JP4602341B2

JP4602341B2 - ブーストコンバータ

Info

Publication number: JP4602341B2
Application number: JP2006530978A
Authority: JP
Inventors: ヘルマヌスジェイエッフィング
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2003-10-13
Filing date: 2004-10-06
Publication date: 2010-12-22
Anticipated expiration: 2024-10-06
Also published as: US20070018614A1; CN1868107A; TWI365588B; WO2005036723A1; US7570030B2; JP2007508793A; EP1676354A1; TW200525862A

Description

本発明は、DC/DCコンバータの分野に関する。より詳細には、限定を意味するものとしてではなく、ブーストコンバータに関する。

従来技術において、ブーストコンバータは、電源電圧以上の出力電圧を与えるのに使用される。これは特に、バッテリ電圧より高い動作電圧を必要とするバッテリ駆動のデバイスにとって有益である。

通常、ブーストコンバータは、携帯電話や携帯情報端末といった携帯用途において、例えばディスプレイやキーボードの照明に用いる白色発光ダイオード用電源として使用される。

ブーストコンバータは、基本的に、スイッチモード電源(switch-mode power supply)の形式である。様々なブーストコンバータのデザインが、従来技術において開示されており、例えば、特許文献１から５が挙げられる。

現在使用されているブーストコンバータの実装には、主要なものが２つある。チャージポンプとしても知られる容量性(capacitive)ブーストコンバータは、主に低コスト用途及び部品サイズが極小(smallest)であることが重要である用途に使用される。容量性コンバータは、一般に、制御電圧倍化回路として実現される。なぜなら、これは、外部部品の数が最小、つまり２つのコンデンサで済むことをもたらすからである。複数の白色発光ダイオード(LED)が、容量性ブーストコンバータの出力に対して並列に接続されなければならない。個々の電流バランス抵抗(current balancing register)は、各白色LEDを流れる電流のバランスを取るのに必要とされ、そのことは、そのLEDからの均一な明るさを得るために重要である。

誘導性(inductive)コンバータは、部品のコスト及び／又はサイズよりも、高い電力効率が重要とされる用途に使用される。誘導性コンバータは、入力／出力電圧の関係に関して容量性コンバータより柔軟である。複数の白色LEDが直列に接続されることができ、それは同一の順電流(forward current)を確実にし、従ってすべてのLEDの均一な明るさを確実にする。
米国特許番号第６、４６９、４７６Ｂ１号米国特許番号第５、８４７、９４９号米国特許番号第５、８３１、８４６号英国特許番号第２３０２６１９Ａ号欧州特許番号第１０４９２４０Ａ１号

本発明は、容量性モードと誘導性モードとの両方で動作されることができるブーストコンバータを提供する。これは、コンバータ自身を変更することなく、容量性モードにおける低コスト又は誘導性モードにおける最良の性能のいずれかの所与の用途をユーザが最適化することを可能にする。モード選択は選択端子を用いて行われる。

本発明の好ましい実施形態によれば、選択端子は、新たに追加する(extra)選択ピンではなく、外部部品の結合用に存在するブーストコンバータの端子の１つである。これはブーストコンバータの外部ピンの数を抑えることができる点で特に有利である。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、選択端子に入力電圧源を結合することにより、動作する容量性モードが選択される。誘導性モードを選択するには、選択端子が接地に結合される。これは、容量性又は誘導性モードをセットするのにコンバータに新たなピンを追加する必要がないという点で有利である。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、ブーストコンバータは、容量性及び誘導性モードに対する切替シーケンスを提供するスイッチ制御器を持つ。容量性及び誘導性モードの両方において、切替シーケンスは、待機(idle)フェーズ、エネルギー蓄積フェーズ及びエネルギー転送フェーズを持つ。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、ブーストコンバータは、容量性モードにおいて動作されるスイッチの集合を持つ。容量性モードで使用されるそのスイッチの集合の部分集合が、誘導性モードにおいて動作される。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、スイッチ制御器は、クロック信号に結合されるカウンタを用いて実現される。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、ブーストコンバータは、容量性又は誘導性モードの選択を決定するため、選択端子に結合される比較器を持つ。比較器を用いて、選択端子に印加される電圧が基準と比較される。選択端子での電圧が閾値を超える場合、これは、容量性モードが選択されたことを示す；同様に、選択端子での電圧が閾値以下である場合、これは、誘導性モードが選択されたことを示す。

本発明の好ましい追加的な実施形態によれば、ブーストコンバータは、外部抵抗素子に結合される１つの入力を備える比較器を持つ。その比較器は、外部抵抗素子を介した電圧降下を電圧基準と比較する。外部抵抗素子を介した電圧降下が、一層多くのエネルギーが必要とされることを示すとき、つまり、電圧降下が電圧基準以下である場合、待機フェーズ又はエネルギー蓄積フェーズから、エネルギー転送フェーズへの遷移が引き起こされる。

本発明は、バッテリ駆動のアプリケーションに特に有益である。例えば、LED供給回路、携帯電話の契約者識別モジュール(SIM)用ブーストコンバータ、バッテリ駆動用途におけるUSBインタフェース又は他の5Vベースのインタフェースといった用途である。

以下、本発明の好ましい実施形態が、図面を参照してより一層詳細に説明されることになる。

図１は、ブーストコンバータ１００を示す。ブーストコンバータ１００は、外部端子Vin、Gnd、Vout、Swp、Swn及びMを持つ。

スイッチＳ１及びＳ２は、端子VinとVoutとの間に直列に接続される。端子Swpは、スイッチＳ１及びＳ２の共通端子に結合される。スイッチＳ３は、端子VinとSwnとの間に結合される。スイッチＳ４は、GndとSwnとの間に結合される。

更に、ブーストコンバータ１００は、スイッチ制御器１０２を持つ。スイッチ制御器１０２は、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４を制御するために、出力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４を与える。スイッチ制御器１０２は、容量性及び誘導性モードに対応して、スイッチＳ１からＳ４に対する２つの二者択一的な切替シーケンスを実現する。

スイッチ制御器１０２は、モード選択を決定するスミス(Smith)トリガ１０４の出力に結合される。スミストリガ１０４はモード選択端子となる端子Vinに結合される入力を持つ。

ブーストコンバータ１００の比較器１０６は、フィードバック端子Fbに印加される電圧を基準電圧Vrefと比較する。端子Fbでの電圧が基準電圧Vref以下に降下するとき、比較器１０６は、適用可能な切替シーケンスを開始するために、トリガ信号をスイッチ制御器１０２に与える。

本書で考慮される用途の例においては、バッテリ１０８が、ブーストコンバータ１００の端子VinとGndとの間に結合される。バッテリ１０８は、ブーストコンバータ１００によって一層高いDC電圧に昇圧(up-converted)されるべきDC電圧を供給する。

外部コンデンサ１１０は、ブーストコンバータ１００の端子SwpとSwnとの間に結合される；外部コンデンサ１１２は、端子Voutと接地との間に結合される。

少なくとも１つの外部発光ダイオード(LED)がブーストコンバータ１００の端子VoutとMとの間に結合される。更に、外部抵抗Rledが端子Fbと接地との間に結合される。追加的なLEDと抵抗Rledとの１つ又は複数の直列接続が端子Voutと接地との間に並列に接続されることができる。

動作時において、端子Vinに印加されるバッテリ電圧は、容量性モードを示すスミストリガ１０４の出力でのモード選択信号をもたらす。それに応じて、スイッチ制御器１０２は、容量性モードに対する切替シーケンスを選択する。

選択された切替シーケンスを用いて、ブーストコンバータ１００は、少なくとも１つのLED１１４に略一定の供給電圧を与えるため、十分な量の電荷(charge)をコンデンサ１１０に転送する。ブーストコンバータ１００からコンデンサ１１０に与えられる電荷の量は、抵抗Rledを介した電圧降下を測定し、比較器１０６によってその電圧降下をVrefと比較することにより調整される。端子Fbでの電圧は、こうして、ほぼVrefに等しい様に制御される。したがって、LED１１４と抵抗Rledとを流れる電流は、ほぼ
Iled = Vref/Rled
となる。

図２は、容量性モードに対する切替シーケンスをより詳細に示す。切替シーケンスは、待機フェーズ、エネルギー蓄積フェーズ及びエネルギー転送フェーズを持つ。

待機フェーズにおいては、すべてのスイッチＳ１からＳ４が開いている。エネルギー蓄積フェーズにおいては、スイッチＳ１とＳ４とが、スイッチ制御器１０２(図１参照)により閉じた状態に制御される。一方スイッチＳ２とＳ３とは、開いたままである。こうして、コンデンサ１１０は、ブースタコンバータに結合される外部バッテリにより与えられる供給電圧に並列に結合される。こうして、コンデンサ１１０に電荷が「ポンプ」される。

所定時間の経過後、切替シーケンスは、エネルギー転送フェーズに移行する(go over)。そのフェーズにおいては、スイッチＳ１とＳ４とがスイッチ制御器により開いた状態に制御され、スイッチＳ２とＳ３とは閉じられる。こうして、コンデンサ１１０から外部負荷、つまり、本書で考慮される例でいえば少なくとも１つのLED１１４に電荷が与えられる。

言い換えると、コンデンサ１１０は、エネルギー蓄積フェーズでは、Vin電圧でチャージされる；従って、コンデンサ１１０の電荷Qは、Q = Vin・C110に等しい。ここでC110は、コンデンサ１１０の静電容量である。エネルギー転送フェーズの間、コンデンサ１１０の電荷は、出力へ、従ってコンデンサ１１２へ転送され、出力電圧はVin・C100/C112分増加される。ここでC112は、コンデンサ１１２の静電容量である。

出力負荷が、それはこの場合LEDであるが、コンデンサ１１２から与えられ、コンデンサ１１２の負荷は、負荷ΔQ = Iload・時間の分減少される。ここで、Iloadは、電流Iledの総計である。

コンデンサ１１２における低電圧が、低負荷電流をもたらし、従って、端子Fbの低電圧をもたらす。いくらかの時間の経過後、フィードバック端子Fbの電圧は、比較器１０６の切替レベル以下に減少する。これが起こると、新たなシーケンスが開始される。従って、切替シーケンスの繰り返し頻度(repetition frequency)が、負荷を流れる電流の所望の平均レベル
Fsw * Vin * C110 = Iled * Rled => Fsw = (Iled * Rled)/(Vin * C110)
をもたらすことを電流帰還が保証する。ここで、Fswは切替頻度である。

そして、スイッチ制御器１０２により実現される切替シーケンスは、次の切替シーケンスが比較器１０６により始動されるまで待機フェーズに戻る。切替シーケンスは、実現に応じて、待機フェーズ又はエネルギー蓄積フェーズのいずれかの状態で開始できることに留意されたい。

図３は、誘導性モードにおけるブーストコンバータ１００を示す。誘導性モードにおいて、端子VinとGndとは接地に結合される。端子Voutは、外部負荷に結合される。本書で考慮される例において、これは少なくとも１つのLED１１４であるか又は連続したLED１１４である。更に、接地に接続される別の端子を持つ外部コンデンサ１１６へ端子Voutが結合される。

端子SwpとSwnとは、インダクタンス１１８の１つの端子に結合される。インダクタンス１１８の他の端子は、バッテリ１０８に結合される。

誘導性モードは、モード選択端子Vinでの接地電位に起因して、スミストリガ１０４によって検出される。スミストリガ１０４によって与えられる対応するモード選択信号「DC_mode」に応じて、スイッチ制御器１０２は、誘導性モードの切替シーケンスを選択する。

この切替シーケンスを用いて、エネルギーがブーストコンバータ１００から、少なくとも１つのLED１１４を供給するインダクタンス１１８へ与えられる。ブーストコンバータ１００からインダクタンス１１８へのエネルギー転送は、端子Fbで検出される(sensed)抵抗Rledを介した電圧降下に基づき制御される。これは、結果として、少なくとも１つのLED１１４を流れるほぼ一定の電流Iled、即ち
Iled = Vref/Rled
を生じる。

誘導性モードに対する切替シーケンスが、図４において一層詳細に説明される。誘導性モードにおける切替シーケンスは、待機フェーズ、エネルギー蓄積フェーズ及びエネルギー転送フェーズを持ち、それは、容量性モードの場合と同じである。待機フェーズにおいては、すべてのスイッチが開いている。エネルギー蓄積フェーズにおいては、スイッチＳ４が閉じられ、他のすべてのスイッチは、開いたままである。こうして、結果として生じる電磁場にエネルギーが蓄積されるよう、電流がインダクタンス１１８を流れる。

続くエネルギー転送フェーズにおいて、このエネルギーは、インダクタンス１１８から負荷に転送される。エネルギー転送フェーズにおいて、スイッチＳ２は閉じられ、スイッチＳ４は開かれる。一方、スイッチＳ１とＳ３とは、開いたままである。比較器１０６は、エネルギー蓄積フェーズで始まる新たなシーケンスを始動する。本書において考慮される好ましい実施形態において、比較器１０６は、エネルギー転送フェーズを開始しない。エネルギー蓄積フェーズは、制御器１０２によりセットされる固定の持続時間を持つ。エネルギー転送フェーズは、エネルギー蓄積フェーズの後に自動的に続く。

インダクタ内のすべてのエネルギーが出力に転送されるとき、従って、インダクタンス内の電流がゼロに減らされるとき、エネルギー転送フェーズは終わる。この瞬間は、通常、スイッチＳ２を流れる電流を監視する比較器１０７により検出される。比較器１０７がスイッチＳ２でゼロ電流レベルを検出するとき、待機フェーズに入る。出力電流が、フィードバック比較器１０６の閾値レベル以下に降下するとき、フィードバック比較器は新たなシーケンスを開始する。容量性モードにおいては、ゼロ電流検出比較器１０７が使用されていない、つまり動作されていないことに留意されたい。

本書で考慮される好ましい実施形態においては、スイッチＳ１とＳ３とが誘導性モードにおいて動作されない、つまり、スイッチＳ１とＳ３とは誘導性モードにおいては何時でも開いたままである点を除けば、容量性モードと誘導性モードとに対する切替シーケンスが同一であることに留意されたい。

図５は、対応するフローチャートを示す。ステップ２００において、電源がスイッチオンされる。ステップ２０２において、選択されたモードが決定される。これは、選択端子Vinでの電位を閾値レベルと比較することによりなされる。Vinでの電位が閾値を越える場合、これは、容量性モードが選択されたことを示す。結果として、ステップ２０４において、容量性に対する切替シーケンスが選択される。逆の場合には、ステップ２０６において、誘導性に対する切替シーケンスが選択される。

いずれの場合にせよ、ステップ２０８において、端子Fbでの電圧が基準電圧Vref以下であるかどうかが決定される。これが成立しない場合、端子Fbでの電位が基準電圧Vref以下に降下するまで何も起こらない。端子Fbでの電位が基準電圧Vref以下に降下するとき、端子Fbでの電位が基準電圧Vrefを超えるまで増加されるよう、ステップ２１０において、エネルギー転送フェーズに入るための切替シーケンスが開始される。所定時間の経過後、エネルギー転送フェーズは完了され、制御がステップ２０８に戻る。

容量性モードにおけるブーストコンバータの好ましい実施形態の概略回路図である。容量性モードにおけるブーストコンバータのスイッチの切替シーケンスを説明する図である。誘導性モードにおける図１のブーストコンバータの概略回路図である。誘導性モードにおけるブーストコンバータのスイッチの切替シーケンスを説明する図である。本発明の方法の好ましい実施形態のフローチャートである。

Claims

容量性モードの動作と誘導性モードの動作を有すると共に、前記容量性モード又は前記誘導性モードの選択を決定する選択端子（Vin）を備えるブーストコンバータ（１００）であって、
前記選択端子（Vin）における電位を閾値レベルと比較する（１０４）ことにより、前記容量性モードと前記誘導性モードとの前記選択を決定し、
前記容量性モードにおいては、前記選択端子（Vin）が電圧源（１０８）に結合されると共に、キャパシタ（１１０）が前記ブーストコンバータ（１００）の第２の端子（Swn）に結合され、
前記誘導性モードにおいては、前記選択端子（Vin）が接地に結合されると共に、前記第２の端子（Swn）がインダクタンス（１１８）の一方の端子に結合され、前記インダクタンス（１１８）の他方の端子が前記電圧源（１０８）に結合されていることを特徴とするブーストコンバータ。
接地端子（Gnd）、出力端子（Vout）、付加端子（Swp）及びスイッチの集合（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）を更に備え、
第１のスイッチ（Ｓ１）及び第２のスイッチ（Ｓ２）は、前記選択端子（Vin）及び前記出力端子（Vout）の間に直列に接続され、前記付加端子（Swp）は、前記第１のスイッチ（Ｓ１）及び第２のスイッチ（Ｓ２）の共通ノードに接続され、第３のスイッチ（Ｓ３）は、前記選択端子（Vin）及び第２の端子（Swn）の間に結合され、第４のスイッチ（Ｓ４）は、前記接地端子（Gnd）及び第２の端子（Swn）の間に結合される、請求項１に記載のブーストコンバータ。