JP4596648B2 - アナログ/デジタル変換の較正方法とシステム - Google Patents
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Description
【発明の技術背景】
発明の属する技術分野
本発明は、全般的にはアナログからデジタルへの変換器(ADC)に関し、より具体的には、未知のパラメータを有する参照信号の動的な推定に基づいて較正を行うADCのデジタル較正に関する。
【0002】
関連技術の説明
自然界はアナログ領域で動作しているが、情報信号(音声、データ等)はしばしばデジタル領域で処理、伝送、あるいは取り扱うことがより効率的である。アナログ領域からデジタル領域への変換はADCによって行われる。ADCは入力としてアナログ信号を受け、出力としてデジタル信号を出力する。しかし、アナログ信号に含まれるある種の信号は、ADCが仮にに理想的に作動したとしても変換によって欠落することになる。残念ながら、現実のADCは理想的には作動しない、したがって、現実のADCのデジタル出力は理想的なADCほど正確にはアナログ入力を再現することができない。
【0003】
したがって、実際のADCを理想的なADCに近づくように製造および/または調整する利点がある。現実のADCが理想的なADCに可能な限り忠実に従うように変更して較正することが開発されている。例えば、ADCは従来は高精度デジタル電圧器を使用して一定又はゆっくりと変化する参照アナログ電圧に対して生じる誤差の特性を把握することが行われていた。この静的なテストの結果は、ハードウエア又はソフトウエアを実現する際の較正手法の基礎となる。従来行われていたADC較正の別の方法は、正弦波を参照する方法である。参照波をサンプルし、理想的なサンプルの推定値を計算する。この推定値は、較正信号の周波数が知られていることを前提として、最小二乗誤差の基準に従って計算する。誤差(例えば、推定値とADCが出力した実際の値の差)は、次に修正表を作成するために使用される。修正表は次に実際のアナログ入力信号に対する(例えば、較正されていない、機能的な、等の)現実のサンプル値を修正するために使用される。
【0004】
効率のよい較正手法は、ADC較正周期において、サンプル毎に動的に参照信号の推定を行うことを必要とする。ADC較正中に(例えば周波数や位相等)1つ以上の未知のパラメータを有する(例えば較正信号のような)参照信号を、動的に推定する方法は今のところ存在しない。したがって、現在存在する較正方法は、正確で高価な信号発生器および/または正確で高価な測定装置に依存するものである。
【0005】
【発明の要旨】
従来技術が有するこれらの課題は、本発明の方法とシステムによって解決される。例えば、従来認識されていなかったことであるが、パラメータは知られていないが所定の波形を有する参照信号をADCの較正に使用することは、効果がある。実際、較正手順が、ADCを使用したシステムのオーバーフロー処理能力を利用して実時間で実行できれば効果が有る。
【0006】
これらの効果は、(例えば正弦波のような)作成が容易なアナログ較正信号を使用してADCを較正する方法とシステムによって達成される。しかし、本発明は、鋸の歯状の三角形の較正信号のような上記以外の較正信号に対しても適用可能である。好ましくは、本発明に基づく較正手順は、(例えば、正弦波型の較正信号の振幅、周波数、初期位相等のような)較正信号の実際のパラメータからは独立である。較正に必要な適用される較正信号の相対的なパラメータは、変換されたデジタルデータから計算する。
【0007】
1つの実施例では、本発明は複数の操作成分から構成される。推定器が、ADCのデジタル出力から既知の波形の型の構成信号の相対的なパラメータ(例えば周波数)を計算する。フィルタは時刻毎の情報と較正信号に関する少なくとも1つの推定されたパラメータを使用して、デジタル領域における較正信号を再構成する。また、テーブル作成器は、ADCからの出力と再構成された較正信号から修正表の値を作成する。これらの成分の例はハードウエア、ソフトウエア、あるいはこれらの組み合わせによって実現される。別な具体例を含む、本発明のその他の原理について、以下に説明する。
【0008】
本発明の重要な技術的な利点は、ADC較正を完全にソフトウエア化できることである。
【0009】
本発明の他の重要な技術的利点は、アナログ較正信号の変化に対して耐性が高いことである。
【0010】
本発明のさらに別の利点は、ADC較正の効率を改善すること;したがって、較正に必要なサンプルの数が少ないことである。
【0011】
本発明の上述の特徴とそれ以外の特徴とを、添付の図面を参照しながら具体例を示して以下に詳細に説明する。当業者は、以下に説明する実施例は理解を助けるために例示するもので、これらについて多くの等価な実施例が考えられることを理解するはずである。
添付の図面と以下の詳細な説明を参照することによって本発明に基づく方法とシステムについてより完全に理解される。
【0012】
【図面の簡単な説明】
本発明の好ましい実施例とそれらによる利点は、同一又は対応する部材に対して同じ番号を付番した添付の図1ないし7を参照することによって最もよく理解することができる。
【0013】
図1は、本発明が好適に適用されるADC環境を例示するものである。ADC105は、電気通信システム環境100の一部として示されている。具体的には、環境100には、電話交換システム(SS)120(例えば、ワイヤラインシステムのノード)に接続された移動無線システム基地局(BS)110の受信機が含まれる。受信機はアナログフィルタH(s)125に対して(例えば、図示しない移動無線システムの(図示しない)移動局(MS)が送信した)入来するアナログ信号を供給し、アナログフィルタがADC105へのアナログ入力信号のバンド幅を1つのナイキストゾーンに制限する。ADC105のデジタル出力信号はデジタルフィルタH(z)130に接続され、これが入来信号をさらにフィルタ処理する。デジタルフィルタH(z)130の出力は、さらに処理されてSS120に供給される。
【0014】
ADC105は時間的にも振幅の点でも連続的な信号を時間的にも振幅に関しても離散的な信号に変換する。ADC105の出力レートは周波数Fsを有するサンプリングクロック発生器135によって制御され、これがADCのデータレートになる。ADC105は、場合によっては、ADC105がサンプリングできるように所定時刻におけるアナログフィルタH(s)125から受け取った(アナログフィルタ処理された)アナログ入力信号の特定時刻の値を維持する、サンプル/ホールド回路(S/H)(図示しない)を有する。
【0015】
ADC105はサンプリングされた各アナログ入力信号の値を有限な数のレベルに量子化して、各レベルをビットパターンによって表現(例えばコード化)し、サンプリングクロック発生器135のレートによるデジタル出力として供給する。ADC105のデジタル出力は、例えば8ビットからなる。したがって、256のレベルを表現することができる。本発明の好ましい実施例を記述するために、電気通信システム環境100を使用する。しかし、本発明の原理は、ビデオ装置、デルタ偏重、フラッシュADC、積分ADC、パルスコード変調(PCM)、シグマ−デルタADC、連続略算ADC等を含むこれ以外のADC環境に対しても適用可能であることを理解する必要がある。
【0016】
図2Aは、理想的なADCにおけるアナログ入力信号とデジタル出力信号とを例示するものである。理想的なADCのグラフは一般的に200によって示される。横軸210はアナログ入力を、縦軸220はデジタル出力レベルを示す。斜めの破線230は、アナログ入力信号に対する線形な、量子化されない出力応答を示し、ここでは量子化された出力の目標ラインとして使用する。ADCの対応する出力は階段状の線240によって示される。理想的なADCデジタル出力240は、アナログ入力230を所定の数の量子化レベル(解像度)とサンプリングレートを用いて可能な限り正確に再現するものである。
【0017】
図2Bは、現実のADCのアナログ入力信号とデジタル出力信号を例示したものである。現実のADCグラフを250で示す。ここでも斜めの破線230はデジタル出力の理想的な中程度ステップの変化の目標ラインである。これに対応するADC出力が、階段状の粗い線260によって表現されている。図から理解されるように、現実のADCのデジタル出力260は、量子化レベルとサンプリングレートが同じ理想的なADC(図2A)の出力と同じ程度に正確にはアナログ入力230を再現しない。したがって、(オフセット誤差、ゲイン誤差、線形誤差等の)誤差に起因して、b−ビットADCの実効的なビット数bEFFは、実際のビット数(b)とは異なる。本発明のADC較正原理は、これらの多くの誤差状態を有効に改善するものである。
【0018】
本発明によるADC較正原理を適用することによって、従来の方法に比較して、多くの利点が得られる。たとえば、アナログ較正信号の変化に対する耐性を得ることができる。本発明は、較正信号の波形の型に関する事前の知識を使用して、量子化されたサンプルから対応するパラメータに関する情報を計算するので、高度に安定した信号発生器は不要である。較正信号は、ADCを使用しているシステム(例えば、システムは集積回路(IC)、BS等である)に備えられた、単純で精度の低い(しかしスペクトルの観点からは純度の高い)ローカルな発信機が発生するものでも良い。本発明は、ADCのうちの一方が機能している間に他方の較正を行うことができるように、参照信号と機能入力信号との間を切り替えることができる、2つのADCを使用した設計を使用することもできる。この方法によれば、較正されたADC(s)は繰り返して較正を行いながら機能データの変換を中断無く行って温度に敏感にADCを較正することができる。
【0019】
本発明のこれ以外の利点の例は、従来方法に比較して向上した効率である。フィルタが従来方法に比較して参照信号の良好な推定を行うことができるので、較正に必要な参照信号のサンプル数はより少ない。さらに、較正手法は完全にソフトウエアとして実現することができる。ADCが接続されているシステムが十分なオーバーフロー容量を有していれば、さらにデジタル信号処理(DSP)資源(例えば、ハードウエア、処理サイクル等)が必要になることはない。原理的には、較正は通常の処理中にこれに影響を与えずに、例えば、以下で説明するような既知のパイロットを使用することによって、メモリアクセス分だけの遅延が生じるだけで実行することができる。参照信号として使用するパイロットトーンからの短いサンプルバーストによって増分的に修正表を適合させていくことにより、1つのADCを用いて、入来する機構信号の間の既知の空隙の間に参照信号に接続して漸増的に較正することができる。
【0020】
パイロットは、信号チャネル全体の情報部分とは別の部分であるが、同じ物理送信媒体によって伝送される信号である。パイロットは(パイロットトーンと称する)使用される信号バンドの中の1つの周波数だけを使用し、情報はパイロットの片側あるいは周辺の周波数に分散しているがパイロットと同じ周波数は使用しない。パイロットはしばしばシステムが可能な限り高い品質で情報を伝達するために使用される。パイロットは良く知られた特徴を有するので、そのチャネルで伝達される情報とは無関係に、信号レベルの調整、クロックの同期等に使用される。本発明の原理によれば、当該システムに別の目的で既に備わっているパイロット信号をADCを較正するための参照信号として使用することができる。
【0021】
本発明の原理を適用することによるさらに別の利点は、波形の型に関する知識を必要とするだけで、本較正手法は参照信号に適用できることである。このことによって、複数の異なる周波数を使用した較正手順と拡張された修正表を使用した設計の両方が可能になる。修正表のアドレッシングは前のサンプルの値と現在のサンプルの値の相違に依存したアドレスを使用して拡張される。このことによってADCの誤差の動的な側面が修正される。さらに、あらかじめ修正表を具備し、その出力を較正手法において使用することによって線形性を一層改善することができる。このように、較正装置をフィードバックを有するシステムとすることができる。この改善は少なくとも部分的には参照信号のより正確な振幅推定に起因するものである。
【0022】
図3Aは、本発明に基づく較正の例を示すものである。ADC310Aと較正装置340Aは300に示されている。ADC310Aはアナログ機能入力信号を受け、較正装置340Aは較正されたデジタル出力信号を作成する。ADC310Aは例えば、(図1に示した)ADC105に対応するものであり、較正装置340Aは修正表350を有することができる。ADC310Aが入力された機能信号を処理するとき、スイッチ330Aは機能信号に接続され、スイッチ330BはADC310Aの出力に接続される必要はない。しかし、機能信号が、例えば、既知の中間域にあるときには、スイッチ330Aは参照信号に接続され、スイッチ330BはADC310Aの出力を較正ロジック(CL)320に接続する。CL320は修正表350のために修正表出力を出力することができる。このように、本発明に基づくCL320のスピードによって、単一のADC310Aを用いて実時間較正が可能になる。スイッチ330Bは、較正装置340Aの一部であっても良いことに注意する必要がある。
【0023】
スイッチ330Aは、このように、機能動作モードと較正動作モードの間の切り替え手段として機能する。一方、スイッチ330Bは、較正の間フィードバックシステムが起動されるようにする。較正課程はしたがって2段階で行われる。第1段階では、スイッチ330BがADC310Aの出力に接続される。修正表350がトレーニングされると、スイッチ330Bは修正表350の出力に接続され、表のより細かい修正を可能にする。例えば、300のADC310Aと較正装置340Aは、パイロットトーンを使用した較正を行うことも可能である。例えば、ADC310Aの機能信号の入力レンジの大部分を使用した振幅のパイロットトーンがあり、スペクトルの情報伝達部分に既知の中間域があれば、この中間域を利用してパイロットを較正参照としたADC較正を行うことができる。
【0024】
図3Bは本発明に基づく別の較正を例示したものである。本発明はまた360に示したように2つのADCを使用して実時間の較正を可能にするものである。参照信号と機能信号は、それぞれスイッチ330Cと330Dを介して一組のADC、310Bと310Cとに交互に入力される。一方が参照信号を受信しているとき、他方は機能信号を受けて当該機能信号について作動している。ADC310Bと310Cは出力を、それぞれ較正装置340Bと340Cの入力として出力する。スイッチ330Eは、較正済みの出力として、アナログ機能入力信号に対応する、受け取ったデジタル信号を選択する。このように、必要であれば、較正を常に行うことができる。好ましくは、この2つのADCを使用した適用例は、通常の較正動作の間に、通常動作の間に生じたドリフトと変化を較正することができる。
【0025】
較正のための資源は、修正表350以外は、共有できることに注意する必要がある。換言すれば、1つの較正装置340はADC310Bと310Cからの出力を交互に受け取る(例えばスイッチ手段によって)(図示しない)。3つのスイッチ330C、330Dと330Eは同期している。スイッチの切り替えは、システムを通過している変換された機能データが中断することが無いように、サンプリング周期の一部である。例示した場合360では、ADC310Bと310Cは全てのスイッチが同位相であるためには、内部遅延を有してはならない。しかし、この問題は、(図示しない)出力スイッチ330Eの遅延によって解決される。
【0026】
図4Aは、本発明に基づくADCの例と、対応する較正装置と選択された信号を示すものである。例示したADC310と例示した較正装置340を400に示す。アナログ入力信号s(t)(例えば、(図1に示した)受信機115が受信した(図示しない)MS送信機からの無線送信波に乗ったアナログ音声信号であって、BS110で周波数ダウンコンバージョンとフィルタ処理を経た信号)がADC310に供給される。ADC310(及びしたがってADC105)が較正装置340を具備しても良いことに注意する必要がある。
【0027】
図4Aから引き続いて、ADC310は、例えば、サンプリング装置405、量子化装置410、と符号化装置415を具備しても良い。しかし、本発明は別のADC設計にも適用可能なことを理解する必要がある。サンプリング装置405は入来のアナログ入力信号s(t)をサンプリングして離散サンプル信号s(k)を作成し、量子化装置410に入力する。信号はここで、量子化装置410と符号化装置415によってデジタル出力x(k)に変換される。デジタル出力x(k)は、修正表350とCL320を有する較正装置340に供給される。較正装置340は次に較正されたデジタル信号y(k)を出力する。
【0028】
図4Bは、本発明に基づく較正ロジックの実施例の詳細を例示するものである。較正装置340は、図に示されているように、(図4Aに示した)ADC310デジタル出力信号x(k)をうけて較正されたデジタル信号y(k)を出力する。較正装置340は、修正表350とCL320を具備する。デジタル出力信号x(k)は、数学的に以下に詳細に示す、CL320の3つの例示したコンポーネントに供給される。まず、デジタル出力信号x(k)が推定器/演算器460に入力される。推定器/演算器460(i)はアナログ入力参照信号s(t)に関する少なくとも1つのパラメータ(例えば、周波数)を推定し、(ii)係数(例えば、係数cl)を計算する。第2に、デジタル出力信号x(k)が有限インパルス応答フィルタ(FIR)455に(係数clと共に)入力される。FIRフィルタ455は、s(k)が例えば(図4Aに示す)サンプリング装置405の出力に相当するs(k)の推定値(例えば、s−(k))を作成する。別のタイプのフィルタを使用することもできることに注意する必要がある。例えば、FIRフィルタ455に代えて、無限インパルス応答フィルタ(IIR)を使用することも可能である。
【0029】
第3に、修正計算機465もまたデジタル出力信号x(k)を入力される。修正計算機465は、デジタル出力信号x(k)とFIRフィルタ455から計算されたS^(k)の値を受け取りテーブルに入力すべき値(例えばsi の値)を計算する。較正動作モードの間に、デジタル出力信号x(k)は修正表350のアドレッシングのために使用され、修正表からの出力si は、表の当該アドレスへ書き込み/格納された値である。修正表350は、例えば、記憶素子(たとえば、ランダムアクセスメモリ(RAM)やシリアルアクセスメモリ(SAM))に記憶される。修正表350はテーブルの形状である必要は無く、好適な形態であればどのような形態でも良いことに注意する必要がある。
【0030】
機能動作モードにおいて、デジタル出力信号x(k)は修正表350をアドレスするために引き続き使用されるが、テーブルに格納されている値が読み出し/取得されて変数y(k)として出力される。デジタル出力信号x(k)は、機能動作モードでも較正動作モードでも修正表350を通る。修正表350は好ましくは、機能的にy(k)を使用する前で較正を行う前(この種の初期化は特に示していないが)にsi=xiとなるように初期化されることが望ましい。較正は後にシステムが予定の較正段階になったときに行われる。
【0031】
較正装置340の図に示したそれぞれの機能ユニット(コンポーネント)を、以下の数式により詳細に示す。FIRフィルタ455、推定器/計算機460、修正計算機465は独立した電子的ハードウエアである必要はない。それぞれは(全体的又は部分的に)たとえば、汎用DSPを利用してソフトウエアとして実現されていても良い。さらに、それぞれは、較正装置340とADC310が使用されているシステム(たとえばBS)の余剰の演算能力を利用して実現されても良い。さらに、各ユニットはハードウエア、ソフトウエア、ファームウエア等のいずれであっても良いし、これらの組み合わせ、および/または、メモリおよび/またはプロセッササイクルのような資源を共有するものであっても良い。較正装置340はADC310の一部として含まれても良いことを理解する必要がある。
【0032】
図4Cは、本発明に基づく較正ロジックの別の実施例の詳細を示すものである。この較正ロジックの実施例は480で示されるもので、較正サンプルの数が制限されている場合を目的にしたものである。較正装置480には、修正計算機465が、修正表350の出力からのフィードバックループを形成する(図4Bの較正装置340の)「(1−C)」積算器485、加算器490、と「C」積算器495で置換されている。修正表350への入力si は、したがって、Csiと(1−C)s^(k)の合計になる。較正装置480についても同様に、以下に数学的により詳細に説明する。
【0033】
ADCの較正を行うためにマルチプル手法が既に提案されている。実際、デジタル領域のみで作動する較正手法が最近、S. H. LeeとB. S. Songによる「多段階アナログからデジタル変換器のデジタル領域での較正(Digital-domain calibration of multistep analog-to-digital converters)」、ソリッドステート回路に関する国際電気電子技術(IEEE)ジャーナル、第27巻、第12号、1679−1688ページ、1992年に開示されており、当該文献をここに参照して取り込むものとする。LeeとSongの文献に記載された方法の欠点の一つは、符号エラーを測定するために、正確な信号発生器と測定装置が必要なことである。
【0034】
これとは反対に、本発明に基づくADCの較正手法はそのような正確な信号発生器と測定装置を必要としない。本発明の方法は完全にデジタルでソフトウエアとして実現することができる。さらに、本発明の方法は内部の較正回路を必要としない。較正手法は、反対に、ADC入力に接続された較正信号を出力する。当該方法はさらに直接記憶素子に符号誤差を格納し、したがって、正常な変換が誤差演算のために遅くなることはない。
【0035】
較正手順は、較正信号として、正弦波信号、複数の正弦波信号の合計、鋸の波状の信号、三角波信号等の既知の波形を使用する。以下に説明する具体例では、正弦波形を使用した較正手法を説明するが、他の型の波形を使用することもできることを理解する必要がある。当該手法は以下に例示する機能ブロックに分解することができ、それぞれについては以下に説明する:第1の機能はアナログ入力S(t)の周波数を推定するプロセッサであり、ADCの量子化された出力x(k)からω−の推定値が計算される。第2の機能は、ADCの出力x(k)を入力として受け、フィルタの特性がノイズのゲインを最小化する係数を有する線形な時間不変FIRフィルタである。フィルタの出力s−(k)は所定のサンプリング時刻(基本的には、連続振幅離散時間信号)におけるアナログ較正信号を再構成したものである。第3の機能ブロックは、x(k)とs^(k)に基づいて交信された再較正表を計算するプロセッサである。
【0036】
本発明に基づく較正の手順を表1に記載する。
【表1】
【0037】
まず、較正信号をサンプリングして量子化する.較正信号s(t)は、連続した時間の関数(t(s)は特定時刻の値)である正弦波で周波数F[Hz]、振幅A[ボルト]、Aは正、初期位相φ[ラジアン]である。
【数1】
【0038】
周波数Fは(0,Fs/2)の範囲で、Fs[Hz]はサンプリング周波数である。サンプリングレートがFsである理想的なS/H回路は離散時間信号を出力する。
【数2】
ここで、ω=2πF/Fsは、(0,π)で正規化された(角)周波数,kは移動(整数)時間指標である。
【0039】
bビットの均一量子化手段について考える。単純化のために、ただし一般性を損なわない範囲で、ADCの最大振れ幅をプラスマイナス1とする。すると、精度は、下記のようになる。
【数3】
bビット量子化信号x(k)=Qb[s(k)]は数学的には(4)で表され、J.G. ProakisとD.M. Manolakisによるデジタル信号処理の原理、アルゴリズムと適用(Digital Signal Processing Principles, Algorithms and Applications), Prentice Hall International第3版、1996年、チャプター9.2、ページ748−762に記載されており、当該記載をここに参照してすべて取り込むことにする。
【数4】
ここで、Qb[・]は、bビット量子化装置で、e(k)は平均値がゼロのホワイト量子化ノイズで、バリアンスは、下記となる。
【数5】
【0040】
ADCの出力を記述する(4)−(5)のモデルは、小さな量子化ステップΔであってs(k)が2つの連続するサンプルの間で複数の量子化レベルを横切るような場合に有効であることが知られている。
【0041】
ADCの品質の1つの指標は、信号のパワーと量子化ノイズのパワーとの比で表される、信号対量子化ノイズ比(SQNR)であり、下記で表される。
【数6】
ここで、(5)は第2の等式として使用する。(2)のs(k)に関して、P=A2/2が成り立つ。(6)から、ビットが1つ追加されるごとに、SQNRが20log102つまりおよそ6dB増加することが理解される。
【0042】
第2に、量子化された入力x(k)から較正信号s(k)を再構成するために、L次のFIRフィルタを使用する。
【数7】
【0043】
ノイズの無い制限は入力(2)に対して(過渡応答が消えた後で)、s^(k)=s(k)となるフィルタ係数({cl}l=0からL)を検索する。さらに、ホワイト(量子化)ノイズに対する感度が最低になるような、{cl}を探す。ノイズに対する感度またはいわゆるノイズゲイン(NG)は以下の式で表される。
【数8】
【0044】
従って、解を見つけるべき最適化の問題は以下のように表される。
【数9】
ここで、s(k)は(2)における正弦波である。この最適化の問題は、P. Handelによる、「正弦波の予測デジタルフィルタ処理(Predictive digital filtering of sinusoidal signals)」、信号処理に関するIEEE論文集、第46巻、第2号、364−375ページ、1998年で説かれており、当該文献をここに参照してここに取り込むことにする。下記の結果が成り立つ。
【数10】
ここで、
【数11】
【数12】
【数13】
である。
【0045】
再構成のためのフィルタは(7)からなり、係数は(10)−(13)によって、ωをω^で置き換えた形で決定される。A/D出力x(k)から推定値ω^を取得する方法は以下に示す。
【0046】
第3に、較正信号s(t)の周波数を推定する。フィルタ係数(10)−(13)は較正信号s(t)の初期位相や振幅には依存せず;従って、ωのみに依存する。ノイズによって汚染された正弦波の周波数を推定するには複数の方法がある。例えば、D. C. RifeとR.R. Boorstynによる「離散時間観測に基づくシングルトーンパラメータの推定(Single tone parameter estimation from discrete-time observations)」、情報理論に関するIEEE論文集、第IT−20巻、第5号、591−598ページ、1974年に開示されており、ここに当該論文を参照して取り込むものとする。当該論文は、周波数推定は数学的に下記の特徴であることを示している。
【数14】
式(14)の最大化は、高速フーリエ変換とそれに続く繰り返し最小化処理によって行われる。式(10)−(13)で、ωに代えて、式(14)から得られるω^を使用することにより、x(k)からのs(k)の作成が完成する。
【0047】
第4に、以下に例示するアルゴリズムを使用して、再構成表を更新することができる。当該方法は、ここで参照して内容を取り込む、S.P. Lloydが「PCMにおける最小二乗量子化(Least squares quantization in PCM)」、情報理論に関するIEEE論文集、第IT−28巻、127−135ページ、1982年3月に記載された、E[e(k)2]が最小となる意味において最適なスカラー量子化における再構成レベルに基づくものである。
【0048】
ADCからの量子化された出力x(k)は、時刻kにおいてM=2b個の可能な値をとりえる。これを以下のように表現することにする。
【数15】
ここで、xiは均一量子化装置のi番目のレベルの対応する。{L、L+1、...、N−1}に属するkについて、Ai(m)をx(k)がxiと同じであった回数とし、L≦k≦mについてはAi(L−1)=0とする。再構成表は以下のように表現される。
【数16】
これは、s^(k)を用いて以下のように作成することができる。siに初期値si=xi、i=0、...、M−1を与える。時刻k≧Lにおいて、x(k)=xiであると仮定して、siを以下のように更新する。
【数17】
データ処理を終わって、表の更新を終わったあと、量子化器の処理は:入力信号はx(k)=xiと量子化されるサンプルs(k)を作成し、次に、量子化された値xiが更新された表を使用して出力siに再度マッピングされる。
【0049】
数式(17)は入力信号x(k)のすべての遭遇したレベルについて平均推定値を計算するものである。平均化のプロセスはローパスフィルタと類似のものと考えることができる。較正サンプルの数が制限されている場合(例えば、較正時間や平均値演算の演算能力が制約されている場合)、平均化はローパスフィルタによって置換することができる。従って、レベルごとの較正サンプルの数が制限されている場合、(17)の式は以下のように近似することができる。
【数18】
x(k)のレベル(変数「i」を定義する)が、修正表350のアドレスとして作用するので(図4C)、式(18)で定義された較正機能は「(1−C)」積算器485、加算器490と「C」積算器495として実現することができる。
【0050】
図4Cに示した本発明の別の実施例に拠れば、修正表350はサンプルごとに対して2段階の機能を有する、1つは読み出し段階、他は書き込み段階である。レベルがiである入力信号x(k)は、両段階において修正表350へのアドレスとして作用する。第1段階では、y(k)が修正表350から値siを取り出し、第2段階が終了するまでその値を保持する。この値siには「C」の値がかけられ、「(1−C)」の値をかけた推定値s^(k)と共に加算される。第2段階では、加算出力が修正表350に記入される。機能データの変換の間、修正表350は出力y(k)にsiの値をx(k)でマッピングしているが、修正表350に対する書き込み動作は行っていない。修正表350が初期化されなければ、フィルタ処理機能からさらに過渡応答がある可能性が高く、従って、修正表350を初期化するより以上のサンプルが必要になる可能性がある。つまり、フィルタ455の入力がy(k)に接続されていない限り(例えば、図3Aに示したスイッチ330Bで起動したフィードバックが組み込まれていない場合)、修正表350はより長い較正段階で初期化される。周波数の推定と係数の計算は初期化ステップだけで行われてもよく、特に、ADC310への参照入力信号s(t)の周波数はフィルタ455のパスバンドの外にドリフトしてしまうことは無い。
【0051】
図5は、本発明に基づくADCの較正方法を示すフローチャートである。フローチャート500は、アナログ較正信号をADCの入力に与えることから(ステップ510)開始する。ADCは、アナログ較正信号入力に基づいてデジタル出力を作成する(ステップ520)。デジタル領域で作動して、較正信号に関する少なくとも1つのパラメータが、ADCのデジタル出力に基づいて推定される(ステップ530)。較正信号はアナログ較正信号の波形の種類または1つ以上の推定されたパラメータに基づいてデジタル領域で再構成される(ステップ540)。再構成データ構造は作成されて格納される。ADCのデジタル出力は再構成されたデータ構造と比較されて、修正データ構造を作成する(ステップ550)。修正データ構造(例えば、記憶手段内の表)を次に機能信号のA/D変換に使用する(ステップ560)。
【0052】
従って、ADCは修正データ構造の内容を、機能信号のデジタルADC出力に適用することによって較正される。好ましくは、修正データ構造は、例えば温度ドリフトを相殺するために連続的に更新される。フローチャート500に記載された方法は、そのあとに第2段階でより詳細な修正表の調整を行うことを前提とした、第1の粗調整段階と考えることができる。第2段階において、修正表を通過したデータが較正装置に入力される。第2段階は、修正表が初期化されている限り、スタンドアローン型であっても満足な較正を行うことができる。
【0053】
図6には、参照信号再構成解析を図示したものである。一例として、例示した、量子化されたデータx(k)=Qb[s(k)]、ここでb=8、12と16である、から得られた較正信号s(k)の再構成精度をグラフ600に示す。理論的な(実践の)値と略算による(「+」)改善bIMPをフィルタ長の関数として示す。
【0054】
s(k)が正弦波であることがあらかじめ知られているときの、効率的なまたは改善されたビット数は以下のようになる。
【数19】
ここで、第2項の値は、P. Handelによる「正弦波信号の予測的デジタルフィルタ処理(Predictive digital filtering of sinusoidal signals)」、信号処理に関するIEEE論文集、第46巻、第2号、364−375ページ(1998年)に記載された、フィルタが長ければ(たとえば、Lは1よりもはるかに大きい)ノイズゲインはNG=2/Lとの近似式に基づいている。
【0055】
再構成手法の性能をグラフ600に、横軸に「フィルタ長L」、縦軸に「解像度(ビット)」をとって示した。周波数ω=0.5である正弦波入力を再現することに関する改善の絶対値bIMPを、b=8,12,16について、異なるフィルタ長Lについて示した。上述のように、グラフ600では、実線は式(19)から計算した理論値を、プラスの表示はシミュレーションの結果を示す。計算による値は理想的な均一量子化装置に基づいて計算した。周波数は式(14)に基づいて求め、実際の計算による改善は、長さ10000サンプルのシーケンスを使用して測定した。グラフ600から、610の位置において、L=100に対して、量子化されたb=12ビットの正弦波はbIMP=14.8ビットの解像度で再構成された。
【0056】
図7は、較正を行ったものと較正を行わなかったものの性能をグラフ表示したものである。シミュレーションの結果を、較正を行わなかったグラフ700と較正を行ったグラフ750で示す。各グラフにおいて、「周波数(MHz)」を横軸に、「パワー(dBFS)」を縦軸に示す。本発明の1つの実施例の性能を、12ビットのADCを記述したシミュレーションモデルから評価した。使用した較正信号のパラメータは:F=11.21826[MHz]、A=0.89[V](たとえば、−1dBFSの信号レベル)でFs=50[MHz]である。シーケンスの長さは、N=82000(たとえば、1.64ms)である。
【0057】
シミュレーションモデルからの出力x(k)は、見かけ上の自由ダイナミックレンジ(SFDR)と信号対ノイズと変形比(SNDR)によって特徴付けられる。較正を行っていないADCモデルの測定された数値は以下のとおりである。
【数20】
表2では、較正後のSFDRとSNDRを、再構成フィルタの長さLの関数として示す。較正を行ったADCに関して、入力周波数F=1.55MHzでF=11.2MHzの場合について測定した。表2から、SFDRに関する30dBの改善と、SNDRに関する15dBの改善を読み取ることができる。
【0058】
【表2】
【0059】
引き続き図7に、−1dBFSにおけるF=1.55MHzの入力に対する性能を示した。特に、1.55MHzの単一のトーンに対する12ビットADCの較正の無い場合(グラフ700)と較正のある場合(グラフ750)が示されている。較正のある場合のグラフ750では、パワースパイクがほとんど除去されている。同様に、較正のある12ビットADCは、SNDRが14dB高く、SFDRが31dB高い。
【0060】
以上のように、ADCのための較正手法を示した。ADCシミュレーションモデルを用いて利点を例示して、性能を評価した。特に、12ビットADCについて、SFDRに関しておよそ30dB、SNDRに関してはおよそ15dBの改善が示された。
【0061】
本発明の方法とシステムの好ましい実施例を添付の図面に図示して上述の詳細な説明で説明したが、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の技術思想と技術的範囲から逸脱することなく、多くの再構成、変更および置換が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明が提供されるADCの環境を例示するものである。
【図2】 図2Aは、理想的なADCの入力アナログ信号と出力デジタル信号を例示した図であり、図2Bは、現実のADCの入力アナログ信号と出力デジタル信号を例示したものである。
【図3】 図3Aは、本発明に基づく較正の例を示すものであり、図3Bは、本発明に基づく別の較正の例を示すものである。
【図4】 図4Aは、本発明に基づくADCの例と選択された信号の較正器を示すものであり、図4Bは、本発明に基づく較正ロジックの詳細を例示するものであり、図4Cは、本発明に基づく較正ロジックの別の実施例の詳細を例示するものである。
【図5】 本発明に基づくADCの較正方法を示すフローチャートである。
【図6】 参照信号再構成解析を図示するものである。
【図7】 較正の無いものと較正のあるものとの特性を図示したものである。
Claims (24)
- アナログからデジタルへの変換を較正する方法であって、
未知の周波数を有するアナログ入力をデジタル出力に変換する過程と、
少なくとも部分的に該デジタル出力に基づいてアナログ入力の周波数を推定する過程と、
当該デジタル出力と前記周波数を使用して、アナログ入力のデジタル再構成を行うフィルタを使用してアナログ入力を再構成する過程と、
少なくとも部分的に前記デジタル出力と前記デジタル再構成値に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する過程とを具備し、
前記フィルタの係数はノイズゲインを最小化するものである方法。 - さらに、
少なくとも部分的に前記少なくとも1つの修正用の値に対応する較正されたデジタル出力を作成する過程を有する請求項1に記載の方法。 - 前記フィルタは無限インパルス応答(IIR)フィルタを具備する請求項1に記載の方法。
- 前記フィルタは有限インパルス応答(FIR)フィルタを具備する請求項1に記載の方法。
- 前記少なくとも1つの修正用の値を決定する過程はさらに、複数の修正値を有する修正表を決定する過程を有する請求項1に記載の方法。
- さらに、
前記デジタル出力に対応するアドレスを使用して修正表にアクセスする過程を有する請求項5に記載の方法。 - 前記アナログ入力は正弦波、複数の正弦波の合計、のこぎりの歯状の波、三角波から選択された入力信号である請求項1に記載の較正方法。
- アナログからデジタルへの変換を較正する方法であって、
未知の周波数を有するアナログ入力をデジタル出力に変換する過程と、
少なくとも部分的に前記デジタル出力に基づいて前記アナログ入力の周波数を推定する過程と、
少なくとも部分的に前記デジタル出力と前記周波数に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する過程とを具備したものである方法。 - 前記周波数を推定する課程は、前記アナログ入力が機能信号でないときに行われる請求項1に記載の方法。
- アナログからデジタルへの変換器の較正装置であって、該アナログからデジタルへの変換器は未知の周波数を有するアナログ入力をデジタル出力に変換するもので、当該較正装置は、
少なくとも部分的にデジタル出力に基づいて前記アナログ入力の周波数を推定する推定装置と、
少なくとも部分的に前記周波数に基づいて複数のフィルタ用係数を計算する係数計算装置と、
少なくとも部分的に前記周波数に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する修正計算装置とを具備する装置。 - さらに、少なくとも部分的には前記デジタル出力に対応する較正されたデジタル出力を提供する修正表を具備する請求項10に記載の較正装置。
- さらに、前記デジタル出力と、前記周波数と、前記複数のフィルタ用係数を受け、前記アナログからデジタルへの変換器の推定されたサンプリングされた入力を作成するフィルタを具備する請求項10に記載の較正装置。
- 前記フィルタはデジタル的にアナログ入力を再構成する請求項12に記載の較正装置。
- 前記フィルタは有限インパルス応答(FIR)フィルタを有し、当該フィルタが受け取る前記複数のフィルタ用係数はノイズゲインを最小化するものである請求項12に記載の較正装置。
- 前記修正計算装置は、複数の修正値を有する修正表を決定する請求項10に記載の較正装置。
- 前記修正表は前記デジタル出力に対応するアドレスを使用してアクセスされる請求項15に記載の較正装置。
- 前記アナログ入力は正弦波、複数の正弦波の合計、のこぎりの歯状の波、三角波から選択された入力信号である請求項10に記載の較正装置。
- 前記推定装置は、前記周波数を、前記アナログ入力が機能信号でないときに前記少なくとも1つのパラメータを推定する請求項10に記載の較正装置。
- 前記修正計算装置は前記修正表から出力される複数の修正値を有する修正表を決定し、
前記較正装置はさらに、有限インパルス応答(FIR)フィルタを有し、当該フィルタは前記修正表からの出力と、前記周波数、前記複数の係数を受けて、前記アナログからデジタルへの変換装置のサンプリングされた推定入力を出力する請求項10に記載の較正装置。 - 未知の周波数を有するアナログ参照信号を使用してアナログからデジタルへの変換器を較正する方法であって、
当該アナログ参照信号を受ける過程と、
当該アナログ参照信号をサンプリングしてサンプリングされた参照信号を作成する過程と、
サンプリングされた参照信号をデジタル信号に変換する過程と、
前記アナログ参照信号の前記未知の周波数を推定する過程と、
フィルタのために複数の係数を計算する過程と、
前記未知の周波数と、前記デジタル信号と、前記複数の係数を用いて前記サンプリングされた参照信号を再構成する過程と、
再構成されたサンプリングされた参照信号と前記デジタル信号を使用して修正表を決定する過程とを有する方法。 - アナログからデジタルへの変換を較正する方法であって、
未知の周波数を有するアナログ入力を較正されていないデジタル出力に変換する過程と、
少なくとも部分的に、較正されていないデジタル出力に基づいて、該アナログ入力の周波数を推定する過程と、
少なくとも部分的に、前記較正されていないデジタル出力と前記周波数に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する過程と、
別の較正されていないデジタル出力に対応したアドレスを用いて修正メモリにアクセスする過程と、
アクセス過程に基づいて修正メモリから較正されたデジタル出力を出力する過程とを有する方法。 - アナログからデジタルへの変換を較正する方法であって、
未知の周波数を有するアナログ入力をデジタル出力に変換し、
少なくとも部分的に前記デジタル出力に基づいてアナログ入力の周波数を推定し、
少なくとも部分的に前記周波数に基づいて複数のフィルタ用係数を計算し、
少なくとも部分的に前記デジタル出力と前記複数のフィルタ用係数に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する方法。 - アナログからデジタルへの変換を較正する方法であって、
未知の周波数を有するアナログ入力をデジタル出力に変換し、
少なくとも部分的に前記デジタル出力の周波数を推定し、
少なくとも部分的に前記周波数に基づいて複数のフィルタ用係数を計算し、
少なくとも部分的に前記複数のフィルタ用係数に基づいてフィルタを作成し、
少なくとも部分的に前記デジタル出力と前記フィルタ出力に基づいて少なくとも1つの修正用の値を決定する方法。 - 前記少なくとも1つの修正用の値を少なくとも部分的にデジタル出力と少なくとも1つのフィルタ出力に基づいて決定する過程が、さらに、少なくとも部分的に前記デジタル出力と前記少なくとも1つのフィルタの結果に基づいて複数の修正用の値を決定する過程を有し、前記サンプルごとに出力された出力サンプルのそれぞれの値に対して、複数の修正用の値を決定する過程で前記複数の修正用の値が決定される請求項23に記載の方法。
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