回路配線パターン等を流れることにより生し得る高周波ノイズの発生を抑制することができる。

また、クロックパルス［φ,¬φ］の波形を鈍らせる手段として、クロックパルス［φ,¬φ］の立ち上がり波形および立ち下がり波形が非線形となるように制御する。より具体的には、定電流源［Ｃur５］から入力される定電流を非線形に導通可能な非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］のダイオード特性により、クロックパルス［φ,¬φ］の立ち上がり波形および立ち下がり波形が曲線を描くように制御することによってクロックパルス［φ,¬φ］の波形を鈍らせて出力する。

これにより、クロックパルス［φ,¬φ］の立ち上がり波形およびクロックパルス［φ,¬φ］の立ち下がり波形は、定電流源［Ｃur５］の定電流値と非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］のダイオード特性とにより決定することができる。つまり、定電流値および非線形素子［Ｔｒ１,Ｔｒ２］の選択により、クロックパルス［φ,¬φ］の波形を比較的容易に鈍らせることが可能となるので、電解コンデンサを用いることなく、高周波ノイズの発生を容易に抑制することができる。したがって、電解コンデンサの使用に適さない高温環境下でも高周波ノイズの発生を抑制することが可能となる。

以下、本発明のチャージポンプ駆動回路を昇圧回路に適用した実施形態を各図に基づいて説明する。なお、以下説明する各実施形態に係る昇圧回路２０、３０、４０、５０は、いずれも、チャージポンプ回路として［背景技術］の欄で図１２を参照して説明したチャージポンプ回路１０と同様のものを備えているので、図１２に示すチャージポンプ回路１０と実質的に同一の構成部分には同一符号を付して説明を省略する。

［第１実施形態］
まず、第１実施形態に係る昇圧回路の構成を図１を参照して説明する。図１に示すように、昇圧回路は、チャージポンプ回路１０とチャージポンプ駆動回路２０とにより構成されている。チャージポンプ回路１０は図１２に示すものと同様である。なお、図１では、入力電圧Ｖｉおよび負荷回路ＲＬを省略するとともに、正相クロックパルスφが入力される端子CK１や逆相クロックパルス¬φが入力される端子CK２を省略している。

チャージポンプ駆動回路２０は、主に、正相クロックパルスφを発生する正相クロックパルス発生回路２０ａと逆相クロックパルス¬φを発生する逆相クロックパルス発生回路２０ｂとにより構成されている。正相クロックパルス発生回路２０ａと逆相クロックパルス発生回路２０ｂとは、クロックパルスを発生させるタイミング、つまり位相が１８０°ずれている点が異なるだけで、回路構成はほぼ同様である。そのため、ここでは正相クロックパルス発生回路２０ａの構成を主に説明する。

図１に示すように、正相クロックパルス発生回路２０ａは、定電流源Ｃur１、Ｃur２、コンデンサＣ１、ツェナーダイオードＤｚ１、スイッチング素子ＳＷ１、出力バッファＢuf１およびインバータＩnv２により構成されている。

定電流源Ｃur１、２は、一定の電流を発生可能に、通常、定電圧源、トランジスタ等により構成されている。本実施形態では、定電流源Ｃur１は、入力側をチャージポンプ回路１０の電圧入力端子TM１に接続し、出力側をコンデンサＣ１の一端側に接続することにより、所定の定電流ｉ１を当該コンデンサＣ１に入力可能にしている。これに対し、定電流源Ｃur２は、入力側を、スイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１の一端側に接続し、出力側を基準電位、つまりアースに接続している。そして、定電流源Ｃur２の定電流ｉ２は、例えば、定電流ｉ１のほぼ２倍に設定される。これにより、当該コンデンサＣ１に充電された電荷による電流（定電流ｉ１’）をアースに出力可能にしている。

コンデンサＣ１は、定電流源Ｃur１から入力される所定の定電流ｉ１により充電可能かつ定電流源Ｃur２に出力される所定の定電流ｉ２により放電可能なもので、後述するように、正相クロックパルスφの立ち上がり時間ｔｕに基づいて所定の静電容量に設定されている。具体的には、例えば、電解コンデンサに比較して高温環境下でも使用可能な積層コンデンサが用いられており、前述したように、一端側が定電流源Ｃur１の出力側に接続されているほか、スイッチング素子ＳＷ１の入力側、ツェナーダイオードＤｚ１のカソード側および出力バッファＢuf１の入力側にもそれぞれ接続されている。またこのコンデンサＣ１の他端側はアースに接続されている。これにより、コンデンサＣ１は、定電流源Ｃur１から出力される定電流ｉ１を蓄えることによりアースを基準とした端子間電圧を出力バッファＢuf１に入力可能にしている。

ツェナーダイオードＤｚ１は、ツェナー電圧（降伏電圧）を超えた電圧が逆方向に入力されると、定電圧として当該ツェナー電圧を発生可能な定電圧源として機能するダイオードである。このツェナーダイオードＤｚ１のカソード側はコンデンサＣ１の一端側に接続され、アノード側はアースに接続されている。つまり、ツェナーダイオードＤｚ１は、コンデンサＣ１と並列に接続されることにより、コンデンサＣ１の端子間電圧が所定電圧（ツェナー電圧）を超えた場合には、出力バッファＢuf１に入力される電圧が当該所定電圧を超えないように機能するクランプ回路を構成している。

スイッチング素子ＳＷ１は、所定の定電流ｉ１によるコンデンサＣ１の充電期間および所定の定電流ｉ２によるコンデンサＣ１の放電期間を制御可能な制御手段として機能する１回路２端子スイッチで、例えばＭＯＳトランジスタが用いられている。具体的には、このスイッチング素子ＳＷの入力側をコンデンサＣ１の一端側に、また出力側を定電流源Ｃur２の入力側に、それぞれ接続し、制御入力の電圧レベルによりオン状態（導通状態）またはオフ状態（遮断状態）のいずれかを保つ。これにより、このスイッチング素子ＳＷのオフ状態時には、定電流源Ｃur１から出力される定電流ｉ１をコンデンサＣ１に入力可能にし、オン状態時には、定電流源Ｃur１から出力される定電流ｉ１とともにコンデンサＣ１に蓄えられた電荷による電流ｉ１’を定電流源Ｃur２に出力可能にしている。つまり、定電流源Ｃur２に流れ込む電流ｉ２は、定電流源Ｃur１による定電流ｉ１とコンデンサＣ１に充電された電荷による電流ｉ１’との和（ｉ２＝ｉ１＋ｉ１’）となる。

出力バッファＢuf１は、コンデンサＣ１の端子間電圧、つまりコンデンサＣ１による充放電電圧を受けてチャージポンプ回路１０の正相クロックパルスφとして出力可能にするバッファアンプ（緩衝増幅器）である。この出力バッファＢuf１には、入力インピーダンスが高いものが好ましいため、例えば、オペアンプ等が用いられる。なお、この出力バッファＢuf１の出力側は、チャージポンプ回路１０のコンデンサＣａ、Ｃｃの他端側に接続される。

インバータＩnv２は、入力信号の電圧値を正負反転させる機能を有する増幅器で、正相クロックパルス発生回路２０ａにおいては、制御入力端子TM３から入力される制御信号Ｖinの位相を、逆相クロックパルス発生回路２０ｂに入力される制御信号Ｖ２の位相よりも１８０°進める（または遅らせる）機能を担っている。そのため、このインバータＩnv２は、逆相クロックパルス発生回路２０ｂには設けられていない。

このように正相クロックパルス発生回路２０ａが構成されるのに対し、逆相クロックパルス発生回路２０ｂも、これとほぼ同様に構成される。即ち、図１に示すように、逆相クロックパルス発生回路２０ｂは、定電流源Ｃur３、Ｃur４、コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＤｚ２、スイッチング素子ＳＷ２および出力バッファＢuf２により構成されており、インバータＩnv２を備えていない点が正相クロックパルス発生回路２０ａと異なる。

つまり、定電流源Ｃur３、Ｃur４、コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＤｚ２、スイッチング素子ＳＷ２、出力バッファＢuf２は、正相クロックパルス発生回路２０ａを構成する、定電流源Ｃur１、Ｃur２、コンデンサＣ１、ツェナーダイオードＤｚ１、スイッチング素子ＳＷ１、出力バッファＢuf１と、それぞれ同様の機能を持つとともに、それぞれ同様に接続される。そして、逆相クロックパルス発生回路２０ｂの出力バッファＢuf２の出力側は、チャージポンプ回路１０のコンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側に接続される。なお、制御信号Ｖinが入力される制御入力端子TM３と、正相クロックパルス発生回路２０ａおよび逆相クロックパルス発生回路２０ｂとの間には、入力バッファアンプの機能を担うインバータＩnv１が介在している。

このような正相クロックパルス発生回路２０ａや逆相クロックパルス発生回路２０ｂ等によりチャージポンプ駆動回路２０を構成することによって、図２(A) に示すように、例えば、Ｌレベル電圧０Ｖ（以下「Ｌレベル」という）とＨレベル電圧５Ｖ（以下「Ｈレベル」という）との間で振幅する矩形波の制御信号Ｖinが制御入力端子TM３に入力される場合には、正相クロックパルス発生回路２０ａは、次のように動作する。

即ち、図１に示すように、制御入力端子TM３に入力される制御信号ＶinがＬレベルの場合には、インバータＩnv１、Ｉnv２を介してＬレベルの制御信号がスイッチング素子ＳＷ１に入力されるため、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態になる。すると、定電流源Ｃur１から出力される定電流ｉ１は、そのほぼ全てがコンデンサＣ１に入力されるため、コンデンサＣ１には定電流ｉ１による電荷が蓄えられる。

この間、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１は、定電流ｉ１をコンデンサＣ１の静電容量で除した傾き（ｉ１／Ｃ１）で上昇し、ツェナーダイオードＤｚ１によるツェナー電圧（クランプ電圧Ｖclp）に達した時点で一定になる。つまり、出力バッファＢuf１の入力電圧は、このような時定数（ｉ１／Ｃ１）で立ち上がるので、その出力電圧である正相信号電圧Ｖ１による正相クロックパルスφも、図２(B) に示すように、立ち上がり時間ｔｕで立ち上がることになる。

一方、制御入力端子TM３に入力される制御信号ＶinがＬレベルからＨレベルに切り替わると、インバータＩnv１、Ｉnv２を介してＨレベルの制御信号がスイッチング素子ＳＷ１に入力されるため、スイッチング素子ＳＷ１がオン状態になる。すると、それまでコンデンサＣ１に蓄えられていた定電流ｉ１による電荷が、当該スイッチング素子ＳＷ１を介して定電流源Ｃur２に放電される。

この間、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１は、定電流ｉ２−ｉ１（＝ｉ１’）をコンデンサＣ１の静電容量で除した傾き（（ｉ２−ｉ１）／Ｃ１）で下降し、アース電圧（０Ｖ）に達した時点で一定になる。つまり、出力バッファＢuf１の入力電圧は、このような時定数（（ｉ２−ｉ１）／Ｃ１）で立ち下がるので、その出力電圧である正相信号電圧Ｖ１による正相クロックパルスφも、図２(B) に示すように、立ち下がり時間ｔｄにおける傾きは（−（ｉ２−ｉ１）／Ｃ１）となる。

このように、正相クロックパルス発生回路２０ａでは、コンデンサＣ１の充電特性に基づいて定電流源Ｃur１による定電流ｉ１およびコンデンサＣ１の静電容量を設定することで、正相クロックパルスφの立ち上がり時間ｔｕを任意に制御することが可能となる。また、コンデンサＣ１の放電特性に基づいて定電流源Ｃur２による定電流ｉ２およびコンデンサＣ１の静電容量を設定することで、正相クロックパルスφの立ち下がり時間ｔｄを任意に制御することが可能となる。

同様に、逆相クロックパルス発生回路２０ｂは、正相クロックパルス発生回路２０ａと逆に動作するので、図２(B) に示す正相信号電圧Ｖ１による正相クロックパルスφを反転させた電圧レベル、つまり図２(C) に示す逆相信号電圧Ｖ２による逆相クロックパルス¬φとなる。なお、逆相信号電圧Ｖ２の、立ち上がり時間ｔｕにおける傾き（ｉ３／Ｃ２）は、正相信号電圧Ｖ１の立ち上がり時間ｔｕにおける傾き（ｉ１／Ｃ１）と同じで、また立ち下がり時間ｔｄにおける傾き（−（ｉ４−ｉ３）／Ｃ２）は正相信号電圧Ｖ１の立ち下がり時間ｔｄにおける傾き（−（ｉ２−ｉ１）／Ｃ１）と同じである。

これにより、逆相クロックパルス発生回路２０ｂでは、コンデンサＣ２の充電特性に基づいて定電流源Ｃur３による定電流ｉ３およびコンデンサＣ２の静電容量を設定することで、逆相クロックパルス¬φの立ち上がり時間ｔｕを任意に制御することが可能となる。また、コンデンサＣ２の放電特性に基づいて定電流源Ｃur３による定電流ｉ３およびコンデンサＣ２の静電容量を設定することで、逆相クロックパルス¬φの立ち下がり時間ｔｄを任意に制御することが可能となる。

このように第１実施形態に係る昇圧回路を構成するチャージポンプ駆動回路２０では、正相クロックパルス発生回路２０ａによって、定電流源Ｃur１から入力される定電流ｉ１により充電可能かつ定電流源Ｃur２に出力される定電流ｉ２により放電可能なコンデンサＣ１の充放電特性により、正相クロックパルスφの立ち上がり時間ｔｕおよび立ち下がり時間ｔｄが増大するようにコンデンサＣ１の充放電期間を制御する。これにより、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される正相クロックパルスφの立ち上がり波形および立ち下がり波形を鈍らせることが可能となる。

また、当該昇圧回路を構成する逆相クロックパルス発生回路２０ｂでは、定電流源Ｃur３から入力される定電流ｉ３により充電可能かつ定電流源Ｃur４に出力される定電流ｉ４により放電可能なコンデンサＣ２の充放電特性により、逆相クロックパルス¬φの立ち上がり時間ｔｕおよび立ち下がり時間ｔｄが増大するようにコンデンサＣ２の充放電期間を制御する。これにより、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される逆相クロックパルス¬φの立ち上がり波形および立ち下がり波形を鈍らせることが可能となる。

つまり、かかる昇圧回路では、チャージポンプ駆動回路２０の定電流源Ｃur１〜Ｃur４による定電流ｉ１〜ｉ４およびコンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量を適宜選択することによって、チャージポンプ回路１０に供給される正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φの波形を比較的容易に鈍らせることが可能となるので、電解コンデンサを用いることなく、高周波ノイズの発生を容易に抑制することができる。したがって、電解コンデンサの使用に適さない高温環境下でも高周波ノイズの発生を抑制することが可能となる。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態に係る昇圧回路の構成を図３に基づいて説明する。なお、第２実施形態に係る昇圧回路は、チャージポンプ回路１０とチャージポンプ駆動回路３０とにより構成されており、チャージポンプ回路１０については、第１実施形態の場合と同様に、図１２に示すチャージポンプ回路１０と同様に構成される。そのため、ここでもチャージポンプ回路１０の説明を省略する。また、チャージポンプ駆動回路３０は、第１実施形態で説明したチャージポンプ駆動回路２０の構成を改変したものに相当する。

即ち、図３に示すように、チャージポンプ駆動回路３０の正相クロックパルス発生回路３０ａでは、図１に示すチャージポンプ駆動回路２０の正相クロックパルス発生回路２０ａの定電流源Ｃur１を、３種類の定電流源Ｃur１ａ、Ｃur１ｂ、Ｃur１ｃの組み合わせにより定電流値を多段階に設定可能なものに変更するとともに、定電流源Ｃur２も、同様に３種類の定電流源Ｃur２ａ、Ｃur２ｂ、Ｃur２ｃの組み合わせにより定電流値を多段階に設定可能なものに変更する。

具体的には、図１に示すチャージポンプ駆動回路２０の正相クロックパルス発生回路２０ａの定電流源Ｃur１を定電流源Ｃur１ａに、また正相クロックパルス発生回路２０ａの定電流源Ｃur２を定電流源Ｃur２ａに、それぞれ図３に示すように置き換える。また、図３に示すように、スイッチング素子ＳＷ１ａを定電流源Ｃur１ａとコンデンサＣ１との間に介在させ、スイッチング素子ＳＷ１ａ’を図１に示す正相クロックパルス発生回路２０ａのスイッチング素子ＳＷ１と置き換える。

そして、図３に示すように、定電流源Ｃur１ａとスイッチング素子ＳＷ１ａとによる直列回路と同様に構成される定電流源Ｃur１ｂとスイッチング素子ＳＷ１ｂとによる直列回路を、また定電流源Ｃur１ｃとスイッチング素子ＳＷ１ｃとによる直列回路を、それぞれチャージポンプ回路１０の電圧入力端子TM１とコンデンサＣ１の一端側との間に介在させる。また、定電流源Ｃur２ａとスイッチング素子ＳＷ１ａ’とによる直列回路と同様に構成される定電流源Ｃur２ｂとスイッチング素子ＳＷ１ｂ’とによる直列回路を、定電流源Ｃur２ｃとスイッチング素子ＳＷ１ｃ’とによる直列回路を、それぞれコンデンサＣ１と並列に接続する。なお、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ａ’の制御入力は、それぞれ制御回路ＣＮＴに接続される。同様に、スイッチング素子ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｂ’の制御入力や、スイッチング素子ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ｃ’の制御入力も、それぞれ制御回路ＣＮＴに接続される。

本第２実施形態に係る昇圧回路では、チャージポンプ駆動回路３０の正相クロックパルス発生回路３０ａをこのように構成するのに対し、逆相クロックパルス発生回路３０ｂも、これとほぼ同様に構成する。即ち、図３に示すように、逆相クロックパルス発生回路３０ｂでは、チャージポンプ回路１０の電圧入力端子TM１とコンデンサＣ２の一端側との間に介在させる３つの定電流源Ｃur３ａ、Ｃur３ｂ、Ｃur３ｃのそれぞれに対して、スイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ２ｃをそれぞれ直接に接続する。また、コンデンサＣ２に並列に接続させる３つの定電流源Ｃur４ａ、Ｃur４ｂ、Ｃur４ｃのそれぞれに対して、スイッチング素子ＳＷ２ａ’、ＳＷ２ｂ’、ＳＷ２ｃ’をそれぞれ直接に接続する。そして、これらのスイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ２ｃ、ＳＷ２ａ’、ＳＷ２ｂ’、ＳＷ２ｃ’の制御入力を制御回路ＣＮＴにそれぞれ接続する。

また、本第２実施形態に係る昇圧回路では、このような１２個のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ２ｃ、ＳＷ２ａ’、ＳＷ２ｂ’、ＳＷ２ｃ’の制御入力が接続される制御回路ＣＮＴを、出力バッファＢuf１から出力される正相信号電圧Ｖ１の電圧値を監視可能に出力バッファＢuf１の出力を入力可能に接続するとともに、出力バッファＢuf２から出力される逆相信号電圧Ｖ２の電圧値を監視可能に出力バッファＢuf２の出力を入力可能に接続するように構成する。

そして、図４(B) に示すように、(1) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf０を超え所定の比較電圧Ｖrf１（＞Ｖrf０）以下の場合には（ｔ０〜ｔ１）、スイッチング素子ＳＷ１ａをオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(2) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf１を超え所定の比較電圧Ｖrf２（＞Ｖrf１）以下の場合には（ｔ１〜ｔ２）、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂをオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(3) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf２を超え所定の比較電圧Ｖrf３（＞Ｖrf２）以下の場合には（ｔ２〜ｔ３）、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃをオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(4) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf３を超え所定の比較電圧Ｖrf４（＞Ｖrf３）以下の場合には（ｔ３〜ｔ４）、スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂをオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(5) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf４を超えてツェナーダイオードＤｚ１によるツェナー電圧（クランプ電圧Ｖclp）に達する前の場合には（ｔ４〜ｔ５）、スイッチング素子ＳＷ１ａだけをオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。

これにより、正相信号電圧Ｖ１に基づいてスイッチング素子ＳＷ１ａ〜１ｃ’のオンオフ状態を制御することによって、コンデンサＣ１の充電特性により、正相信号電圧Ｖ１の傾きを任意に制御することが可能となる。図４(B) に示す例では、正相信号電圧Ｖ１の傾きは、上記(1) の期間（ｔ０〜ｔ１）では、定電流源Ｃur１ａから入力される定電流ｉ１ａをコンデンサＣ１の静電容量で除したｉ１ａ／Ｃ１となる。同様に、上記(2) の期間（ｔ１〜ｔ２）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが（ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）／Ｃ１、上記(3) の期間（ｔ２〜ｔ３）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが（ｉ１ａ＋ｉ１ｂ＋ｉ１ｃ）／Ｃ１、上記(4) の期間（ｔ３〜ｔ４）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが（ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）／Ｃ１、上記(5) の期間（ｔ４〜ｔ５）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きがｉ１ａ／Ｃ１となる。したがって、このような(1) 〜(5) の期間、つまり正相クロックパルスφの立ち上がり時間ｔｕにおいては、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される正相クロックパルスφを鈍らせることが可能となる。

また、図４(B) に示すように、(6) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、ツェナー電圧（クランプ電圧Ｖclp）に達した後の所定期間ｔｓ（ｔ５〜ｔ６）を経過した後、スイッチング素子ＳＷ１ａ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(7) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf４を下回り所定の比較電圧Ｖrf３以上の場合には（ｔ６〜ｔ７）、スイッチング素子ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(8) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf３を下回り所定の比較電圧Ｖrf２以上の場合には（ｔ７〜ｔ８）、スイッチング素子ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃを全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(9) 出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf３を下回り所定の比較電圧Ｖrf２以上の場合には（ｔ８〜ｔ９）、スイッチング素子ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃを全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(10)出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf２を下回り所定の比較電圧Ｖrf１以上の場合には（ｔ９〜ｔ10）、スイッチング素子ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。
(11)出力バッファＢuf１の正相信号電圧Ｖ１が、所定の比較電圧Ｖrf１を下回り所定の比較電圧Ｖrf０以上の場合には（ｔ10〜ｔ11）、スイッチング素子ＳＷ１ａ’をオン状態に、他のスイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’を全てオフ状態に、それぞれ設定する。

これにより、正相信号電圧Ｖ１に基づいてスイッチング素子ＳＷ１ａ〜１ｃ’のオンオフ状態を制御することによって、コンデンサＣ１の放電特性により、正相信号電圧Ｖ１の傾きを任意に制御することが可能となる。図４(B) に示す例では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが、上記(7) の期間（ｔ６〜ｔ７）では、定電流源Ｃur２ａに出力される定電流ｉ２ａをコンデンサＣ１の静電容量で除した−ｉ２ａ／Ｃ１となる。同様に、上記(8) の期間（ｔ７〜ｔ８）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが−（ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）／Ｃ１、上記(9) の期間（ｔ８〜ｔ９）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが−（ｉ２ａ＋ｉ２ｂ＋ｉ２ｃ）／Ｃ１、上記(10)の期間（ｔ９〜ｔ10）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが−（ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）／Ｃ１、上記(11)の期間（ｔ10〜ｔ11）では、正相信号電圧Ｖ１の傾きが−ｉ１／Ｃ１となる。したがって、このような(7) 〜(11)の期間、つまり正相クロックパルスφの立ち下がり時間ｔｄにおいては、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される正相クロックパルスφを鈍らせることが可能となる。

一方、逆相クロックパルス発生回路３０ｂは、図４(C) に示すように、正相クロックパルス発生回路３０ａとは逆の電圧関係を持つように、逆相信号電圧Ｖ２の電圧値に基づいてスイッチング素子ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ２ｃ、ＳＷ２ａ’、ＳＷ２ｂ’、ＳＷ２ｃ’を制御可能に構成する。

これにより、図４(C) に示すように、コンデンサＣ２の放電特性により、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが、上記(1) の期間（ｔ０〜ｔ１）では、定電流源Ｃur４ａに出力される定電流ｉ４ａをコンデンサＣ２の静電容量で除した−ｉ４ａ／Ｃ２となる。同様に、上記(2) の期間（ｔ１〜ｔ２）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが−（ｉ４ａ＋ｉ４ｂ）／Ｃ２、上記(3) の期間（ｔ２〜ｔ３）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが−（ｉ４ａ＋ｉ４ｂ＋ｉ４ｃ）／Ｃ２、上記(4) の期間（ｔ３〜ｔ４）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが−（ｉ４ａ＋ｉ４ｂ）／Ｃ２、上記(5) の期間（ｔ４〜ｔ５）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが−ｉ４／Ｃ２となる。したがって、このような(1) 〜(5) の期間、つまり逆相クロックパルス¬φの立ち下がり時間ｔｄにおいては、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される逆相クロックパルス¬φを鈍らせることが可能となる。

同様に、図４(C) に示すように、コンデンサＣ２の充電特性により、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが、上記(7) の期間（ｔ６〜ｔ７）では、定電流源Ｃur３ａから入力される定電流ｉ３ａをコンデンサＣ２の静電容量で除したｉ３ａ／Ｃ２となる。同様に、上記(8) の期間（ｔ７〜ｔ８）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが（ｉ３ａ＋ｉ３ｂ）／Ｃ２、上記(9) の期間（ｔ８〜ｔ９）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが（ｉ３ａ＋ｉ３ｂ＋ｉ３ｃ）／Ｃ２、上記(10)の期間（ｔ９〜ｔ10）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きが（ｉ３ａ＋ｉ３ｂ）／Ｃ２、上記(11)の期間（ｔ10〜ｔ11）では、逆相信号電圧Ｖ２の傾きがｉ３ａ／Ｃ２となる。したがって、このような(7) 〜(11)の期間、つまり逆相クロックパルス¬φの立ち上がり時間ｔｕにおいては、当該昇圧回路のチャージポンプ回路１０に供給される逆相クロックパルス¬φを鈍らせることが可能となる。

つまり、かかる昇圧回路では、チャージポンプ駆動回路３０の定電流源Ｃur１ａ〜Ｃur１ｃによる定電流ｉ１ａ〜ｉ１ｃ、定電流源Ｃur２ａ〜Ｃur２ｃによる定電流ｉ２ａ〜ｉ２ｃ、定電流源Ｃur３ａ〜Ｃur３ｃによる定電流ｉ３ａ〜ｉ３ｃ、定電流源Ｃur４ａ〜Ｃur４ｃによる定電流ｉ４ａ〜ｉ４ｃおよびコンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量を適宜選択することによって、チャージポンプ回路１０に供給される正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φの波形を任意に鈍らせることが可能となるので、電解コンデンサを用いることなく、高周波ノイズの発生を容易に抑制することができる。したがって、電解コンデンサの使用に適さない高温環境下でも高周波ノイズの発生を抑制することが可能となる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態に係る昇圧回路の構成を図５に基づいて説明する。なお、第３実施形態に係る昇圧回路は、チャージポンプ回路１０とチャージポンプ駆動回路４０とにより構成されており、チャージポンプ回路１０については、第１実施形態の場合と同様に、図１２に示すチャージポンプ回路１０と同様に構成される。そのため、ここでもチャージポンプ回路１０の説明を省略する。

図５に示すように、チャージポンプ駆動回路４０は、定電流源Ｃur５、正相クロックパルス発生回路４０ａおよび逆相クロックパルス発生回路４０ｂから構成されている。定電流源Ｃur５は、一定の電流を発生可能なもので、前述した第１実施形態の定電流源Ｃur１等と同様に構成されている。本実施形態では、所定の定電流ｉ５を発生する。

正相クロックパルス発生回路４０ａは、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ51、Ｒ52、出力バッファＢuf１により構成されており、正相クロックパルスφを発生する。なお、逆相クロックパルス¬φを発生可能な逆相クロックパルス発生回路４０ｂは、この正相クロックパルス発生回路４０ａと、クロックパルスを発生させるタイミング、つまり位相が１８０°ずれている点が異なるだけで、回路構成はほぼ同様である。そのため、ここでは正相クロックパルス発生回路４０ａの構成を主に説明する。

トランジスタＴｒ１は、定電流源Ｃur５から入力される定電流を非線形に導通可能な非線形素子で、例えばＰＮＰ型のシリコントランジスタがこれに相当する。このトランジスタＴｒ１のエミッタには、抵抗Ｒ51を介して定電流源Ｃur５の出力側が接続されている。またこのトランジスタＴｒ１のコレクタには、抵抗Ｒ52を介してアースが接続されている。さらにトランジスタＴｒ１のベースには、制御入力端子TM３が接続されている。なお、この制御入力端子TM３には、トランジスタＴｒ１の導通期間および遮断期間を制御可能にする制御信号Ｖin１が図略の制御手段から入力される。

出力バッファＢuf１は、トランジスタＴｒ１の出力電流、つまりコレクタ電流を正相クロックパルスφとして出力可能にするバッファアンプ（緩衝増幅器）で、入力側がトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、出力側がチャージポンプ回路１０のコンデンサＣａ、Ｃｃの他端側に接続されている。なお、この出力バッファＢuf１は、前述した第１実施形態の定電流源Ｃur１等と同様に構成されている。

逆相クロックパルス発生回路４０ｂは、トランジスタＴｒ２、抵抗Ｒ53、Ｒ54、出力バッファＢuf２により構成されており、正相クロックパルス発生回路４０ａの、トランジスタＴｒ２がトランジスタＴｒ１に、抵抗Ｒ53が抵抗Ｒ51に、抵抗Ｒ54が抵抗Ｒ52に、出力バッファＢuf２が出力バッファＢuf１に、それぞれ対応している。そして、トランジスタＴｒ２のベースには、制御入力端子TM４が接続され、また出力バッファＢuf２の出力側にはチャージポンプ回路１０のコンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側に接続されている。

ここで、このように構成したチャージポンプ駆動回路４０の動作を図６を参照して説明する。なお、図６(A) には、図５に示すチャージポンプ駆動回路４０の基本構成が示されており、図６(B) には、チャージポンプ駆動回路４０の出力電圧特性例が示されている。

図６(A) に示すように、前述したチャージポンプ駆動回路４０は、正相クロックパルス発生回路４０ａや逆相クロックパルス発生回路４０ｂをそれぞれ個々の回路として捉えるのではなく、これらを合わせて一つの回路として把握すると、差動増幅回路を構成することがわかる。なお、図６(A) に示す回路では、出力バッファＢuf１、Ｂuf２を省略し、抵抗Ｒ51、Ｒ53をＲＥ、抵抗Ｒ52、Ｒ54をＲＣとし、さらに定電流源Ｃur５の電流をＩにしている。

このため、両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースに入力されるＶin１とＶin２の差をＶIN（＝Ｖin１−Ｖin２）とすると、両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースから出力される出力電圧Ｖout１、Ｖout２とＶINとの間には、次の関係式(1) 、(2) が成り立つ。

ΔＶout１ ＝ −Ｉ１×Ｉ２×ΔＶIN／（ＶＴ×Ｉ＋２×ＲＥ×Ｉ１×Ｉ２） …(1)
ΔＶout２ ＝ Ｉ１×Ｉ２×ΔＶIN／（ＶＴ×Ｉ＋２×ＲＥ×Ｉ１×Ｉ２） …(2)
但し、ΔＶout１、ΔＶout２、ΔＶINは、それぞれ時間微分を表し、ＶＴ（＝ｋＴ／ｑ）は温度係数を表す。またＩ１、Ｉ２は、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のエミッタ−コレクタ間電流を示し、Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２である。

これらの関係式(1) 、(2) から、例えば、Ｉ＝６００μＡ、ＲＥ＝１ｋΩ、ＲＣ＝１０ｋΩ、ＶＴ＝ｋＴ／ｑ＝２６ｍＶ（２７℃時）とすると、ＶINの電圧値の変化によって、図６(B) に示すようなトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の出力電圧特性を得ることができる。即ち、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に入力される入力電圧の差ＶINがない場合（ＶIN＝０．０Ｖ）に出力される＋３Ｖを中心に、入力電圧の差ＶINに従ってほぼ線形特性の電圧を出力し、当該差ＶINが±０．６Ｖを超えたあたりで非線形特性の電圧を出力する。つまり、ＶINが±０．６Ｖを超えると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性によって出力電圧が曲線を描いて飽和する。図６(B) に示す特性例では、上限＋６Ｖ、下限０Ｖでそれぞれ飽和している。

このため、図７(A) に示すように、制御信号Ｖin１として制御入力端子TM３に三角波、制御信号Ｖin２として制御入力端子TM４に定電圧を入力することにより、出力バッファＢuf１の出力側から、図７(B) に示すような正相信号電圧Ｖ１を得ることができ、また出力バッファＢuf２の出力側から、図７(C) に示すような逆相信号電圧Ｖ２を得られる。

つまり、図７(B) に示すように、正相クロックパルスφとして、立ち上がり時間ｔｕおよびその後（ｔｕｗ−ｔｕ）の間、特に０．０Ｖ〜０．６Ｖおよび５．４Ｖ〜６．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせている。また、立ち下がり時間ｔｄおよびその後（ｔｄｗ−ｔｄ）の間、特に６．０Ｖ〜０．６Ｖおよび０．６Ｖ〜０．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせている。なお、正相クロックパルスφの１周期の前半時間をｔｕｗ、同後半時間をｔｄｗとしている。また、ここでは、出力波形の最大振幅６．０Ｖ（１００％）に対し、０Ｖ（０％）〜５．４Ｖ（９０％）の振幅期間を立ち上がり時間ｔｕとし、６．０Ｖ（１００％）〜０．６Ｖ（１０％）の振幅期間を立ち下がり時間ｔｄとしている。

図７(C) に示すように、逆相クロックパルス¬φ（Ｖ２）についても同様に、立ち上がり時間ｔｕおよびその後（ｔｕｗ−ｔｕ）の間、特に０．０Ｖ〜０．６Ｖおよび５．４Ｖ〜６．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせ、また立ち下がり時間ｔｄおよびその後（ｔｄｗ−ｔｄ）の間、特に６．０Ｖ〜０．６Ｖおよび０．６Ｖ〜０．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせている。

このように第３実施形態に係る昇圧回路を構成するチャージポンプ駆動回路４０では、正相クロックパルス発生回路４０ａおよび逆相クロックパルス発生回路４０ｂによって、一つの差動増幅回路を構成するので、一方のトランジスタＴｒ１（Ｔｒ２）のベースに三角波、他方のトランジスタＴｒ２のベース（Ｔｒ１）に定電圧、をそれぞれ入力することで、両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のコレクタからダイオード特性を持った差動出力（電圧Ｖ１、Ｖ２）を得ることができる。つまり、定電流源Ｃur５およびトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の選択により、正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φの波形を比較的容易に鈍らせることが可能となるので、電解コンデンサを用いることなく、高周波ノイズの発生を容易に抑制することができる。したがって、電解コンデンサの使用に適さない高温環境下でも高周波ノイズの発生を抑制することが可能となる。

次に、このようなチャージポンプ駆動回路４０により生成される正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φと、比較的簡易に波形を鈍らせ得るＣＲによるローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）により生成されるもの（図８、９参照）とを周波数スペクトル分布により比較する（図９参照）。なお、図８には、抵抗Ｒ41とコンデンサＣ41とにより構成されるＬＰＦを備えた正相クロックパルス発生回路５０ａや、抵抗Ｒ42とコンデンサＣ42とにより構成されるＬＰＦを備えた逆相クロックパルス発生回路５０ｂ等からなるチャージポンプ駆動回路５０の構成例が示されており、また図９には、このようなチャージポンプ駆動回路５０に入力される制御信号（図９(A) ）、チャージポンプ駆動回路５０から出力される正相信号電圧Ｖ１（図９(B) ）、逆相信号電圧Ｖ２（図９(C) ）の例が示されている。

図９(B) に示すように、ＬＰＦでは、一般に、その遮断周波数ｆｃ以上の周波数成分を減衰させることが可能であることから、例えば、図９(A) に示すような矩形波（ＨレベルはＶｈ、Ｌレベルは０Ｖ）がＬＰＦに入力されると、図９(B) や図９(C) に示すような出力波形が得られる。これにより、立ち上がり時間ｔｕ（最大振幅の０％〜９０％の期間）においてはほぼＶｈ×（−exp（−ｔ／ＲＣ））の曲線を描くように出力波形を鈍らせることができ、また立ち下がり時間ｔｄ（最大振幅の１００％〜１０％の期間）においてはほぼＶｈ×（Ｉ−exp（−ｔ／ＲＣ））の曲線を描くように出力波形を鈍らせることができる。ここで、expはネーピアの定数（2.71828…）を示し、またＩは抵抗Ｒ41、Ｒ42を流れる電流を示す。

このようにＬＰＦによっても正相クロックパルスφや逆相クロックパルス¬φの立ち上がりや立ち下がりを鈍らせることができるため、これにより鈍らされた正相クロックパルスφや逆相クロックパルス¬φの周波数スペクトル分布は、例えば、図１０(B) に示すようになる。即ち、チャージポンプ駆動回路５０では、ＬＰＦの遮断周波数ｆｃを超える周波数成分を減衰させることが可能となるため、ＬＰＦを備えていない場合（図１０(B) 中の点線で示したもの）に比べて高周波成分を減衰させることができる。

これに対し、チャージポンプ駆動回路４０では、前述したように、定電流源Ｃur５およびトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の選択により、正相クロックパルスφおよび逆相クロックパルス¬φの波形を比較的容易に鈍らせることが可能となるので、図１０(A) に示すように、ＬＰＦの遮断周波数ｆｃよりも低い周波数領域からそれ以上のものとして、正相クロックパルスφや逆相クロックパルス¬φに含まれる周波成分を抑制させることができる。

即ち、図８に示すように、コンデンサＣ（Ｃ41（Ｃ42））と抵抗Ｒ（Ｒ41（Ｒ42））で構成されるＬＰＦの場合、遮断周波数ｆｃ（＝１／（２πＣＲ））を低く設定するためには、コンデンサＣまたは抵抗Ｒの値を大きくする必要がある。しかし抵抗Ｒの値を大きくするとフィルタを通過させるべき信号の減衰も避けられないため、一般的にはコンデンサＣの値を大きく設定する。ところが前述したように、静電容量の大きなコンデンサは、積層コンデンサでは形成し難いことから、電解コンデンサを用いることが多いが、電解コンデンサはその動作保証温度の上限が低いことから（一般に＋８５℃前後）、車両に搭載されるＥＣＵには適さない。そこで、本実施形態に係るチャージポンプ駆動回路４０では、電解コンデンサを用いることなく、図１０(A) に示すように、比較的周波数の低い範囲からそれ以上のものまで、高周波ノイズの発生原因となる周波数成分を減衰させることが可能になるので、電解コンデンサの使用に適さない高温環境下でも高周波ノイズの発生を抑制することができる。

なお、第３実施形態の改変例として、例えば、図８に示すＬＰＦ（コンデンサＣ41と抵抗Ｒ41、あるいはコンデンサＣ42と抵抗Ｒ42、により構成されるＣＲ型のもの）を、図５に示す正相クロックパルス発生回路４０ａの出力（出力バッファＢuf１（出力手段））とチャージポンプ回路１０のコンデンサＣａ、Ｃｃの他端側（チャージポンプ回路のクロックパルス入力）との間に介在させ、また同ＬＰＦを、逆相クロックパルス発生回路４０ｂの出力（出力バッファＢuf２（出力手段））とチャージポンプ回路１０のコンデンサＣｂ、Ｃｄの他端側（チャージポンプ回路のクロックパルス入力）との間に介在させる構成を採っても良い。これにより、当該ＬＰＦの遮断周波数ｆｃの適宜な設定により、その遮断周波数ｆｃ以上の周波数成分を減衰させることが可能であることから、例えば、図１１に示すように、高周波ノイズの発生原因となる周波数成分を狙った周波数以上で一層減衰させることができる。

本発明の第１実施形態に係る昇圧回路の構成を示す回路図である。 図１に示す昇圧回路を構成するチャージポンプ駆動回路の入出力波形の例を示す説明図で、図２(A) は入力波形、図２(B) は正相クロックパルス出力波形、図２(C) は逆相クロックパルス出力波形、をそれぞれ示すものである。 本発明の第２実施形態に係る昇圧回路の構成を示す回路図である。 図３に示す昇圧回路を構成するチャージポンプ駆動回路の入出力波形の例を示す説明図で、図４(A) は入力波形、図４(B) は正相クロックパルス出力波形、図４(C) は逆相クロックパルス出力波形、をそれぞれ示すものである。 本発明の第３実施形態に係る昇圧回路の構成を示す回路図である。 図６(A) は、本発明の第３実施形態のチャージポンプ駆動回路の基本構成を示す回路図で、図６(B) は、チャージポンプ駆動回路の出力電圧特性例である。 図５に示す第３実施形態によるチャージポンプ駆動回路の入出力波形の例を示す説明図で、図７(A) は入力波形、図７(B) は正相クロックパルス出力波形、図７(C) は逆相クロックパルス出力波形、をそれぞれ示すものである。 ＣＲ型のＬＰＦを備えた昇圧回路の構成を示す回路図である。 図８に示す昇圧回路を構成するチャージポンプ駆動回路の入出力波形の例を示す説明図で、図９(A) は入力波形、図９(B) は正相クロックパルス出力波形、図９(C) は逆相クロックパルス出力波形、をそれぞれ示すものである。 チャージポンプ駆動回路の出力波形に含まれる高周波成分の強度およびその周波数分布を示す説明図で、図１０(A) は第３実施形態のチャージポンプ駆動回路の出力波形、図１０(B) は比較例のチャージポンプ駆動回路の出力波形、についてそれぞれ示したものである。 第３実施形態の改変例に係る昇圧回路のチャージポンプ駆動回路の出力波形に含まれる高周波成分の強度およびその周波数分布を示す説明図である。 ディクソン型のチャージポンプ回路を採用した昇圧回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１０…チャージポンプ回路
２０、３０、４０、５０…チャージポンプ駆動回路
２０ａ、３０ａ、４０ａ、５０ａ…正相クロックパルス発生回路
２０ｂ、３０ｂ、４０ｂ、５０ｂ…逆相クロックパルス発生回路
Ｂuf１、Ｂuf２…出力バッファ（出力手段）
Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ
ＣＮＴ…制御回路（制御手段）
Ｃur１、Ｃur１ａ、Ｃur１ｂ、Ｃur１ｃ、Ｃur３、Ｃur３ａ、Ｃur３ｂ、Ｃur３ｃ…定電流源（第１定電流源）
Ｃur２、Ｃur２ａ、Ｃur２ｂ、Ｃur２ｃ、Ｃur４、Ｃur４ａ、Ｃur４ｂ、Ｃur４ｃ…定電流源（第２定電流源）
Ｃur５…定電流源（定電流源）
Ｄｚ１、Ｄｚ２…ツェナーダイオード
Ｉnv１、Ｉnv２…インバータ
ｉ１、ｉ３…定電流（第１の定電流）
ｉ２、ｉ４…定電流（第２の定電流）
ＳＷ１、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ、ＳＷ１ａ’、ＳＷ１ｂ’、ＳＷ１ｃ’、ＳＷ２、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ２ｃ、ＳＷ２ａ’、ＳＷ２ｂ’、ＳＷ２ｃ’…スイッチング素子（制御手段）
TM１…電圧入力端子
TM２…電圧出力端子
TM３、TM４…制御入力端子
Ｔｒ１、Ｔｒ２…トランジスタ（非線形素子）
ｔｕ…立ち上がり時間
ｔｄ…立ち下がり時間
Ｖｉ…入力電圧
Ｖｏ…出力電圧
Ｖ１…正相信号電圧
Ｖ２…逆相信号電圧
φ…正相クロックパルス（クロックパルス）
¬φ…逆相クロックパルス（クロックパルス）

Claims (1)

1. チャージポンプ回路を駆動し得るクロックパルスを出力可能なチャージポンプ駆動回路であって、
   所定値の定電流を発生可能な定電流源と、
   前記定電流源から入力される定電流を非線形に導通可能な非線形素子と、
   前記非線形素子の導通期間および遮断期間を制御可能な制御手段と、
   前記非線形素子の出力電流を前記クロックパルスとして出力可能な出力手段と
   を備え、
   前記非線形素子のダイオード特性により、前記クロックパルスの立ち上がり波形および立ち下がり波形が曲線を描くように制御することによって前記クロックパルスの波形を鈍らせて出力することを特徴とするチャージポンプ駆動回路。

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