JP4611423B2 - 低遅延エコーキャンセル動作用の方法とシステム - Google Patents

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本発明は改良された音響特性（ａｃｏｕｓｔｉｃ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）を有するオーディオ通信（ａｕｄｉｏ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）のシステム及び方法に関し、特に改良されたオーディオエコーキャンセル動作システム（ａｕｄｉｏ ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ）を有する会議システム（ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）に関する。

従来の会議システムでは、１つ以上のマイクロホンが遠端サイト（ｆａｒ ｅｎｄ ｓｉｔｅ）の音波（ｓｏｕｎｄ ｗａｖｅ）を取り込み（ｃａｐｔｕｒｅ）、該音波を第１オーディオ信号（ｆｉｒｓｔ ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ）に変換（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ）する。該第１オーディオ信号は近端サイト（ｎｅａｒ ｅｎｄ ｓｉｔｅ）に送信（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ）されるが、そこではテレビジョン（ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）セット又は増幅器及びラウドスピーカー（ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ａｎｄ ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ）が、該遠端サイトで発生された該第１オーディオ信号を該音波に変換することにより元の（ｏｒｉｇｉｎａｌ）音波を再生（ｒｅｐｒｏｄｕｃｅｓ）する。該近端サイトで作られた音波は該近端サイトのオーディオ取り込みシステム（ａｕｄｉｏ ｃａｐｔｕｒｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）により部分的に取り込まれ、第２オーディオ信号（ｓｅｃｏｎｄ ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ）に変換され、該遠端サイトの該システムへ送信し返される。この、音波が１つのサイトで取り込まれ、もう１つのサイトへ送信され、そして次いで該最初のサイトへ送信し返される問題は、音響エコー（ａｃｏｕｓｔｉｃ ｅｃｈｏ）と呼ばれる。その最も厳しい現れでは、そのループ利得（ｌｏｏｐ ｇａｉｎ）が１（ｕｎｉｔｙ）を越える時、該音響エコーはフィードバック音（ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｏｕｎｄ）を引き起こす。又該音響エコーは双方のサイトの関与者に自分自身を聞こえ（ｈｅａｒ ｔｈｅｍｓｅｌｖｅｓ）させ、該会議システム上での会話を困難ならしめる。

該エコー問題を図１を参照して更に説明する。遠端１１０１からのデジタル（ｄｉｇｉｔａｌ）オーディオ信号はＤ−Ａ変換器（ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ ａｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）｛デーエイシー（ＤＡＣ）｝１３０１によりアナログドメイン（ａｎａｌｏｇ ｄｏｍａｉｎ）に変換され、ラウドスピーカー増幅器１３０２で増幅され、そして更に該ラウドスピーカー１３０３により音響信号に変換される。直接の信号（ｄｉｒｅｃｔ ｓｉｇｎａｌ）１３０４及び壁／天井他１３０５により反射された反射版（ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ ｖｅｒｓｉｏｎｓ）１３０６の両者は該マイクロホン１３０８により望ましくなく取り上げられる。該マイクロホンは又望ましい近端信号１３０７も取り上げる。該マイクロホン信号（ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ ｓｉｇｎａｌ）は該マイクロホン増幅器１３０９により増幅され、Ａ−Ｄ変換器（ａｎａｌｏｇ ｔｏ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３１０でデジタル化され、未キャンセル（ｕｎｃａｎｃｅｌｌｅｄ）マイクロホン信号１２０２を出力する。

万一該未キャンセルマイクロホン信号が該遠端に送信されるとしたら、該遠端サイトは自分自身のエコーを聞き、そしてもし同様なシステムが該遠端にあるなら、ハウリング（ｈｏｗｌｉｎｇ）／フィードバックさえ起こるかも知れない。

この問題を解く普通の方法は該マイクロホン信号路（ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ ｓｉｇｎａｌ ｐａｔｈ）に音響エコーキャンセラー（ａｃｏｕｓｔｉｃ ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）１２０３を付加することである。このキャンセラーは該デジタルラウドスピーカー信号（ｄｉｇｉｔａｌ ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ ｓｉｇｎａｌ）を信号基準（ｓｉ
ｇｎａｌ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）として使い、該ラウドスピーカーからのマイクロホン路１３０４／１３０６の全部の推定値を作り（ｅｓｔｉｍａｔｅｓ）、未キャンセルマイクロホン信号１２０２からこれらの推定値（ｅｓｔｉｍａｔｅｓ）を引き算（ｓｕｂｔｒａｃｔｓ）し、信号１１０２として遠端へ送信されるキャンセル済みマイクロホン信号（ｃａｎｃｅｌｌｅｄ ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ ｓｉｇｎａｌ）１２０４を作る。

従来技術に依れば、音響エコーキャンセラー用に２つの主なアプローチ（ａｐｐｒｏａｃｈｅｓ）がある。第１のものはフルバンド（ｆｕｌｌ ｂａｎｄ）キャンセラーであり、第２のものはサブバンド（ｓｕｂ ｂａｎｄ）キャンセラーである。これらの両者は普通、該エコー路推定（ｅｃｈｏ ｐａｔｈ ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ）用に適応型（ａｄａｐｔｉｖｅ）のエフアイアール（ＦＩＲ）｛有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）｝を使うが、しかしながらこれらをそれぞれフルバンドドメイン（ｆｕｌｌ ｂａｎｄ ｄｏｍａｉｎ）とサブバンドドメイン（ｓｕｂ ｂａｎｄ
ｄｏｍａｉｎ）で適用する。

使われる音響エコーキャンセラーは典型的に幾つかの付加的サブブロック（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｓｕｂ ｂｌｏｃｋｓ）、例えば、ダブルトーク（ｄｏｕｂｌｅ ｔａｌｋ）アルゴリズム、非線形処理ユニット（ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｕｎｉｔ）、快適騒音発生（ｃｏｍｆｏｒｔ ｎｏｉｓｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）他、を有する。簡略で明らかなので、そしてこれらのブロックは本発明の範囲に直接は関連しないので、これらのサブブロックはここでは論じない。これらのブロックは変わってもよく、従来技術で良く文書化されている。当業者にとってこれらのブロックを集積化することは直ぐ出来る。

図２は従来技術のフルバンド音響エコーキャンセラーを示す。遠端２１０１からの信号は信号２１０２としてラウドスピーカーに送られ、又ラウドスピーカー基準信号（ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）２１０３としても使われる。

該ラウドスピーカー基準信号２１０３は適応型エフアイアールフイルター２１０４を通してフイルターされる。この適応型フイルターはその室のインパルス応答（ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｒｏｏｍ）に収斂（ｃｏｎｖｅｒｇｅｓ）し、それを追跡（ｔｒａｃｋｓ）する。初期の収斂用に、そして該部屋の何等かの音響的変化（ドアの開き、人々の移動、他）用に調整するため、該適応型エフアイアールフイルター２１０４は適応型（ａｄａｐｔｉｖｅ）であらねばならない。低廉な｛低処理パワー（ｌｏｗ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｐｏｗｅｒ）の｝エルエムエス（ＬＭＳ）｛最小平均２乗（ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）｝から、エイピーエイ（ＡＰＡ）｛アフィン射影アルゴリズム（ａｆｆｉｎｅ ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）｝及びアールエルエス（ＲＬＳ）｛再帰的最小２乗（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅｓ）｝の様なもっと複雑で、もっと高価なアルゴリズムまで、多くの、多種の適応型アルゴリズムがこの目的で使われ得る。しかしながら、共通して、全てのこれらのアルゴリズムは適応用にエフアイアールフイルター更新ループ（ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｕｐｄａｔｅ ｌｏｏｐ）２１０８を使う。

該適応型エフアイアールフイルターは反転エコー推定値（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｅｃｈｏ
ｅｓｔｉｍａｔｅ）２１０５を出力するが、該推定値は未キャンセルマイクロホン信号２１０６に加算され、エコーキャンセル済みマイクロホン信号（ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌｅｄ ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ ｓｉｇｎａｌ）２１０７を計算する。

フルバンドエコーキャンセラーでは、アルゴリズム的遅延（ａｌｇｏｒｉｔｈｍｉｃ ｄｅｌａｙ）は該マイクロホン信号路に付加されず、従ってフルバンドキャンセラーは短
い遅延が要求される時に使われることが多い。

しかしながら、従来技術のフルバンドキャンセラーに於いては或る欠点がある。１つの欠点は、音響環境の変化を追跡する該適応型フイルターの能力が貧弱で／遅いことであり、特に言葉（ｓｐｅｅｃｈ）及び他の自然（ｎａｔｕｒａｌ）｛カラー化された（ｃｏｌｏｕｒｅｄ）｝信号について然りである。もう１つの欠点は下記で説明される様に、必要な処理パワー（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ）が消耗し尽くされ勝ちなことである。

大抵のエコーキャンセラーで使われる音響システムのモデルはエフアイアールフイルター（ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）である。エフアイアールフイルターは信号動作処理（ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）の技術では公知であり、その基礎はここでは論じない。該エフアイアールフイルターは直接音（ｄｉｒｅｃｔ ｓｏｕｎｄ）と、室内の大抵の反射（ｍｏｓｔ ｏｆ ｔｈｅ ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎｓ ｉｎ ｔｈｅ ｒｏｏｍ）と、の伝達関数（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を近似する。必要な処理パワーの故に、信号がラウドスピーカーで奏された後無限の時間に亘ってエコーをキャンセルしようとはしない。代わりに、それは、与えられた時間、いわゆるテイル長さ（ｔａｉｌ ｌｅｎｇｔｈ）、の後のエコーがキャンセルされず、残留エコーとして見えることを受け入れる。

完全な該テイル長さ内の該エコーを推定（ｅｓｔｉｍａｔｅ）するためには、該エフアイアールフイルターの所要長さ（ｒｅｑｕｉｒｅｄ ｌｅｎｇｔｈ ｏｆ ｔｈｅ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）は下記となり、

Ｌ＝Ｆｓ^＊テイル長さ

ここでＦｓはサンプリング周波数でＨｚで与えられ、そして該テイル長さは秒で与えられる。

該フイルターの１つのサンプル出力を計算するための掛け算と加算の各々の必要数は該フイルター長さ（ｆｉｌｔｅｒ ｌｅｎｇｔｈ）に等しく、該フイルターの出力はサンプル毎に１回計算されるべきである。その結果、掛け算と加算の合計数は下記である。

Ｆｓ^＊Ｌ＝Ｆｓ^＊Ｆｓ^＊テイル長さ＝テイル長さ^＊Ｆｓ^２

テイル長さの典型的値は０．２５秒である。８ｋＨｚのサンプリング周波数を使うシステム用の掛け算及び加算の数は１６^＊１０^６であり、１６ｋＨｚ用では６４^＊１０^６、４７ｋＨｚ用では５７６^＊１０^６となるだろう。

同様の計算はフイルター更新アルゴリズムについても行われ得る。最も簡単なアルゴリズム、エルエムエス（ＬＭＳ）、は該エフアイアールフイルターと同じ数の加算と掛け算を有するので、絶対的に最も簡単なフルバンドキャンセラーについては、加算と掛け算の数は各々下記に等しい。

２^＊テイル長さ^＊Ｆｓ^２

もっと複雑な更新アルゴリズムは該エフアイアールフイルターの追跡能力（ｔｒａｃｋｉｎｇ ａｂｉｌｉｔｙ）を改善するが、処理パワーの意味では遙かにもっと複雑である。フイルター長さに比例した複雑さを有するアルゴリズムがあるが、該エルエムエスアルゴリズムより遙かに大きい比例定数を有し、そして該フイルター長さの２乗に比例する複雑さを有するアルゴリズムさえある。後者の場合はＦｓ^＊（Ｆｓ^＊テイル長さ）^２に比例するフルバンドエコーキャンセラー用処理パワー要求を与え、該要求はフルバンド音響エ
コーキャンセラー用としては非現実的である。

上記で論じたフルバンドエコーキャンセラーの２つの欠点を克服する従来の方法はサブバンド処理を導入することである。図３では、これへの１つのアプローチが示されるが、それは下記で論じられる。

遠端からの信号３１０１は信号３１０２としてラウドスピーカーへ送られる。それは又アナライズフイルター（ａｎａｌｙｚｅ ｆｉｌｔｅｒ）３３０１を使って選ばれた数のサブバンド（ｃｈｏｓｅｎ ｎｕｍｂｅｒ ｓｕｂ−ｂａｎｄｓ）に分割される。未キャンセルマイクロホン信号３１０６はもう１つの（しかし等しい）アナライズフイルター３３０２を使ってサブバンドに分割される。該サブバンドの選ばれた数は今後Ｎと示される。

各サブバンド用に、該ラウドスピーカーアナライズフイルターはサブバンド基準信号３２０３を出力するが、該信号は、反転サブバンドエコー推定値（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｅｃｈｏ ｅｓｔｉｍａｔｅ）３２０５を計算するサブバンドエフアイアールフイルター３２０４を通してフイルターされる。マイクロホンアナライズフイルターはサブバンド未キャンセル信号（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｕｎｃａｎｃｅｌｌｅｄ ｓｉｇｎａｌ）３２０６を出力するが、該信号は該反転エコー推定値に加算され、サブバンドエコーキャンセル済みマイクロホン信号（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌｅｄ ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ ｓｉｇｎａｌ）３２０７を出力する。該エコーキャンセル済みマイクロホン信号は該エフアイアールフイルターを適応させるため使われ、サブバンドエフアイアールフイルター更新ループ（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｕｐｄａｔｅ ｌｏｏｐ）３２０８として示される。

全てのサブバンドからのエコーキャンセル済みマイクロホン信号は又、合成フイルター（ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅ ｆｉｌｔｅｒ）３３０３によりフルバンドキャンセル済みマイクロホン信号３１０７へと一緒に合体（ｍｅｒｇｅｄ）される。

このアプローチを使って、信号はもっと小さいバンド幅を有するバンドに分割されるが、それはもっと低いサンプリング周波数を使って表すことが出来ることが下記の論議からもたらされる。なお、アナライズフイルターはフイルターバンク（ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ）とデシメイター（ｄｅｃｉｍａｔｏｒ）とから成り、合成フイルターはフイルターバンクとインターポレーター（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ）から成ることを注意されたい。

ナイキストのサンプリング定理（Ｎｙｑｕｉｓｔ’ｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｔｈｅｏｒｅｍ）に依れば、フルバンド信号のサンプリング周波数は下記で計算される。

Ｆｓ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}＝２^＊Ｆ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}

ここでＦ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}はフルバンド周波数バンド（ｆｕｌｌ ｂａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｂａｎｄ）である。同様に、サブバンド信号のサンプリング周波数は下記で計算される。

Ｆｓ_{ｓｕｂｂａｎｄ}＝２^＊Ｆ_{ｓｕｂｂａｎｄ}

ここでＦ_{ｓｕｂｂａｎｄ}はサブバンド周波数バンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｂａｎｄ）である。更に、各サブバンドの周波数バンドは下記で表される。

Ｆ_{ｓｕｂｂａｎｄ}＝Ｆ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}／Ｎ

更に、フイルターバンクの必要処理パワーを簡略化し、減じるために、従来の様にオーバーサンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）が使われる。これは定数を導入することにより数学的に表されるが、該定数は勿論この表現で付加される全ての他の定数を含むことが出来る。

上記表現から、該サブバンド信号は下記のサンプリング周波数を有することがもたらされる。

Ｆｓ_{ｓｕｂｂａｎｄ}＝（Ｋ／Ｎ）^＊Ｆｓ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}

ここでＫはオーバーサンプリング係数（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である。Ｋは常に１より大きいが大抵は比較的小さいことが多く、典型的には２より小さい。

エフアイアールフイルターが、フイルター長さに比例した複雑さの受け入れを伴うと仮定して（例えば、エルエムエス）、１つのサブバンドでの該フイルタリング及び受け入れ用の所要処理パワーは下記で表され、

ＰｒｏｓＰｏｗ_{ｓｕｂｂａｎｄ}＝Ｃ_１ ^＊テイル長さ^＊Ｆｓ_{ｓｕｂｂａｎｄ} ^２
ＰｒｏｓＰｏｗ_{ｓｕｂｂａｎｄ}＝Ｃ_１ ^＊テイル長さ^＊（Ｋ／Ｎ^＊Ｆｓ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}）^２

ここでＣ_１は比例定数である。

結果として、全部のＮのサブバンド用の該所要処理パワーは下記に等しい。

ＰｒｏｓＰｏｗ＝Ｎ^＊Ｃ_１ ^＊テイル長さ^＊（Ｋ／Ｎ^＊Ｆｓ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}）^２
ＰｒｏｓＰｏｗ＝Ｃ_１ ^＊テイル長さ^＊（Ｋ^＊Ｆｓ_{ｆｕｌｌｂａｎｄ}）^２／Ｎ

かくして、高いＮについては、該フイルター動作の処理パワー要求は急激に減じられ得る。勿論、アナライズ及び合成フイルターのオーバーヘッドが付加されねばならないが、長いテイル長さ及び合理的な大きいＮ用には、このオーバーヘッドは説明される節約に比して小さい。

フイルター長さの２乗に比例する複雑さを有するもっと複雑な更新アルゴリズムについては、顕著に短いフイルター長さの故に、フルバンドの場合に比すれば複雑さの低減は遙かに大きい。

加えて、サブバンドキャンセラーが、特に言葉及び他の自然な（カラー化された）信号用で、音響環境の変化に適合する改善された能力を有することを経験は示している。

しかしながら、１つの主要な欠点が該サブバンドスキーム（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｓｃｈｅｍｅ）に導入される。該アナライズ及び合成フイルターが該マイクロホン信号にアルゴリズム的遅延（ａｌｇｏｒｉｔｈｍｉｃ ｄｅｌａｙ）を付加するのである。或る応用ではこれは望ましくなく、或いは受け入れ不可能でさえある。

要するに、２つの提示したアプローチの強さと弱さが逆になっている。該フルバンドエコーキャンセラーはゼロのアルゴリズム的遅延から利益を得るが、それはゆっくりした適応と大きい処理的複雑さをこうむる。しかしながら、サブバンドエコーキャンセラーはより速い適応とより低い処理的複雑さから利益を得るが、アルゴリズム的遅延をこうむる。

本発明の目的は上記説明の問題を克服するオーディオエコーキャンセル動作用の方法とシステムを提供することである。

特に、本発明は、近端のオーディオ信号と、遠端のオーディオ信号（６１０１）で発生されるエコー信号と、から成るエコー付加マイクロホン信号（６１０６）から、１セットのフルバンドフイルタータップを有するフルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）で該遠端のオーディオ信号（６１０１）をフイルターすることにより発生される反転エコー推定値（６１０５）加算することにより、エコー減衰済み出力信号（６１０７）を提供するよう調整されたオーディオエコーキャンセラーを開示するが、該オーディオエコーキャンセラーは、該遠端のオーディオ信号（６１０１）を多数のサブバンド基準信号（６２０３）に分割するよう構成された第１アナライズフイルター（６３０１）と、該エコー付加マイクロホン信号（６１０６）を多数のサブバンドエコー付加マイクロホン信号（６２０６）に分割するよう構成された第２アナライズフイルターと、サブバンドフイルタータップのそれぞれのセットを有する多数のサブバンドエフアイアールフイルターであるが、各サブバンドエフアイアールフイルターが、サブバンドフイルタータップの組み合わせセットがそれで更新される、サブバンドエコー減衰済みフィードバック信号（６２０７）を提供するために、組み合わせサブバンド基準信号（６２０３）をフイルターするよう、そして、組み合わせサブバンドエコー付加済みマイクロホン信号（６２０６）に加算される反転サブバンドエコー推定値（６２０５）を出力するよう、構成された該サブバンドエフアイアールフイルターと、該反転エコー推定値（６１０５）の早期部分（６１０９）を発生する該フルバンドエフアイアールフイルター用のそれぞれのフルバンドフイルタータップに｛０−（ｍ−１）｝次の対応するサブバンドフイルタータップを合体させるよう構成された第１合成フイルターと、そして該反転エコー推定値（６１０５）の晩期部分（６１０９）を提供するために、組み合わせサブバンドエフアイアールフイルターの（ｍ−ｎ）次サブバンドフイルタータップからそれぞれ計算される晩期サブバンドエコー推定値（６２０９）を合体するよう構成された第２合成フイルターと、を具備する。

本発明を実施する最良モード
下記では、本発明が好ましい実施例を説明し、附属する図面を参照することにより論じられる。しかしながら、例え、或る特定の例により特定の実施例が説明されても、当業者は、同封された独立請求項で規定される本発明の範囲内で他の応用や変型を実現するであろう。

本発明はサブバンドエコーキャンセラーの速い適応性とフルバンドキャンセラーのゼロ遅延性を保持する。それは必要な処理パワーの少しばかりの増加を求めるが、特に複雑で錯綜した適応アルゴリズムが含まれる時に、従来のフルバンドエコーキャンセラーに比較すれば、従来のサブバンドエコーキャンセラーの低い必要処理パワーになおずっと近いものである。

本発明を説明するために、図３の従来技術システムが今度は、該システムのもっと詳細な版を図解する図４を参照してもっと詳細に説明される。

図３に於ける様に、遠端からの信号４１０１は信号４１０２としてラウドスピーカーへ送られる。それは又アナライズフイルター４３０１を使ってサブバンドに分割される。未キャンセルマイクロホン信号４１０６はもう１つの（しかし等しい）アナライズフイルター４３０２を使ってサブバンドに分割される。

各サブバンド用に、該ラウドスピーカーアナライズフイルターはサブバンド基準信号４２０３を出力するが、該信号は、基準遅延ライン（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｄｅｌａｙ ｌｉｎｅ）４２１１と，エフアイアールフイルタータップ４２１２のセットとそしてたたみ込みユニット（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）４２１３とから成るサブバンドエフアイアールフイルターを通してフイルターされる。該たたみ込みユニットは反転サブバン
ドエコー推定値（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｅｃｈｏ ｅｓｔｉｍａｔｅ）４２０５を出力する。該マイクロホンアナライズフイルターはサブバンド未キャンセル信号４２０６を出力するが、該出力は該反転エコー推定値に加算されて、サブバンドエコーキャンセル済みマイクロホン信号４２０７を出力する。該エコーキャンセル済みマイクロホン信号は該エフアイアールフイルターの適応用に使われ、該サブバンドエフアイアールフイルター更新ループ（ｓｕｂ−ｂａｎｄ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｕｐｄａｔｅ ｌｏｏｐ）４２０８として示される。

全サブバンドからの該エコーキャンセル済みマイクロホン信号は又、合成フイルター４３０３によりマイクロホンキャンセル済みフルバンド信号４１０７へと一緒になるよう合体される。

図５は本発明の第１実施例を図解する。図４の従来技術のシステムに於ける様に、遠端からの信号５１０１は信号５１０２としてラウドスピーカーへ送られる。又それはアナライズフイルター５３０１を使ってサブバンドに分割される。未キャンセルマイクロホン信号は、もう１つの（しかし等しい）アナライズフイルター５３０２を使ってサブバンドに分割される。

各サブバンド用に、該ラウドスピーカーアナライザーフイルターはサブバンド基準信号５２０３を出力するが、該信号は、基準遅延ライン５２１１と、エフアイアールフイルタータップのセット５２１２と、そしてたたみ込みユニット５２１３と、から成るサブバンドエフアイアールフイルターを通してフイルターされる。該たたみ込みユニットは反転サブバンドエコー推定値５２０５を出力する。該マイクロホンアナライズフイルターはサブバンド未キャンセル信号５２０６を出力するが、該信号は該反転エコー推定値に加算され、サブバンドエコーキャンセル済みマイクロホン信号５２０７を出力する。

図４の従来技術のシステムに関しては、該エコーキャンセル済みマイクロホン信号は該エフアイアールフイルターの適応用に使われ、それはサブバンドエフアイアールフイルター更新ループ５２０８として示される。

しかしながら、従来技術と異なり、該サブバンドエコーキャンセル済みマイクロホン信号は合成フイルターを通過しない。

代わりに、該エフアイアールフイルターのフイルタータップ値（ｆｉｌｔｅｒ ｔａｐ
ｖａｌｕｅｓ）は、フルバンドエフアイアールフイルターレプリカ（ｆｕｌｌ ｂａｎｄ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｒｅｐｌｉｃａ）５１０４を計算するためにエフアイアールモデル合成フイルター（ＦＩＲ ｍｏｄｅｌ ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅ ｆｉｌｔｅｒ）をシーケンス動作式（ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌｌｙ）に通過する。フイルタータップマルチプレクサー５２１４は該シーケンス動作（ｓｅｑｕｎｃｉｎｇ）を制御する。最初に、該合成フイルターは全部がゼロ状態にリセットされ、その後、該サブバンドエフアイアールフイルターのフイルタータップ値は、全サブバンドからのｈ_ｏタップでスタートし、全サブバンドからのｈ_１タップ等と続けて、全サブバンドのｈ_ｎ−１タップで終了する様に、該合成フイルターに供給される。ここで、ｎは該サブバンドエフアイアールフイルター内のタップの数である。サブバンドエコーキャンセラーでは、種々のサブバンド用に種々の数のタップを使うのが普通であり、この様な場合に該フイルタータップマルチプレクサーはもうこれ以上タップが無い様な全部のサブバンド用にはゼロを出力する。

結果として、該合成フイルター内の遅延と応答長さの故に、全部がゼロを有する幾つかのパス（ｐａｓｓｅｓ）が該合成フイルターを通して送られ、該応答のテイル（ｔａｉｌ
ｏｆ ｔｈｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を計算する。パスの必要数は該合成フイルターの設
計に依る。

最後に、該合成フイルターの出力は該エフアイアールフイルターレプリカ５１０４にコピーされる。結果はフルバンドエフアイアールフイルターが、それぞれのサブバンドのエフアイアールタップから発生されたエフアイアールタップで構成されることになる。

該合成フイルターを通るよう該サブバンドエフアイアールフイルタータップを如何にそして何時送るかに関して幾つかのアプローチが可能である。極微的に（ａｔｏｍｉｃａｌｌｙ）（時間の１点に於いて）全てのシーケンス動作が行われ得るが、これは不必要に多くの処理パワーを付加する。もっと好ましい解は、各サンプル間隔毎に１セットのタップが該合成フイルターを通るよう送ることである。これはフルバンドフイルターが選ばれたテイル長さより少し長い間隔でのみ更新されることを意味するが、これは寧ろ重要でなく、何故ならサブバンドフイルターは可成り一定だからである。例え音響応答が変化する時でも、テイル長さ／更新間隔に比較すれば再適応時間は長い。

更に、該ラウドスピーカーへの信号５１０２と同一の、遠端からの信号５１０１が、該フルバンドエフアイアールフイルターレプリカ５１０４を通るよう送られ、反転フルバンドエコー推定値５１０５を作る。これは未キャンセルマイクロホン信号５１０６に加算され、エコーキャンセル済みフルバンドマイクロホン信号５１０７を作る。

このアプローチを使って、アルゴリズム的遅延ゼロが達成されるが、それは該マイクロホン信号が信号処理に曝されないからである。全ての適応はサブバンドで行われ、サブバンドエコーキャンセラーの利点は保持される。

しかしながら、フルバンドエコーフイルター作用は２回行われねばならず、１回はサブバンドドメインに於いてであり（計算的には廉価である）、１回はフルバンドドメインに於いてである（計算的には高価である）。かくして、例え必要な処理パワーがフルバンドの場合より可成り低くても、それらは純粋なサブバンドのアプローチに比較して大きく、更に低減が望ましい。

本発明の第２の実施例では、必要な処理パワーは低められる。この実施例は図６で図解される。

再び、遠端からの信号６１０１は信号６１０２としてラウドスピーカーに送られる。又それはアナライズフイルター６３０１を使ってサブバンドに分割される。未キャンセルマイクロホン信号６１０６はもう１つの（しかし同様な）アナライズフイルター６３０２を使ってサブバンドに分割される。

各サブバンド用に、該ラウドスピーカーアナライズフイルターはサブバンド基準信号６２０３を出力するが、該信号は、基準遅延ライン６２１１と、エフアイアールフイルタータップのセット６２１２とそして双たたみ込みユニット（ｄｕａｌ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）６２１３と、から成る双サブバンドエフアイアールフイルター（ｄｕａｌ ｓｕｂ−ｂａｎｄ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）を通してフイルターされる。該たたみ込みユニットは反転サブバンド早期エコー推定値（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｓｕｂ−ｂａｎｄ ｅａｒｌｙ ｅｃｈｏ ｅｓｔｉｍａｔｅ）６２０５と反転晩期エコー推定値（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｌａｔｅ ｅｃｈｏ ｅｓｔｉｍａｔｅ）６２０９とを出力する。該サブバンド早期（ｅａｒｌｙ）エコー推定値は、フイルタータップｈ_０−ｈ_ｍ−１により決定される時間内の該サブバンドエコー推定値の最初の部分であり、一方該サブバンド晩期（ｌａｔｅ）エコー推定値は、フイルタータップｈ_ｍ−ｈ_ｎにより決定される時間内の該サブバンドエコー推定値の最後の部分である。該マイクロホンアナライズフイルターはサブバン
ド未キャンセル信号６２０６を出力するが、該信号は該両反転エコー推定値に加算され、サブバンドエコーキャンセル済みマイクロホン信号６２０７を出力する。

図５に於ける様に、該エコーキャンセル済みマイクロホン信号は該エフアイアールフイルターの適応用に使用され、該サブバンドエフアイアールフイルター更新ループ６２０８として示される。該エフアイアールフイルターの該適応は図５に於けると同一である。

図５に於ける様に、フイルタータップマルチプレクサー６２１４とエフアイアールモデル合成フイルター６３０４はフルバンド応答フイルターレプリカ６１０４を計算する。しかしながら、このレプリカは推定済みサブバンドエフアイアールフイルター応答の早期部分のみを使って計算され、該フルバンドレプリカは音響応答の早期部分のみを表す。かくして、該フルバンドエフアイアールフイルターレプリカ６１０４は図５のレプリカより可成り短い。該フルバンド基準信号６１０１はこのフイルターを通るように送られ、反転フルバンド早期エコー推定値６１０８を出力する。

加えて、該反転サブバンド晩期エコー推定値は晩期エコー合成フイルター６３０３を通るよう送られ、反転フルバンド晩期エコー推定値６１０９を形成する。それは晩期エコー推定値であり、該合成フイルターを通して送られるエコー削減済み信号（図４に於ける様な）ではないことを注意しておく。該アナライズと合成とのフイルター通過の遅延をバランスさせるために、該合成フイルター６３０３の直ぐ後に遅延調整部（ｄｅｌａｙ ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）６１１０が必要かも知れない。

該フルバンド早期エコー推定値６１０４と該フルバンド晩期エコー推定値６１０９は加算され、フルバンドエコー推定値６１０５を形成する。該フルバンドエコー推定値は未キャンセルマイクロホン信号６１０６に加算され、エコーキャンセル済みマイクロホン信号を出力する。

基本的に、該第２実施例のアプローチはフルバンドエフアイアールフイルターを使ってエコーの最初の部分のみを推定する、一方何等かに遅延している該エコーの晩期部分は、マイクロホン信号路内に何等かのアルゴリズム的遅延を導入することなしに、該サブバンド構造により導入される本来的遅延（ｉｎｈｅｒｅｎｔ ｄｅｌａｙｓ）を伴う計算を見越している。

該フルバンド早期応答フイルターレプリカは図５のレプリカより可成り短いので、複雑さの低減が達成される。

該早期エコー及び晩期エコー用に使われ得るフイルタータップの数はアナライズ及び合成フイルターの設計に依る。この設計に依り、該フルバンドエフアイアールフイルターからと、該サブバンド晩期エコーモデルからと、の間のエコー推定値寄与（ｅｃｈｏ ｅｓｔｉｍａｔｅ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）の幾らかの重複もあるかも知れない。１例として、該アナライズ及び合成フイルターが４０ｍｓのアルゴリズム的遅延を導入する、一方該システムが２５０ｍｓのテイル長さをキャンセルする必要があると仮定する。典型的に、該早期エコーフルバンドエフアイアールフイルターはその時該４０ｍｓ遅延より幾分長い必要がある。該最初の４０ｍｓは該フルバンドフイルターによってのみキャンセルされ、次の、例えば、１０ｍｓは該フルバンドエフアイアールフイルターと該晩期エコー推定値とにより合同してキャンセルされる、一方最後の２００ｍｓは該晩期エコー推定値のみによりキャンセルされる。この例では、該フルバンドフイルター用に必要な処理パワーは、図５で図解される実施例に比較して８０％減じられる。もう１つの合成フイルターが必要なので、正味の改良はその大きさではない（ｉｓ ｎｏｔ ｔｈａｔ ｂｉｇ）。しかしながら、第１実施例と比較して、該フルバンドエフアイアールフイルターの同じ更新
間隔用に、通されねばならないタップのセットが少ないので、該エフアイアールモデル合成フイルターの計算的な複雑さは減じられ得る。

本発明はその欠点を導入すること無しに、フルバンドエコーキャンセラーとサブバンドエコーキャンセラーとの利点を組み合わせている。

本発明により、サブバンドキャンセラーの本来的遅延と相対立し、フルバンドキャンセラーの場合であるマイクロホン経路に於けるアルゴリズム的遅延がゼロとなる。

更に、特に言葉及び自然信号について、フルバンドエコーキャンセラーのゆっくりした収斂速度と相対立して、適応がサブバンドで行われるので、適応／収斂速度はサブバンドエコーキャンセラーと等しくなる。

最終的に、本発明は、フルバンドキャンセラーの高い計算的複雑さに相対立して、サブバンドエコーキャンセラーに近い、低い計算的複雑さしか要しない。

本発明をより容易に理解可能にするために、付帯する論議は添付する図面を参照する。
従来の会議システムセットアップの詳細ブロック線図である。 フルバンド処理を有する音響エコーキャンセラーサブシステムのより詳細な図である。 サブバンド処理を用いて実現される対応するエコーキャンセラーサブシステムのブロック線図である。 サブバンドエフアイアールフイルターに於ける詳細図を有するサブバンドシステムのブロック線図である。 本発明の第１実施例のブロック線図である。 本発明の第２実施例のブロック線図である。

Claims (6)

1. 近端のオーディオ信号と、遠端のオーディオ信号（６１０１）で発生したエコー信号と、から成るエコー付加マイクロホン信号（６１０６）から、該遠端のオーディオ信号（６１０１）を、フルバンドフイルタータップのセットを有するフルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）でフイルターすることにより発生した反転エコー推定値（６１０５）を加算することにより、エコー減衰済み出力信号（６１０７）を提供するよう調整されたオーディオエコーキャンセラーに於いて、該オーディオエコーキャンセラーが、
   該遠端のオーディオ信号（６１０１）を多数のサブバンド基準信号（６２０３）に分割するよう構成された第１アナライズフイルター（６３０１）と、
   該エコー付加マイクロホン信号（６１０６）を多数のサブバンドエコー付加マイクロホン信号（６２０６）に分割するよう構成された第２アナライズフイルターと、
   サブバンドフイルタータップのそれぞれのセットを有する多数のサブバンドエフアイアールフイルターであるが、各サブバンドエフアイアールフイルターが、サブバンドフイルタータップの組み合わせセットがそれにより更新されるサブバンドエコー減衰済みフィードバック信号（６２０７）を提供するために、組み合わせサブバンド基準信号（６２０３）をフイルターし、組み合わせサブバンドエコー付加マイクロホン信号（６２０６）に加算される反転サブバンドエコー推定値（６２０５）を出力するよう構成されている該多数のサブバンドエフアイアールフイルターと、
   該反転エコー推定値（６１０５）の早期部分（６１０８）を発生する該フルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）用のそれぞれのフルバンドフイルタータップに、｛０−（ｍ−１）｝次の対応するサブバンドフイルタータップを合体させるよう構成された第１合成フイルターと、
   該反転エコー推定値（６１０５）の晩期部分（６１０９）を提供するために、組み合わせサブバンドエフアイアールフイルターの（ｍ−ｎ）次サブバンドフイルタータップからそれぞれ計算された晩期サブバンドエコー推定値（６２０９）を合体させるよう構成された第２合成フイルターと、を具備することを特徴とするオーディオエコーキャンセラー。
2. 該反転エコー推定値（６１０５）の前記晩期部分（６１０９）の遅延を、該反転エコー推定値（６１０５）の前記早期部分（６１０８）の遅延へと調整するよう構成された遅延調整ユニット（６１００）を具備することを特徴とする請求項１のオーディオエコーキャンセラー。
3. 前記第１合成フイルター内で合体されるためにサブバンドフイルタータップの前記セットから現在の対応するサブバンドフイルタータップを連続的に選択するよう構成された、各サブバンド用に１つの、多数のマルチプレクサー（５２１４，６２１４）を具備することを特徴とする請求項１又は２のオーディオエコーキャンセラー。
4. オーディオエコーキャンセラーが、近端のオーディオ信号と、遠端のオーディオ信号（６１０１）で発生したエコー信号と、から成るエコー付加マイクロホン信号（６１０６）から、該遠端のオーディオ信号（６１０１）を、フルバンドフイルタータップのセットを有するフルバンドエフアイアールフイルター（５１０４）でフイルターすることにより発生した反転エコー推定値（６１０５）を加算することにより、エコー減衰済み出力信号（６１０７）を提供するよう調整されるオーディオエコーキャンセル動作用の方法に於いて、該方法が、
   該遠端のオーディオ信号（６１０１）を第１アナライズフイルター（６３０１）内で多数のサブバンド基準信号（６２０３）に分割する過程と、
   該エコー付加マイクロホン信号（６１０６）を第２アナライズフイルター内で多数のサブバンドエコー付加マイクロホン信号（６２０６）に分割する過程と、
   サブバンドフイルタータップのそれぞれのセットを有する多数のサブバンドエフアイアールフイルターの各それぞれの１つ内で、組み合わせサブバンド基準信号（６２０３）をフイルターすることにより反転サブバンドエコー推定値（６２０５）を発生する過程と、
   サブバンドエコー減衰済みフィードバック信号（６２０７）を提供するために、組み合わせサブバンドエコー付加マイクロホン信号（６２０６）に該反転サブバンドエコー推定値（６２０５）をそれぞれ加算する過程と、
   前記サブバンドエコー減衰済みフィードバック信号（６２０７）でサブバンドフイルタータップの組み合わせセットを更新する過程と、
   第１合成フイルター内で、該フルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）用のそれぞれのフルバンドフイルタータップに｛０−（ｍ−１）｝次のサブバンドフイルタータップを合体させ、それらを該フルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）へ送る過程と、
   該フルバンドエフアイアールフイルター（６１０４）によりフイルターされた該遠端のオーディオ信号から該反転エコー推定値（６１０５）の早期部分（６１０８）を発生する過程と、
   組み合わせサブバンドエフアイアールフイルターの（ｍ−ｎ）次サブバンドフイルタータップからそれぞれの晩期サブバンドエコー推定値（６２０９）を計算する過程と、
   該反転エコー推定値（６１０５）の晩期部分（６１０９）を提供するために、第２合成フイルター内で、前記晩期サブバンドエコー推定値（６２０９）を合体させる過程と、を具備することを特徴とする該方法。
5. 遅延調整ユニット内で、該反転エコー推定値（６１０５）の前記晩期部分（６１０９）の遅延を、該反転エコー推定値（６１０５）の前記早期部分（６１０８）の遅延へと調整する過程を具備することを特徴とする請求項４の方法。
6. 前記第１合成フイルター内で合体するために、サブバンドフイルタータップの前記セットから各サブバンド内の現在の対応するサブバンドフイルタータップを連続的に選択する過程を具備することを特徴とする請求項４又は５の方法。

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